KR100749819B1 - 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법 - Google Patents

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안재영
박재현
전주환
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Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 피드백 정보를 보내는 부반송파의 위치를 채널변화율에 따라 불균일하게 결정하는, 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법을 제공하는데 그 목적이 있음.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 송신단에서 이용하는 프리코드 행렬을 양자화하여 피드백 정보를 송신단으로 보내는 수신단에서의 부반송파의 위치를 보간하는 방법에 있어서, 상기 수신단에서 채널변화율에 따라 피드백이 수행되는 부반송파를 결정하는 제1 비용함수를 이용하여 인접 부반송파 사이의 간격을 결정하는 제1 단계; 및 상기 수신단에서 프리코드 행렬을 결정하여 유도한 제2 비용함수를 이용해 상기 부반송파의 위치를 잡음전력 및 채널행렬에서 소정의 가장 큰 특이값들로 결정하는 제2 단계를 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템 등 에 이용됨.
직교 주파수 분할 다중화 시스템, 선형 보간법, 프리코드, 평균 제곱 오차(MSE), 최소 평균 제곱 오차(MMSE)

Description

폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법{Method of the interpolation of sub-carrier at a channel-change rate in MIMO-OFDM system}
도 1은 종래의 MIMO-OFDM 시스템의 송수신단에 대한 일실시예 블럭도,
도 2는 본 발명에 따른 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법에 대한 일실시예 흐름도,
도 3a는 본 발명이 적용되는 불균일 선형 보간법과 균일 선형 보간법의 성능비교에 대한 일실시예 그래프,
도 3b는 본 발명이 적용되는 불균일 선형 보간법과 균일 선형 보간법의 성능비교에 대한 다른 실시예 그래프.
본 발명은 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 피드백 정보를 보내는 부반송파의 위치를 채널변화율에 따라 불균일하게 결정하는, 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법에 관한 것이다.
최근 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화(Multi-Input Multi-Output Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하, "MIMO-OFDM"라 함) 시스템은 높은 전송속도와 안정된 시스템 성능 등의 특성으로 인하여 이동통신분야에서 활발하게 사용되고 있다. 특히, 상기 OFDM는 넓은 대역의 단일 반송파(carrier) 대신 서로 직교성을 갖는 여러 부반송파를 이용하여 데이터를 병렬적으로 전송하는 멀티 반송파 변조 방식이다.
한편, 상기 MIMO-OFDM 시스템은 부반송파(sub-carrier)의 개수에 따라 선형적으로 비례하는 피드백(feedback)이 이루어지는 단점이 있다.
상기와 같은 이유로 MIMO-OFDM 시스템에서 피드백 양을 줄이기 위한 다양한 연구가 진행되고 있다.
종래에는 프리코드(precode)의 양자화 방식과 결합하여 보간하는 방식이 있다. 즉, 종래의 방식에서 수신단은 주파수 영역에서 일정한 간격의 일부 부반송파에 대해 프리코드를 양자화하여 송신단으로 피드백한다. 상기 송신단은 피드백 정보를 이용하여 부반송파의 위치에 대한 프리코드를 구하고, 나머지 부반송파의 위치에 대해서는 균일 선형 보간법을 이용하여 프리코드를 구한다.
이하, 종래의 방식에 대하여 구체적으로 설명한다.
도 1은 종래의 MIMO-OFDM 시스템의 송수신단에 대한 일실시예 블럭도이다.
종래의 MIMO-OFDM 시스템은 송신단에서
Figure 112006054808049-pat00001
개의 송신안테나를 사용하며, 수신단에서
Figure 112006054808049-pat00002
의 수신안테나를 사용한다.
상기 종래의 MIMO-OFDM 시스템의 송신단은
Figure 112006054808049-pat00003
개의 부반송파마다 전송하려는
Figure 112006054808049-pat00004
개의 데이터 심볼에
Figure 112006054808049-pat00005
프리코드 행렬을 곱한다. 상기 송신단은 송신안테나마다 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 거치고 순환 프리픽스(Cyclic Prefix)를 삽입하여 생성된 OFDM 심볼을 수신기로 전송한다.
상기 종래의 MIMO-OFDM 시스템의 수신단은 전송받은 OFDM 심볼의 순환 프리픽스를 제거하여 고속 푸리에 변환(FFT)을 거쳐 무선채널을 통해 왜곡된 데이터 심볼을 복호화한다. 이때, 상기 수신단은 왜곡된 데이터 심볼의 채널을 추정하고 송신단에서 이용하는 프리코드 행렬을 양자화하여 피드백 채널을 통해 송신단으로 전달한다.
