KR100741398B1 - 개방-종단 슬롯 평면 역ｆ 안테나 및 튜닝 방법 - Google Patents

Abstract

개방-종단 슬롯 평면 역F 안테나(open-ended slotted PIFA)에서 ¼ 및/또는 ¾ 파장 공진 주파수를 독립적으로 변경하는 방법에 있어서, 상기 개방-종단 슬롯 평면 역F 안테나는 안테나 피드(feed)(109, 110)와, 상기 안테나 단락-회로 종단과 관련된 안테나 접지 및 상기 안테나의 개방-회로 종단(108)과 관련된 개방-종단을 지닌 개방-종단 슬롯을 포함하고, 상기 안테나 접지 및 상기 슬롯(104)은 상기 안테나의 개방 회로 종단과 단락 회로 종단 사이 및 상기 슬롯의 둘레 주위에 전류 밀도의 동작 편차를 제공하도록 상호적으로 배열되며, 상기 안테나의 개방 회로 종단과 단락 회로 종단 사이 및 상기 개방-종단 슬롯의 둘레 주위에 동작 평균 전류 경로 길이를 제공하도록 상호적으로 배열되고, 상기 평균 전류 경로 길이는 상기 개방-종단 슬롯 평면 역F 안테나에 대한 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들을 결정하며, 상기 방법은 변경 전의 개방-종단 슬롯 평면 역F 안테나의 둘레 주위의 전류 밀도의 동작 편차들을 결정하는 단계 및 비교적 높은 전류 밀도 영역들에서 상기 변경 전의 개방-종단 슬롯의 둘레 주위의 평균 전류 경로 길이를 변경하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

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Description

개방-종단 슬롯 평면 역Ｆ 안테나 및 튜닝 방법{Open-ended slotted PIFA antenna and tuning method}

본 발명은 제1 주파수에서 ¼ 파장 공진 모드 및 제2 주파수에서 ¾ 파장 공진 모드를 지닌 개방-종단 슬롯 평면 역F 안테나(open-ended slotted PIFA) 및 상기 ¼ 파장 및 ¾ 파장 공진 주파수들의 독립적인 제어를 유지하면서 상기 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들 간의 주파수 비율을 조정하는 방법에 관한 것이다. 상기 방법은 정상적인 1:3 비율에서 벗어나는 공진 주파수들을 지닐 수 있는 ¼ 및 ¾ 파장 공진 모드들을 지닌 개방-종단 슬롯 평면 역F 안테나의 설계/제조에 사용될 수 있다. 본 발명은 또한 다중-대역 안테나들에 관한 것이다.

최근에 전세계적으로 이동 전화 시스템들을 조화시키는 쪽으로 움직임이 있어왔다. 예를 들어, 많은 나라들은 한 나라의 사용자들이 다른 나라에서 그들의 이동 전화들을 사용할 수 있게 하는 GSM900 시스템들을 가지고 있다. 하지만, 이러한 조화는 아직 완성되지 않았다. 예를 들어, 스펙트럼 가용성은 GSM900과 유사하지만 GSM900의 경우와 같이 900MHz보다는 1800MHz 영역의 대역에서 동작하는 DCS1800의 도입을 허용하였다. 부가적으로, 국가 스펙트럼 관리 기관은 반드시 공중 육상 이동 네트워크 서비스에 동일한 대역들을 할당하도록 결정하지는 않는다. 예를 들어, 미국에서는 DCS1800-유사 시스템(PCS1900)이 1900MHz 영역의 대역에서 구현된다. 새로운 시스템이 도입되고 있고 구 시스템이 단계적으로 폐지되는 경우 추가적인 비호환성이 전이 기간동안 발생한다.

따라서, 다양한 주파수에서 동작할 수 있는 이동 전화 안테나를 제공할 필요가 있다.

본 발명은 청구항들에 의한 방법들 및 안테나들 그리고 또한 특정 실시예들을 참조하여 설명된 바와 같은 방법들 및 안테나들을 제공한다.

이제 본 발명의 실시예들이 첨부된 도면들을 참조하여, 예로서 설명될 것이다.

도 1은 간접 피드(미도시)를 지닌 슬롯 평면 역F 안테나로서 당 기술 분야에 알려져 있는 안테나의 종래 기술의 사시도이다.

도 2는 간접 피드를 도시한, 도 1의 평면도이다.

도 3은 ¼ 파장 공진 주파수에서 도 2의 종래 기술의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 4는 도 2의 종래 기술의 안테나의 ¼ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 5는 ¾ 파장 공진 주파수에서 도 2의 종래 기술의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 6은 도 2의 종래 기술의 안테나의 ¾ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 7은 본 발명에 의한 안테나의 제1 실시예의 도면이다.

도 8은 ¼ 파장 공진 주파수에서 도 7의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 9는 도 7의 안테나의 ¼ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 10은 ¾ 파장 공진 주파수에서 도 7의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 11은 도 7의 안테나의 ¾ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 12는 본 발명에 의한 안테나의 제2 실시예의 도면이다.

도 13은 ¼ 파장 공진 주파수에서 도 12의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 14는 도 12의 안테나의 ¼ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 15는 ¾ 파장 공진 주파수에서 도 12의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 16은 도 12의 안테나의 ¾ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 17은 본 발명에 의한 안테나의 제3 실시예의 도면이다.

도 17a는 직접 피드 배열을 지닌 안테나의 제3 실시예의 도면이다.

도 18은 ¼ 파장 공진 주파수에서 도 17의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 19는 도 17의 안테나의 ¼ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 20은 ¾ 파장 공진 주파수에서 도 17의 안테나 주위의 전류 흐름의 개략적인 표시이다.