종래의 MIMO-OFDM 시스템은 수학식 1과 같이 나타낸다.
Figure 112006054808049-pat00006
수학식 1에서, 상기
Figure 112006054808049-pat00007
는
Figure 112006054808049-pat00008
채널행렬이고,
Figure 112006054808049-pat00009
는
Figure 112006054808049-pat00010
프리코드 행렬이다. 상기
Figure 112006054808049-pat00011
는 전송하려는 데이터 심볼로
Figure 112006054808049-pat00012
의 벡터이며,
Figure 112006054808049-pat00013
는 부가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN)으로 평균이 0이고 분산이
Figure 112006054808049-pat00014
인
Figure 112006054808049-pat00015
의 벡터이다.
한편, 가장 최적화된 프리코드 행렬
Figure 112006054808049-pat00016
는 통상적으로 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean-Squared Error; MMSE), 채널용량 등의 기준으로 접근함에따라 채널행렬
Figure 112006054808049-pat00017
에 관해 나타낼 수 있다. 상기 채널행렬
Figure 112006054808049-pat00018
는 특이값 분해(Singular Value Decomposition; SVD)에 의해
Figure 112006054808049-pat00019
로 분해할 수 있다.
상기
Figure 112006054808049-pat00020
과
Figure 112006054808049-pat00021
은 각각
Figure 112006054808049-pat00022
과
Figure 112006054808049-pat00023
을 만족한다. 이때, 상기
Figure 112006054808049-pat00024
는 직교열을 가지는 복소행렬의 집합을 나타낸다. 상기
Figure 112006054808049-pat00025
는
Figure 112006054808049-pat00026
의 대각선행렬(diagonal matrix)이고,
Figure 112006054808049-pat00027
번째로 큰 특이값(singular value)인
Figure 112006054808049-pat00028
를 원소로 갖는다.
이하, 최적화된 프리코드 행렬
Figure 112006054808049-pat00029
는 수학식 2와 같이 나타낸다.
Figure 112006054808049-pat00030
이때, 상기
Figure 112006054808049-pat00031
는
Figure 112006054808049-pat00032
의 처음
Figure 112006054808049-pat00033
개의 열로 이루어진 행렬이다.
종래의 MIMO-OFDM 시스템에서 수신단에서 송신단으로 상기
Figure 112006054808049-pat00034
를 보내는 것은 많은 피드백 양이 필요하다. 하지만, 종래의 MIMO-OFDM 시스템은 제한된 피드백을 가지기 때문에 피드백 양을 줄이는 것이 요구된다.
따라서, 피드백 양을 줄이기 위한 종래의 방식은 최적의 프리코드 행렬을 양자화하여 미리 만든 코드북에서 가장 가까운 코드의 인덱스만을 피드백한다. 상기 종래의 방식은 MIMO-OFDM 시스템에서 각 부반송파마다 코드의 인덱스를 피드백해야 한다. 즉, 상기 종래의 방식은 일정한 간격의 부반송파에 대해서만 피드백하고 그 사이의 부반송파에 대해서 균일 선형 보간법을 이용해 프리코드 행렬을 구한다.
상기 종래의 방식은 수학식 3과 같이 가중치(이하, "
Figure 112006054808049-pat00035
"라 함)를 통해 부반송파 위치에 따라 피드백 정보를 전송받은 부반송파의 프리코드 행렬간의 조합 비율이 달라지게 한다.
Figure 112006054808049-pat00036
Figure 112006054808049-pat00037
상기 프리코드 행렬
Figure 112006054808049-pat00038
는
Figure 112006054808049-pat00039
를 만족하고, 상기
Figure 112006054808049-pat00040
은
Figure 112006054808049-pat00041
의 단위행렬(unitary matrix)이다. 상기
Figure 112006054808049-pat00042
은
Figure 112006054808049-pat00043
이고, 상기
Figure 112006054808049-pat00044
은
Figure 112006054808049-pat00045
이다. 이때, 상기
Figure 112006054808049-pat00046
은 위상 회전 변수로서, 크기에 대해 조합하고 위상에 대해 보상한다.
한편, 종래의 방식은 수학식 3에서
Figure 112006054808049-pat00047
을 최적화하기 위하여 평균 제곱 오차(Mean Square Error;MSE) 기준을 최소화하는
Figure 112006054808049-pat00048
을 선택한다. 즉, 상기
Figure 112006054808049-pat00049
는 수학식 4를 만족할 때 최적값이다.
Figure 112006054808049-pat00050
여기서, 상기
Figure 112006054808049-pat00051
는
Figure 112006054808049-pat00052
에 닫힌 형태가 없기 때문에 최적화된
Figure 112006054808049-pat00053
를 구하기 위한 계산량이 크다.
따라서, 종래의 방식은 미리 만든
Figure 112006054808049-pat00054
의 코드북에 따라 제한된 집합내에서
Figure 112006054808049-pat00055
을 구한다. 즉, 상기
Figure 112006054808049-pat00056
은 수학식 5을 만족하는 값이 된다.
Figure 112006054808049-pat00057
일반적인 무선채널은 다중 경로 채널이므로, 주파수 영역에서 채널이득의 변 동이 나타난다. 이로 인해, 종래의 방식은 일부의 부반송파를 양자화하고 프리코드 행렬을 적용하고 나머지 부반송파를 균일 선형 보간법을 적용하여 추정함으로써, 채널변화율이 커지게 되면 보간 오차가 증가되고 성능이 열화된다.
상기 종래의 방식은 채널변화율에 따라 보간 오차가 증가하므로, 상기 채널변화율을 기준으로 피드백 정보를 보내는 부반송파의 위치를 결정할 필요가 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하고 상기와 같은 요구에 부응하기 위하여 제안된 것으로, 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 피드백 정보를 보내는 부반송파의 위치를 채널변화율에 따라 불균일하게 결정하는, 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 더욱 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 송신단에서 이용하는 프리코드 행렬을 양자화하여 피드백 정보를 송신단으로 보내는 수신단에서의 부반송파의 위치를 보간하는 방법에 있어서, 상기 수신단에서 채널변화율에 따라 피드백이 수행되는 부반송파를 결정하는 제1 비용함수를 이용하여 인접 부반송파 사이의 간격을 결정하는 제1 단계; 및 상기 수신단에서 프리코드 행렬을 결정하여 유도한 제2 비용함수를 이용해 상기 부반송파의 위치를 잡음전력 및 채널행렬에서 소정의 가장 큰 특이값들로 결정하는 제2 단계를 포함한다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명에 따른 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, MIMO-OFDM 시스템은 채널변화율에 따라 피드백이 수행되는 부반송파[이하, "보간절(interpolation nodes)"라 함]를 결정하는 비용함수를 이용하여 인접 부반송파 사이의 간격을 결정한다(S10). 여기서, 상기 MIMO-OFDM 시스템은 선형 보간법을 적용한다.
이하, 상기 보간절을 결정하기 위한 비용함수는 수학식 6과 같이 성립한다.
Figure 112006054808049-pat00058
여기서, 상기
Figure 112006054808049-pat00059
는 채널변화율과 관련된 인수(이하, "채널변화 팩터"라 함)이고, 상기
Figure 112006054808049-pat00060
은 부반송파의 개수이고, 상기
Figure 112006054808049-pat00061
는 인접한 부반송파 사이의 간격이다. 이때, 상기
Figure 112006054808049-pat00062
는 보간절의 배열이 거리개념을 갖기 때문에 상기 수학식 6과 같이 유클리드 거리 형태로 나타낼 수 있다.
또한, 상기 수학식 6은 선형 보간법이 선형성이 있으므로, 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006054808049-pat00063
한편, 소정의 K개 보간절을 결정할 경우에, k번째 보간절의 위치는 다음 수학식 8을 만족시키는 가장 작은 값에 해당하는 부반송파로 결정한다.
Figure 112006054808049-pat00064
이때, 상기
Figure 112006054808049-pat00065
가 주파수 영역에서 변하지 않으면,
Figure 112006054808049-pat00066
은 "0"이므로 상기 수학식 8의 비용함수
Figure 112006054808049-pat00067
가 수학식 9와 같다.
Figure 112006054808049-pat00068
이때, 인접한 보간절 사이의 간격은 종래의 균일 선형 보간법과 같이
Figure 112006054808049-pat00069
이다. 즉, 종래의 균일 선형 보간법은 채널변화가 없을 때, 최적화된 방식이다.
이후, 상기 MIMO-OFDM 시스템은 프리코드 행렬을 최소 평균 제곱 오차(MMSE)를 기준으로 결정하여 유도한 비용함수를 이용함으로써, 보간절의 위치를 잡음전력과 채널행렬에서
Figure 112006054808049-pat00070
개의 가장 큰 특이값들로 결정한다(S11).