도 21은 도 17의 안테나의 ¾ 파장 공진 주파수를 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 22 내지 도 26은 본 발명에 의한 슬롯 평면 역F 안테나의 대안적인 슬롯 형태들을 도시한 것이다.

도 27은 본 발명에 의한 두개의 슬롯 평면 역F 안테나들을 포함하는 다중-대역 안테나의 사시도이다.

도 28은 도 27에 도시된 안테나의 평면도이다.

도 29는 도 27에 도시된 안테나의 ¼ 파장 및 ¾ 파장 공진 주파수들을 도시한 반사 손실 대 주파수 도면이다.

도 30은 단일 피드 구조를 포함하는 도 27에 도시된 안테나의 평면도이다.

¼ 파장 공진 슬롯 평면 역F 안테나(1)로서 당 기술분야에 알려져 있는 종래 기술의 안테나의 도면이 도 1에 도시되어 있는데, 상기 안테나는 무선 통신 장치의 메인 인쇄 회로 기판(PCB)(3)에 장착된(마운팅 미도시) 기판(2)상에 배치되어 있다. 상기 안테나/기판(1/2)은 일반적으로 직사각형 모양이고 더 큰 직사각형 메인 인쇄 회로 기판(3)의 주요 면(3a)에 평행하게 그리고 그 위에 있다. 이러한 안테나는 그것의 기하학적 구조(전체 크기/모양, 슬롯 크기/모양/위치)에 의해 ¼ 파장 공진 주파수(예를 들어 980MHz) 및 ¾ 파장 공진 주파수(예를 들어 2.8GHz)에서 공진하도록 구성된다. 본문 전반에 걸쳐 특정 안테나 기하학적 구조들에 대해 인용된 주파수들은 안내를 위해 제공되고 반드시 특정 기하학적 구조에 대한 실제 주파수들을 반드시 반영하지 않는다는 것은 이해될 것이다.

상기 기판(2)의 (하부 PCB(3)에 대해) 떨어져 면하여 있는 표면(5)상에 배치되어 있는 안테나(1)는 구리(도전성 물질)로 형성되어 있다. 더욱이, 상기 안테나(1)는 상기 도전층(5)의 L-모양 영역(4a, 4b)에서 구리의 부재에 의해 정의되는 역 L-모양 슬롯(4)을 포함한다. 상기 슬롯(4)은 상기 기판(2)의 우측 아래에서 약 3분의 1의 거리에서 수직으로 확장되고 제1 말단(6)까지 상기 표면(5)을 가로질러 대략 중간으로 확장되는 제1 섹션(4a)을 포함한다. 상기 슬롯(4)은 상기 표면(5)의 맨아래 가장자리를 향해 상기 제1 말단(6)으로부터 제2 말단(13)까지 직각으로 확장되는 제2 섹션(4b)을 구비한다(도 1 및 도 2).

상기 구리 도체는 또한, 상기 표면(5)의 우측을 향해 놓이고 상기 기판(2)의 상부 가장자리까지 확장되는 분기(8)를 제외하곤, 상기 표면(5)의 상부 가장자리를 따라 마진(7)에서 없게 된다(도 1 및 도 2). 상기 분기(8)는 고정된 전기 단락 회 로(최소 E 필드 위치)를 정의하기 위하여 전기적으로 접지된다.

상기 안테나의 피드(feed)(9, 10)는 상기 기판(2)의 (표면(5)에 대해) 밑면에 제공되는데, 상기 밑면은 상기 PCB(3)의 주요 면(3a)에 면하여 있다. 상기 피드는 상기 기판(2)의 우측 가장자리와 정렬되는 (도 2에서 파선들로 표시된) 도전성 스트립(10) 및 동축 케이블(9)을 포함한다. 상기 피드(9, 10)는 상기 표면(5)에 대한 도전성 경로를 형성하지 않고 당업자에 의해 간접 피드 배열로서 인식될 것이다. 상기 도전성 스트립(10)은 상기한 마진(7)의 가장자리에서 시작하고 도 2에서 상기 기판(2)의 우측 가장자리 아래에서 대략 중간에 있는, 상기 슬롯 평면 역F 안테나(1)의 전기적 개방 회로와 그것이 일치할 때까지 확장된다. 이 위치는 또한 최대 E 필드 위치(11)로 알려져 있다.

상기 안테나(1)의 표면(5)은 제1 주파수에서 ¼ 파장 공진 요소로서 동작한다(도 3, 도 4). 상기 안테나(1)는 또한 상기 제1 주파수의 대략 3배가 될 제2 주파수에서 공진하는데(도 5, 도 6), 즉 또한 ¾ 파장 공진 요소로서 동작한다. ¼ 파장 공진 평면 역F 안테나로서 당 기술분야에 알려져 있는 안테나가 ¼ 파장의 기수 정수배, 예를 들어 ¼, ¾ 등인 주파수들에서 공진할 것이라는 것은 주목되어야 한다. 상기 안테나(1)는 상기 도전층(5)의 말단(12)이 상기 분기(8)에 아주 근접해 있는 경우 발생할 수 있는, 안테나 커플링 효과로 인하여 ¼ 파장의 정확한 정수배가 아닌 공진 주파수들을 가질 수 있다. 하지만, 이러한 커플링 효과들은 (다른 정도로) 동시에 모든 공진 주파수들에 적용된다.

이제 상기 종래 기술의 안테나(1) 주위의 전류 밀도가 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들에서 예로서 설명될 것이다. 명확화 및 단순화를 위하여, 상기 전류 밀도들은 개별적으로 취급될 것이지만 도 3 및 도 5에 도시된 바와 같이, 상기 안테나(1)가 상기 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들 양자에 의해 여기되는 경우 상기 안테나(1)의 전류 밀도들이 동시에 발생할 수 있다는 것은 이해될 것이다.

도 2의 안테나(1)는 도 3에 상기 ¼ 파장 공진 주파수에서 상기 구조 주위의 전류 흐름과 함께 도시된다. 상기 전류 흐름은 상기 슬롯(4)의 둘레 주위에 실질적으로 위치하고, 상기 안테나(1)의 최대 E 필드 위치(11)에서 상기 분기(8)(최소 E 필드 위치)와 일치하는, 상기 안테나의 단락 회로 종단까지 시계 방향으로 흐른다. 상기 최대 전류 밀도는 전기적으로 접지되는, 상기 분기(8)(최소 E 필드 위치)에서의 상기 안테나(1)의 단락 회로 종단에서 발생한다. 상기 최소 전류 밀도는 상기 기판(2)의 우측 아래에서 대략 중간에 있는 최대 E 필드 위치(11)와 일치하는 상기 안테나(1)의 개방 회로 종단에서 발생한다. 상기 최대 및 최소 전류 밀도들 각각은 한번만 발생한다. 상기 슬롯(4) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¼ 파장을 결정한다. 이 경우 결과로서 생성되는 ¼ 파장 공진 주파수는 980MHz이고 도 4에 도시되어 있다.

도 2의 안테나(1)는 도 5에 ¾ 파장 공진 주파수에서 상기 구조 주위의 전류 흐름과 함께 도시된다. 다시, 상기 전류 흐름은 상기 슬롯(4)의 둘레 주위에 실질적으로 위치하고, 상기 안테나(1)의 최대 E 필드 위치(11)에서 상기 분기(8)(최소 E 필드 위치)와 일치하는, 상기 안테나(1)의 단락 회로 종단까지 시계 방향으로 흐른다. 하지만, 이 경우 상기 최대 및 최소 전류 밀도들 각각은 두번 발생한다. 상 기 전류 밀도의 제1 최대점(15)은 전기적으로 접지되어 있는, 상기 분기(8)와 일치하는 상기 안테나(1)의 단락 회로 종단에서 발생한다. 제2 최대점(16)은 상기 섹션(4b)의 맨아래 가장자리를 향해 있는 위치와 일치하는, 상기 제1 최대점(15)으로부터 상기 슬롯(4) 주위에서 전기적으로 ½ 파장 떨어져 있는 위치에서 발생한다. 상기 전류 밀도의 제1 최소점(17)은 상기 제1 최대점(15)으로부터 상기 슬롯(4) 주위에서 시계 반대 방향으로 전기적으로 ¼ 파장 떨어져 있고 상기 섹션(4b)의 좌측 가장자리 아래에서 대략 중간에 있는 위치와 일치하는 위치에서 발생한다. 상기 전류 밀도의 제2 최소점(18)은 상기 기판(2)의 우측 아래에서 대략 중간 위치와 일치하고 상기 최대 E 필드 위치(11)와 일치하는 상기 안테나의 개방 회로 종단에서 발생한다. 상기 슬롯(4) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¾ 파장을 결정한다.

결과로서 생성된 ¾ 파장 공진 주파수는 도 6에 2800MHz에서 도시된다. 이전에 언급된 바와 같이, 그리고 이 경우에서와 같이, 종래 기술의 슬롯 평면 역F 안테나(1)의 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들(980MHz 및 2800MHz)은 정확하게 1:3의 수치적인 비율을 가지지 않는다. 이미 나타낸 바와 같이 이것은 상기 분기(8)에 아주 근접해 있는 상기 표면(5)의 말단(12) 사이의 커플링 효과들에 기인한 것이다.

이제 본 발명의 3개의 실시예들(도 7, 도 12 및 도 17)을 실현하기 위하여 상기 슬롯(4) 주위의 전류 경로 길이를 변경함으로써 도 2의 안테나(1)에 변경을 가하는 것에 의해 본 발명에 의한 안테나가 설명될 것이다. 각 경우에, 도 2의 종래 기술에 관해, 평균 전류 경로 길이는 상기 슬롯(4)의 둘레/모양을 변경함으로써 변경되었다. 도 1 및 도 2의 참조 번호들 1-13은 각각 도 7, 도 12 및 도 17내의 대응하는 참조 번호들 101, 201, 301 내지 113, 213, 313을 갖는다.

도 7에 도시된 안테나(101)는 안테나(1)의 역-L 모양 슬롯(4)이 실질적으로 r-모양 슬롯을 형성하기 위하여 제3 섹션(104c)을 가진다는 것을 제외하곤 도 1 및 도 2의 안테나(1)와 동일하다. 상기 제3 섹션(104c)은 상기 제2 섹션(104b)과 동일한 수직축을 향하고, 상기 제1 섹션(104a)의 말단(106)으로부터 상기 기판(102)의 상단 가장자리를 향해 직각으로 확장된다.