상기 채널변화 팩터
Figure 112006054808049-pat00071
는 프리코드 행렬을 정하는 기준에 따라 달라진다. 예를 들어, 상기 채널변화 팩터
Figure 112006054808049-pat00072
는 프리코드 행렬을 최소 평균 제곱 오차 기준으로 결정하면, 다경로 무선채널의 특이값과 관련된 식으로 나타난다. 본 발명에서는 상기 프리코드 행렬을 정하는 기준을 최소 평균 제곱 오차 기준으로 하며 이에 한정하여 해석되지 않는다.
여기서, 상기 최소 평균 제곱 오차 기준은 수학식 10과 같이 평균 제곱 오차 행렬의 트레이스(trace)를 최소화하는 프리코드 행렬을 선택하는 것이다.
Figure 112006054808049-pat00073
이때, 비용함수
Figure 112006054808049-pat00074
는 선형 보간법에서 상기 수학식 10을 이용하여 주파수에 대한 이차 미분값으로 수학식 11과 같이 나타낸다.
Figure 112006054808049-pat00075
이때, 상기 "
Figure 112006054808049-pat00076
"는 평활필터(smoothing filter) 효과를 나타내기 위한 함수이다. 이를 통해, MIMO-OFDM 시스템은 이차 미분값에 속하는 일부 최고점이 매우 높게 나타나서 보간절이 한 지점에 과도하게 모이지 않도록 한다.
한편, 상기 수학식 10의 평균 제곱 오차 행렬의 트레이스를 정리하면, 수학식 12와 같다.
Figure 112006054808049-pat00077
상기 수학식 12에서
Figure 112006054808049-pat00078
를 만족하므로 수학식 13과 같다.
Figure 112006054808049-pat00079
여기서, 상기 수학식 11은 상기 수학식 13을 대입하여 수학식 14와 같이 나타난다.
Figure 112006054808049-pat00080
상기 수학식 14와 같이, 본 발명의 MIMO-OFDM 시스템은 보간절의 위치를 잡음전력과 채널행렬에서
Figure 112006054808049-pat00081
개의 가장 큰 특이값들로 결정한다. 이때, 상기 수학식 14는 수학식 7이 필터링된 형태로 나타난다.
여기서, 채널변화 팩터
Figure 112006054808049-pat00082
는 수학식 15와 같다.
Figure 112006054808049-pat00083
도 3a는 본 발명이 적용되는 불균일 선형 보간법과 균일 선형 보간법의 성능비교에 대한 일실시예 그래프이고, 도 3b는 본 발명이 적용되는 불균일 선형 보간법과 균일 선형 보간법의 성능비교에 대한 다른 실시예 그래프이다.
도 3a와 도 3b에 도시된 바와 같이, MIMO-OFDM 시스템에서 부반송파 128개, 순환 프리픽스 16개, 송신안테나 4개, 수신안테나 2개에서 불균일 선형 보간법과 균일 선형 보간법을 적용하여 비트 오류율(Bit Error Rate;BER)을 측정한다.
이때, 한번에 전송하는 데이터 심볼 개수 M은 1 또는 2이며, 주파수에 따라 변하는 채널을 구현하기 위해 각각 평균값 "0"인 복소 가우시안 분포를 따르는 5개의 지연된 채널 탭을 이용하여 다중경로 채널을 생성한다.
도 3a와 도 3b에서 상기 불균일 선형 보간법과 균일 선형 보간법을 적용한 각각의 경우에 대한 피드백 양은 표 1과 같다.
Figure 112006054808049-pat00084
상기 표 1에서 보는 바와 같이, 불균일 선형 보간법은 균일 선형 보간법에 비하여 비슷한 피드백을 보낼 때 더 낮은 비트 오류율을 갖는다.
이때, 상기 표 1에서 불균일 선형 보간법은 송신부가 보간절의 위치를 알아야 하므로 추가적인 피드백 양이 필요하다.
상술한 바와 같은 본 발명의 방법은 프로그램으로 구현되어 컴퓨터로 읽을 수 있는 형태로 기록매체(씨디롬, 램, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크, 광자기 디스크 등)에 저장될 수 있다. 이러한 과정은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있으므로 더 이상 상세히 설명하지 않기로 한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기와 같은 본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서 채널변화율에 따라 피드백하는 부반송파의 위치를 정하여 불균일하게 보간함으로써, 채널변화율에 상관없이 균일하게 부반송파의 위치를 정하는 보간방식보다 비트오류율이 낮아지는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서 채널변화율에 따라 피드백하는 부반송파의 위치를 정하여 불균일하게 보간함으로써, 채널변화율에 상관없이 균일하게 부반송파의 위치를 정하는 보간방식보다 피드백 양이 줄어드는 효과가 있다.