도 7의 안테나(101)의 구조 주위의 전류 흐름은 ¼ 파장 공진 주파수에서 도 8에 도시된다. 그것은 도 3과 유사하고, 적합하게 표시된 대응하는 숫자들을 지닌다. 상기 슬롯(104) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¼ 파장을 결정하고 상기 구성은 950MHz에서 ¼ 파장 공진 주파수를 제공한다(도 9). 도 3과 도 8을 비교하면, 상기 안테나(1)는 상기 슬롯(4)에 상기 제3 섹션(104c)을 부가함으로써 변경되었다는 것을 알 수 있다. 상기 변경은 상기 전류 밀도가 큰 영역에서 상기 평균 전류 경로 길이의 변경을 초래했다(도 3 및 도 8에서의 최대 전류 밀도의 위치는 상기 슬롯(4)의 둘레의 작은 변경이 행해지는 경우 주로 변경되지 않는다는 것을 참조하라). 상기 전류 밀도가 큰 상기 슬롯(4)의 둘레를 변경하는 것 및 그것에 의해 상기 전류 밀도가 큰 상기 평균 전류 경로 길이를 변경하는 것은 상기 안테나(1)의 ¼ 파장 공진 주파수를 변경한다. 상기 전류 경로 길이를 증가시킴으로써 우리는 상기 공진 주파수를 980MHz에서 950MHz로 변경하였다. 유사하게, 상기 전류 밀도가 큰 상기 슬롯 둘레의 감소 및 따라서 상기 전류 밀도가 큰 상기 평균 전류 경로 길이의 감소가 상기 ¼ 파장 공진 주파수의 증가를 초래할 것이라는 것은 또한 이해될 것이다.

도 7의 안테나(101)는 도 10에 ¾ 파장 공진 주파수에서 상기 구조 주위의 전류 흐름과 함께 도시된다. 그것은 도 5와 유사하고, 적합하게 표시된 대응하는 숫자들을 가지고 있다. 상기 슬롯(104) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¾ 파장을 결정한다. 결과로서 생성된 ¾ 파장 공진 주파수는 2780MHz이고 도 11에 도시되어 있다. 도 5와 도 10을 비교하면, 상기 안테나(1)는 상기 슬롯(4)에 상기 제3 섹션(10c)을 부가함으로써 변경되었다는 것을 알 수 있다. 상기 변경은 상기 전류 밀도가 작은 영역에서의 평균 전류 경로 길이의 변경을 초래하였다(도 6 및 도 11에서의 최소 전류 밀도의 위치는 주로 변경되지 않는다는 것을 참고하라). 도 6과 도 11을 비교하면, 상기 전류 밀도가 작은 상기 슬롯(4)의 둘레를 변경하는 것 및 그것에 의해 상기 전류 밀도가 작은 상기 평균 전류 경로 길이를 변경하는 것은 상기 안테나(101)의 ¾ 파장 공진 주파수에 대해 적당한 변경을 가한다는 것을 알 수 있다. 상기 전류 경로 길이를 증가시킴으로써 우리는 공진 주파수를 2800MHz에서 2780MHz로 변경하였다. 유사하게, 상기 전류 밀도가 작은 상기 슬롯 둘레의 감소 및 그래서 상기 전류 밀도가 작은 상기 평균 전류 경로 길이의 감소는 ¾ 파장 공진 주파수의 증가를 초래할 것이라는 것은 또한 이해될 것이다.

요약하면, 상기 안테나(1)에 상기 슬롯(104c)을 부가하는 것은 상기 안테나(101)의 ¼ 파장 공진 주파수를 실질적으로 변경하고 상기 ¾ 파장 공진 주파수에 최소한의 영향을 미친다.

제2 실시예가 도 12에 도시되는데, 도 12에서 상기 안테나(201)는 안테나(1)의 역-L 모양 슬롯(4)이 실질적으로 C-모양 슬롯을 형성하기 위하여 부가적인 섹션(204d)을 가진다는 것을 제외하곤 도 1 및 도 2의 안테나(1)와 동일하다. 상기 부가적인 섹션(204d)은 상기 섹션(204b)의 말단(213)에 직각으로 부가되었고 상기 기판(202)의 우측 가장자리를 향한 방향으로 확장된다. 도 13은 ¼ 파장 공진 주파수에서 상기 구조 주위의 전류 흐름을 도시한 것이다. 상기 전류 흐름은 도 3과 유사하고, 적합하게 표시된 대응하는 숫자들을 지닌다. 상기 슬롯(204) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¼ 파장을 결정하고, 이 경우 970MHz이다(도 14).

도 3과 도 13을 비교하면, 상기 안테나(1)는 상기 슬롯(4)에 상기 섹션(204d)을 부가함으로써 변경되었다는 것을 알 수 있다. 상기 변경은 상기 전류 밀도가 낮은 영역에서 상기 평균 전류 경로 길이의 변경을 초래했다. 도 4와 도 14를 비교하면 상기 전류 밀도가 낮은 상기 슬롯(204)의 둘레를 변경하는 것 및 그것에 의해 상기 전류 밀도가 낮은 상기 평균 전류 경로 길이를 변경하는 것은 상기 안테나(1)의 ¼ 파장 공진 주파수를 변경시킬 것임을 알 수 있다. 상기 전류 경로 길이를 증가시킴으로써 우리는 상기 공진 주파수를 980MHz에서 970MHz로 변경하였다. 유사하게, 상기 전류 밀도가 낮은 상기 슬롯 둘레의 감소 및 따라서 상기 전류 밀도가 낮은 상기 평균 전류 경로 길이의 감소가 상기 ¼ 파장 공진 주파수의 증가를 초래할 것이라는 것은 또한 이해될 것이다.

도 12의 안테나(201)는 도 15에 ¾ 파장 공진 주파수에서 상기 구조 주위의 전류 흐름과 함께 도시된다. 그것은 도 5와 유사하고, 적합하게 표시된 대응하는 숫자들을 가지고 있다. 상기 슬롯(204) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¾ 파장을 결정하고, 이 경우 2700MHz이다(도 16).

도 5와 도 15를 비교하면, 상기 안테나(1)는 상기 슬롯(4)에 상기 섹션(204d)을 부가함으로써 변경되었다는 것을 알 수 있다. 상기 변경은 상기 전류 밀도가 큰 영역에서의 평균 전류 경로 길이의 변경을 초래하였다. 도 6 및 도 16을 참조하면 상기 전류 밀도가 큰 상기 슬롯(204)의 둘레를 변경하는 것 및 그것에 의해 상기 전류 밀도가 큰 상기 평균 전류 경로 길이를 변경하는 것은 상기 안테나(201)의 ¾ 파장 공진 주파수를 변경시킬 것이라는 것을 알 수 있다. 상기 전류 경로 길이를 증가시킴으로써 우리는 공진 주파수를 2800MHz에서 2700MHz로 변경시켰다. 상기 전류 밀도가 큰 상기 슬롯 둘레의 감소 및 그래서 상기 전류 밀도가 큰 상기 평균 전류 경로 길이의 감소는 ¾ 파장 공진 주파수의 증가를 초래할 것이라는 것은 또한 이해될 것이다.

요약하면 그리고 도 3 내지 도 16을 참조하면, 상기 안테나(1)에 상기 슬롯(204d)을 부가하는 것은 상기 안테나(201)의 ¾ 파장 공진 주파수를 실질적으로 변경하고 상기 ¼ 파장 공진 주파수에 최소한의 영향을 미친다.

제3 실시예가 도 17에 도시되는데, 도 17에서 안테나(301)는 안테나(1)의 역-L 모양 슬롯(4)이 실질적으로 t-모양 슬롯(304)을 형성하기 위하여 제3 섹션(304c) 및 제4 섹션(304d)을 가진다는 것을 제외하곤 도 1 및 도 2의 안테나(1)와 동일하다. 상기 제3 섹션(304c)은 제1 섹션(304a)의 말단(306)으로부터 기판(302)의 상단 가장자리를 향해 직각으로 확장되고 제2 섹션(302b)과 동일한 수직축을 향한다. 상기 제4 섹션(304d)은 상기 섹션(304b)의 말단(313)에 직각으로 부가되었고 상기 기판(302)의 우측 가장자리를 향한 방향으로 확장된다.

도 17의 안테나(301)는 도 18에 ¼ 파장 공진 주파수에서 상기 구조 주위의 전류 흐름과 함께 도시된다. 그것은 도 3과 유사하고, 적합하게 번호가 기재된 대응하는 숫자들을 지닌다. 상기 슬롯(304) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¼ 파장을 결정하고, 이 경우 940MHz이다(도 19).

도 3과 도 18을 비교하면, 상기 안테나(1)는 상기 슬롯(4)에 상기 섹션들(304c 및 304d)을 부가함으로써 변경되었다는 것을 알 수 있다. 도 4와 도 19를 비교하면 상기 슬롯(304)의 둘레를 변경하는 것은 상기 안테나(1)의 ¼ 파장 공진 주파수를 변경시킬 것임을 알 수 있다. 상기 전류 경로 길이를 증가시킴으로써 우리는 상기 공진 주파수를 980MHz에서 940MHz로 변경하였다. 유사하게, 상기 전류 밀도가 큰 상기 슬롯 둘레의 감소 및 따라서 상기 전류 밀도가 큰 상기 평균 전류 경로 길이의 감소가 상기 ¼ 파장 공진 주파수의 증가를 초래할 것이라는 것은 또한 이해될 것이다.

도 17의 안테나(301)는 도 20에 ¾ 파장 공진 주파수에서 상기 구조 주위의 전류 흐름과 함께 도시된다. 그것은 도 5와 유사하며, 적합하게 표시된 대응하는 숫자들을 가지고 있다. 상기 슬롯(304) 주위의 전류에 의해 취해진 평균 경로 길이는 상기 안테나의 ¾ 파장을 결정하고 이 경우 2680MHz이다(도 21).

도 5와 도 20을 비교하면 상기 안테나(1)는 상기 슬롯(4)에 상기 섹션들(304c 및 304d)을 부가함으로써 변경되었다는 것을 알 수 있다. 도 6과 도 21을 비교하면 상기 슬롯(304)의 둘레를 변경하는 것 및 그것에 의해 상기 평균 전류 경로 길이를 변경하는 것은 상기 안테나(301)의 ¾ 파장 공진 주파수를 변경시킬 것이라는 것을 알 수 있다. 상기 전류 경로 길이를 증가시킴으로써 우리는 공진 주파수를 2800MHz에서 2680MHz로 변경시켰다. 유사하게, 상기 전류 밀도가 큰 상기 슬롯 둘레의 감소 및 그래서 상기 전류 밀도가 큰 상기 평균 전류 경로 길이의 감소는 ¾ 파장 공진 주파수의 증가를 초래할 것이라는 것은 또한 이해될 것이다.

요약하면, 상기 안테나(1)에 섹션(304c)을 부가하는 것은 상기 안테나(1)의 ¼파장 공진 주파수의 변경에 대해 실질적인 영향을 미치고, 반면에 상기 안테나(1)에 섹션(304c)을 부가하는 것은 상기 안테나(1)의 ¾ 파장 공진 주파수의 변경에 대해 최소한의 영향을 미친다는 것이 이해될 것이다. 더욱이, 상기 안테나(1)에 섹션(304d)을 부가하는 것은 상기 안테나(1)의 ¾ 파장 공진 주파수의 변경에 대해 실질적인 영향을 미치고, 반면에 상기 안테나(1)에 섹션(304d)을 부가하는 것은 상기 안테나(1)의 ¼ 파장 공진 주파수의 변경에 대해 최소한의 영향을 미친다는 것이 또한 이해될 것이다. 상기 섹션들(304c 및 304d)의 부가가, 다른 ¾ 파장 또는 ¼ 파장 공진 주파수가 각각 실질적으로 고정되는 반면에 ¼ 파장 또는 ¾ 파장 공진 주파수를 각각 독립적으로 제어하는 효과를 가진다는 것은 이해될 것이다. ¼ 파장 및 ¾ 파장 공진 주파수의 변경 비율이 상기 슬롯(4)의 어떤 기하학적인 구조(전체 크기/모양, 슬롯 크기/모양/위치)가 변경되는지 그리고 또한 상기 슬롯(4) 주위의 상기 ¼ 및 ¾ 파장 최대 전류 밀도들에 대해 상기 기하학적 구조의 어느 부분이 변경되는지의 정도에 따라 결정된다는 것이 또한 이해될 것이다.