Claims (6)

  1. 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 송신단에서 이용하는 프리코드 행렬을 양자화하여 피드백 정보를 송신단으로 보내는 수신단에서의 부반송파의 위치를 보간하는 방법에 있어서,
    상기 수신단에서 채널변화율에 따라 피드백이 수행되는 부반송파를 결정하는 제1 비용함수를 이용하여 인접 부반송파 사이의 간격을 결정하는 제1 단계; 및
    상기 수신단에서 프리코드 행렬을 결정하여 유도한 제2 비용함수를 이용해 상기 부반송파의 위치를 잡음전력 및 채널행렬에서 소정의 가장 큰 특이값들로 결정하는 제2 단계
    를 포함하는 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 단계에서 상기 제1 비용함수는 채널변화 인수와 부반송파의 개수와 인접한 부반송파 사이의 간격을 이용해 계산되는 것을 특징으로 하는 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 제1 비용함수는 하기의 수학식에 의해 계산되며,
    Figure 112006054808049-pat00085
    (여기서,
    Figure 112006054808049-pat00086
    ; 채널변화 인수,
    Figure 112006054808049-pat00087
    ; 부반송파의 개수,
    Figure 112006054808049-pat00088
    ; 인접한 부반송파 사이의 간격,
    Figure 112006054808049-pat00089
    ; 비용함수)
    상기 인접한 부반송파 사이의 간격은 상기 수학식을 만족시키는 가장 작은 값임을 특징으로 하는 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법.
  4. 제1 항에 있어서,
    상기 제2 단계에서,
    상기 제2 비용함수는 최소 평균 제곱 오차(MMSE)를 기준으로 프리코드 행렬을 결정하여 유도되는 것을 특징으로 하는 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 제2 비용함수는 피드백이 수행되는 부반송파가 한 지점에 과도하게 모이는 것을 방지하기 위해 평활 필터 효과를 위한 함수를 이용하는 것을 특징으로 하는 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법.
  6. 제4 항에 있어서,
    상기 제2 비용함수에서 채널변화 인수가 잡음전력과 채널의 특이값에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 폐루프 다중 안테나를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널변화율에 따라 부반송파를 보간하는 방법.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100956327B1 (ko) 2007-02-12 2010-05-10 브로드콤 코포레이션 레이트 감소 사전-코딩 행렬들을 위한 방법 및 시스템
KR101483568B1 (ko) * 2013-07-16 2015-01-16 한국항공대학교산학협력단 다중 입력 다중 출력 시스템을 위한 낮은 복잡도의 비용함수 계산방법

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060031924A (ko) * 2004-10-11 2006-04-14 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 피크대 평균전력비를 최소화시키기 위한 장치 및 방법
US20060083210A1 (en) 2000-12-15 2006-04-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
US20060098760A1 (en) 2004-11-08 2006-05-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Method of maximizing MIMO system performance by joint optimization of diversity and spatial multiplexing
KR20060042523A (ko) * 2004-11-09 2006-05-15 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 광대역 무선 접속 시스템에서다양한 다중안테나 기술을 지원하기 위한 방법
KR20070049050A (ko) * 2005-11-07 2007-05-10 한국전자통신연구원 두 개의 유니터리 행렬로 구성되는 프리코딩 행렬을 이용한폐루프 ｍｉｍｏ 방식의 데이터 전송 방법 및 송신 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060083210A1 (en) 2000-12-15 2006-04-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
KR20060031924A (ko) * 2004-10-11 2006-04-14 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 피크대 평균전력비를 최소화시키기 위한 장치 및 방법
US20060098760A1 (en) 2004-11-08 2006-05-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Method of maximizing MIMO system performance by joint optimization of diversity and spatial multiplexing
KR20060042523A (ko) * 2004-11-09 2006-05-15 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 광대역 무선 접속 시스템에서다양한 다중안테나 기술을 지원하기 위한 방법
KR20070049050A (ko) * 2005-11-07 2007-05-10 한국전자통신연구원 두 개의 유니터리 행렬로 구성되는 프리코딩 행렬을 이용한폐루프 ｍｉｍｏ 방식의 데이터 전송 방법 및 송신 장치

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100956327B1 (ko) 2007-02-12 2010-05-10 브로드콤 코포레이션 레이트 감소 사전-코딩 행렬들을 위한 방법 및 시스템
KR101483568B1 (ko) * 2013-07-16 2015-01-16 한국항공대학교산학협력단 다중 입력 다중 출력 시스템을 위한 낮은 복잡도의 비용함수 계산방법

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