도 7, 도 12 및 도 17에 설명된 실시예들은 각각 간접 피드 구조(109, 110, 209, 210 및 309, 310)의 사용을 나타낸다. 직접 피드 구조(도 17a)는 간접 피드 구조에 우선하여 사용될 수 있다. 어느 하나의 피드 구조의 사용은 설명된 발명의 기능을 변경시키지 않는다.

안테나(351)(도 17a)는 상기 간접 피드 구조(309, 310)가 직접 피드 구조(359, 360)로 대체되었다는 것을 제외하곤 안테나(301)(도 17)와 동일하다. 도 17의 숫자들 301-308 및 311-314는 도 17a에서 대응하는 숫자 351-358 및 361-364이다. 상기 직접 피드 배열은 접지된 분기(358)의 우측에 인접하여 있는 도전성 분기(359)를 포함한다. 상기 도전성 분기는 상기 분기(358)와 유사한 치수를 가지며 표면(355)에 전기적으로 연결되어 있다. 대안적인 배열(미도시)에서 상기 접지된 분기(358) 및 상기 도전성 분기(359)의 위치는 바뀌어질 수 있거나 서로에 대한 그들의 위치들은 조정될 수 있다. 동축 케이블(360)은 한 종단에서 상기 도전성 스트립(359)에 연결되어 있고 상기 동축 케이블(360)의 다른 종단은 무선 회로(미도시)에 연결되어 있다.

본 발명은 각각 도 7, 도 12 및 도 17에 도시된 슬롯 형태들(104, 204 및 304)에 제한되지 않는다. 도 22 내지 도 26은 대안적인 슬롯 형태들(404-804)을 도시한 것이다. 도 22 내지 도 26에 도시된 안테나들(401-801) 각각은 각각 표면(405, 505, 605, 705 및 805)의 상단 가장자리를 따른 단락 회로 분기(미도시) 및 상기 표면의 우측 가장자리를 향해 도 2에 9, 10으로 도시된 것과 유사한 간접 피드(미도시)를 구비한다.

슬롯(404)은 슬롯 섹션들(404a 및 404b)을 포함하는 T-모양 슬롯이다. 그것은 기판(402)의 표면(405)을 가로질러 수평으로 확장되는 개방-종단 가로대(open-ended cross piece)(404a)를 구비한다(도 22). 제2 슬롯(404b)은 상기 슬롯(404a)을 따라 중간 위치에서 아래로 수직으로 확장된다.

슬롯(504)은 슬롯 섹션들(504a, 504b 및 504c)을 포함하는 I-모양 슬롯이다. 그것은 기판(502)의 표면(505)을 가로질러 수평으로 확장되는 개방-종단 가로대(504a)를 구비한다(도 23). 제2 슬롯(504b)은 상기 슬롯(504a)을 따라 중간 위치에서 아래로 수직으로 확장된다. 제3 슬롯(504c)은 슬롯(504a)과 평행하게 놓여 있고 그것의 길이를 따라 중간에서 슬롯(504b)에 연결되어 있다. 슬롯(504c)은 슬롯(504a)보다 길이가 짧다.

슬롯(604)은 슬롯 섹션들(604a 및 604b)을 포함하는 실질적으로 L-모양 슬롯이다. 슬롯(604)은 기판(602)의 표면(605)을 가로질러 말단(606)까지 수평으로 확장되는 개방-종단 슬롯(604a)을 구비한다(도 24). 제2 슬롯(604b)은 상기 슬롯(604a)의 말단(606)으로부터 말단(613)까지 직각으로 아래로 확장된다. 상기 슬롯(604b)은 둘레가 반원인 말단(613)을 제외하곤 실질적으로 직사각형이다.

슬롯(704)은 슬롯 섹션들(704a 및 704b)을 포함하는 실질적으로 y-모양 슬롯이다. 상기 개방-종단 슬롯(704a)은 상기 표면(705)의 상부 우측 가장자리에서 표면(705)의 하부 좌측 가장자리를 향해 대각선 방향으로 확장된다(도 25). 제2 슬 롯(705b)은 상기 슬롯(704a)을 따라 대략 중간 위치에서 상방으로 수직으로 확장된다.

슬롯(804)은 슬롯 섹션들(804a 및 804b)을 포함하는 실질적으로 T-모양 슬롯이다. 그것은 기판(802)의 표면(805)을 가로질러 수평으로 확장되는 개방-종단 가로대(804a)를 구비한다(도 26). 제2 슬롯(804b)은 상기 슬롯(804a)을 따라 중간 위치에서 그리고 상기 슬롯(804a)에 대해 직각으로 아래로 확장된다. 상기 제2 슬롯(804b)은 물결 모양인 상기 슬롯(804b)의 말단에 의해 야기되는 일정하지 않은 폭을 가진 말단(813)에서 종결된다.

슬롯(404)(도 22)은 도 2의 안테나(1)와 비교할 때 (망상선 부분(cross hatched section)으로 강조된) 섹션(404aa)의 부가에 의해 안테나(401)의 ¼ 파장 공진 주파수를 조정하는 수단을 나타낸다. 슬롯(704)(도 25)은 종래 기술의 슬롯 평면 역F 안테나(미도시)와 비교할 때 (망상선 부분으로 강조된) 섹션(704b)의 부가에 의해 안테나(701)의 ¼ 파장 공진 주파수를 조정하는 수단을 나타낸다.

도 23의 슬롯들(504aa 및 504c) 및 도 26의 (망상선 부분으로 강조된) 슬롯들(804aa 및 804bb)은 도 2의 안테나(1)와 비교할 때 각각 ¼ 파장 및 ¾ 파장 공진 주파수들을 조정하는 대안적인 수단을 나타낸다.

도 24에 도시된 (망상선 부분으로 강조된) 슬롯(604bb)은 도 2의 안테나(1)와 비교할 때 ¾ 파장 공진 주파수를 조정하는 수단을 나타낸다.

대안적인 배열에서, 상기 단락 회로 분기(8)를 상기 표면들(405, 505, 605, 705 및 805)상의 대안적인 위치들에 재배치하는 것은 도 2의 안테나(1)와 비교할 때 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들에 대해 상이한 효과들을 지닌 안테나들(401, 501, 601, 701 및 801)에 도시된 슬롯 형태들을 초래할 것이다. 예를 들어, 도 2에 도시된 바와 같은 상기 단락 회로 분기(8)가 도 25의 표면(705)의 우측 가장자리 아래의 중간 위치로 이동되는 경우(미도시) 상기 슬롯(704b)의 부가는 ¼ 파장 공진 주파수에 대해 최소한의 영향을 미칠 것이지만 상기 ¾ 파장 공진 주파수를 변경할 것이다.

본 발명은 ¼ 파장 및 ¾ 파장 공진 주파수들의 독립적인 제어를 유지하면서 상기 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들 간의 주파수 비율을 조정하는 수단을 제공한다. 두개보다 많은 공진 주파수들이 요구되는 애플리케이션, 예를 들어 다중-대역 이동 핸드셋에서, 본 발명에 의한 두개의 ¼ 파장 공진 슬롯 평면 역F 안테나 평면 요소들의 사용은 상기 ¼ 및 ¾ 파장 공진 주파수들에서 4개까지의 공진 주파수들을 제공할 것이다. 4개까지의 공진 주파수들을 지닌 다중-대역 안테나를 나타내는 본 발명의 추가 구현예가 이제 예로서 설명될 것이다.

도 27의 안테나(1001)는 무선 통신 장치의 PCB(1003)에 장착된 (마운팅 미도시) 기판(1002)상에 배치된 두개의 슬롯 평면 역F 안테나들(1001a, 1001b)을 포함한다. 상기 안테나/기판(1001/1002)은 일반적으로 직사각형 모양이고 더 큰 직사각형 메인 PCB(1003)의 주요 면(1003a)에 평행하게 그 위에 놓여 있다.

제1 슬롯 평면 역F 안테나(1001a)는 도 7의 안테나(101)와 동일하고 안테나 참조 번호들 103-113은 대응하는 참조 번호들 1003-1013을 지닌다. 제2 슬롯 평면 역F 안테나(1001b)는 수직축에 대해 도 12에서의 안테나(201)의 거울 이미지와 동 일하다. 안테나 참조 번호들 203-213은 대응하는 참조 번호들 1103-1113을 지닌다. 상기 안테나들(1001a 및 1001b)의 기판들(1002a 및 1002b)은 단일 기판(1002)을 형성하기 위하여 비도전성 스트립(1019)(도 27 및 도 28)을 통해 각각 연결되어 있다. 상기 슬롯들(1004 및 1104)의 개방 종단들은 상기 비도전성 스트립(1019)에 개방되어 있고 서로 면하여 있다. 안테나 피드 회로들(1009, 1010 및 1009, 1110)은 파선들로 표시되고(도 28) 무선 회로와 상기 안테나들(1001a 및 1001b) 간에 임피던스 정합을 제공하기 위하여 정합 회로(미도시)를 사용하여 결합될 수 있다. 대안적으로 상기 피드들은 분리되어 유지되고 적합한 무선 회로, 예를 들어 스위치(미도시)에 직접 공급되는 것이 유리할 수 있다.

추가 실시예에서 상기 안테나들(1001a 및 1001b)이 개별 구조들(미도시)로서 존재하도록 상기 기판들(1002a 및 1002b)이 상기 비도전성 스트립(1019)에 의해 연결될 필요가 없다는 것은 이해될 것이다. 다른 실시예에서 상기 슬롯의 개방 종단들은 서로 면할 필요는 없지만 서로 오프셋될 수 있다는 것은 이해될 것이다.

상기 안테나(1001)는 도 29에 도시된 바와 같이, 950MHz(1001a) 및 970MHz(1001b)에서 ¼ 파장 공진 주파수들을 지니고 2700MHz(1001b) 및 2780MHz(1001a)에서 ¾ 파장 공진 주파수들을 지닌다. 상기 안테나들(1001a 및 1001b)의 ¼ 파장 공진 주파수들은 그들이 960MHz에 집중되는, 단일의 넓은 대역폭 공진 주파수를 형성하기 위하여 중첩될 만큼 충분히 근접해 있다(도 29). 그러므로 상기 안테나(1001)는 3개의 별개의 공진 주파수들을 지닐 것이다. 상기 슬롯들(1004 및 1104)의 기하학적 구조를 변경하는 것은 두개의 더 넓은 대역폭 공진 주 파수들(미도시)을 형성하기 위하여 중첩되는 상기 ¼ 파장 및 ¾ 파장 공진 주파수들 양자를 지닌 안테나(1001)를 초래할 수 있다는 것은 이해될 것이다(1001a 및 1001b의 기하학적 구조들이 실질적으로 유사한 경우). 상기 슬롯들(1004 및 1104)의 기하학적 구조를 변경하는 것은 아무런 중첩되는 공진 주파수들도 지니지 않아서 4개의 별개의 공진 주파수들(미도시)을 지닌 안테나(1001)를 초래할 수 있다는 것은 또한 이해될 것이다(1001a 및 1001b의 기하학적 구조들이 실질적으로 상이한 경우).

추가 실시예에서 피드 구조들(1009, 1010 및 1109, 1110)이 제거되고 단일 피드 구조(1209, 1210)로 대체된 것을 제외하곤 안테나(1201)는 도 27의 안테나(1001)와 동일하다. 참조 번호들 1001-1019 및 1102-1119는 대응하는 참조 번호들 1201-1219 및 1302-1319를 지닌다. 상기 안테나(1201)는, 상기 안테나들(1201a 및 1201b) 사이의 중간에 위치하고 상기 비도전성 스트립(1219) 아래에 있는 단일 피드(1209, 1210)를 지닌다(도 30).

도시된 각각의 경우에, 상기 개방-종단 슬롯 기하학적 구조는 상기 개방 종단을 제외한 내각들의 합이 540도가 되지 않도록 결정된 다각형을 형성한다.

많은 변경들이 상술된 바람직한 실시예들에 대해 행해질 수 있다는 것은 이해될 것이다. 예를 들어, 상기 안테나는 감소된 대역폭을 제공하기 위하여 하지만 더 양호한 정합 특성을 제공하기 위하여 대칭적으로 형성될 수 있다. 더욱이, 하나 이상의 다양한 실시예들이 결합될 수 있다는 것은 이해될 것이다.

Claims (31)

1. 삭제
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10. 삭제
11. 삭제
12. 삭제
13. 삭제
14. 삭제
15. 도전성 전류 경로를 정하고;

    ¼ 파장 공진 모드에 대응하는 제1 공진 주파수 및 ¾ 파장 공진 모드에 대응하는 제2 공진 주파수를 갖고;

    상기 제1 및 제2 공진 주파수의 전류에 대하여 동일한 도전성 전류 경로가 제공되고;

    하나의 공진 주파수에 대한 전류 밀도가 다른 구간보다 높고 다른 하나의 공진 주파수에 대한 전류 밀도는 높지 않은 상기 도전성 전류 경로의 구간에서 상기 도전성 전류 경로의 폭이 감소되어 전류 밀도가 높은 공진 주파수에 대한 전기적 경로 길이가 다른 하나의 공진 주파수에 대한 전기적 경로 길이보다 길어지도록 하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나(PIFA).
16. 제15항에 있어서, 슬롯이 형성된 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
17. 제16항에 있어서, 상기 슬롯의 짧은 구간의 슬롯의 폭이 증대되어 상기 도전성 전류 경로의 폭이 감소 되는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
18. 제16항에 있어서, 상기 슬롯이 L자형인 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
19. 도전성 전류 경로를 정하고;

    ¼ 파장 공진 모드에 대응하는 제1 공진 주파수 및 ¾ 파장 공진 모드에 대응하는 제2 공진 주파수를 갖고;

    상기 제1 및 제2 공진 주파수의 전류에 대하여 동일한 도전성 전류 경로가 제공되고;

    하나의 공진 주파수에 대한 전류 밀도가 다른 구간보다 높고 다른 하나의 공진 주파수에 대한 전류 밀도는 높지 않은 상기 도전성 전류 경로의 구간에서 상기 도전성 전류 경로의 폭이 증대되어 전류 밀도가 높은 공진 주파수에 대한 전기적 경로 길이가 다른 하나의 공진 주파수에 대한 전기적 경로 길이보다 짧아지도록 하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
20. 제19항에 있어서, 슬롯이 형성된 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
21. 제20항에 있어서, 상기 슬롯의 짧은 구간의 슬롯의 폭이 감소 되어 상기 도전성 전류 경로의 폭이 증대되는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
22. 제20항에 있어서, 상기 슬롯이 L자형인 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
23. 제19항에 있어서, 상기 평면 역F 안테나가 개방 회로 종단 및 단락 회로 종단을 갖는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
24. 제19항에 있어서, 상기 제1 공진 주파수 및 상기 제2 공진 주파수에 대하여 상기 안테나의 단락 회로 종단에서 최대 전류 밀도가 발생하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
25. 제19항에 있어서, 상기 제1 공진 주파수 및 상기 제2 공진 주파수에 대하여 상기 안테나의 개방 회로 종단에서 최소 전류 밀도가 발생하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
26. 제24항에 있어서, 상기 제1 공진 주파수 및 상기 제2 공진 주파수에 대하여 상기 안테나의 개방 회로 종단에서 최소 전류 밀도가 발생하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
27. 제15항에 있어서, 상기 평면 역F 안테나가 개방 회로 종단 및 단락 회로 종단을 갖는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
28. 제15항에 있어서, 상기 제1 공진 주파수 및 상기 제2 공진 주파수에 대하여 상기 안테나의 단락 회로 종단에서 최대 전류 밀도가 발생하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
29. 제15항에 있어서, 상기 제1 공진 주파수 및 상기 제2 공진 주파수에 대하여 상기 안테나의 개방 회로 종단에서 최소 전류 밀도가 발생하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
30. 제29항에 있어서, 상기 제1 공진 주파수 및 상기 제2 공진 주파수에 대하여 상기 안테나의 개방 회로 종단에서 최소 전류 밀도가 발생하는 것을 특징으로 하는 평면 역F 안테나.
31. 제15항 내지 제30항 중 어느 한 항에 따른 평면 역F 안테나를 포함하는 전자 기기.

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