KR100716269B1 - 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서의 핸드오버 방법및 이를 위한 이동 통신 단말기 - Google Patents

다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서의 핸드오버 방법및 이를 위한 이동 통신 단말기 Download PDF

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왕한호
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Abstract

본 발명은 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서의 핸드오버 방법 및 이를 위한 이동 통신 단말기에 관한 것으로, 본 발명의 핸드오버 방법은, 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 이동 통신 단말기의 핸드오버 방법으로서, 핸드오버 지역 진입시 타겟 기지국으로부터 부반송파를 할당받는 단계; 소스 기지국으로부터 할당된 부반송파와 상기 타겟 기지국으로부터 할당된 부반송파를 부반송파별로 비교하여 강한 채널이득을 갖는 부반송파를 선택하는 단계; 및 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 할당한 기지국으로 피드백하는 단계를 포함한다. 이로써, 부반송파별로 채널이득을 얻고 간섭량을 없애 시스템의 성능을 개선한다.
OFDMA, 이동 통신, 핸드오버, 핸드오프, 간섭, 채널이득, 부반송파

Description

다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서의 핸드오버 방법 및 이를 위한 이동 통신 단말기{Method For Handover In Multicarrier Based Mobile Cellular Communication System}
도 1은 IIG와 OIG에 속한 간섭 기지국들로부터 수신되는 신호를 나타낸 일 실시예의 도면,
도 2는 부반송파 사용량에 따른 정규화된 상대적 간섭량을 나타낸 일 실시예의 그래프,
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 핸드오버 방법을 나타낸 흐름도,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 이동 통신 단말기의 주요부 구성을 나타낸 블럭도,
도 5는 다이버시티 기법별 상대적 이득을 비교한 일 실시예의 그래프,
도 6은 본 발명의 핸드오버 방법의 성능 실험 환경을 나타낸 일 실시예의 도면,
도 7은 본 발명의 핸드오버 방법의 성능 결과를 나타낸 일 실시예의 그래프이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
401 : 무선 수신부 403 : GI 제거부
405 : FFT부 407 : 복조부
409 : 복호부 411 : 수신 전력 측정부
413 : 핸드오버 제어부 415 : 부반송파 할당 요청 신호 생성부
417 : 부반송파 정보 생성부 419 : 무선 송신부
본 발명은 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서의 핸드오버 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 부반송파별로 채널이득이 다른 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서의 핸드오버 방법 및 이를 위한 이동 통신 단말기에 관한 것이다.
이동 통신 단말기가 서비스중인 셀(또는 섹터) 영역을 벗어나 다른 셀(또는 섹터)로 이동할 때, 통화를 계속 유지하기 위해 통화로를 이동한 셀로 바꿔주는 것을 핸드오버(Handover) 또는 핸드오프(Handoff)라 한다.
이동 통신 서비스 시스템에서의 핸드오프 결정 기준으로는 수신 신호 강도, 평균화 크기, 문턱값, 히스테리시스 마진 등이 이용된다. 이러한 기준들의 조합으로 핸드오프 결정 알고리즘이 제안되었으며, 이들의 조합에 의해 이동 통신 서비스 시스템에서 이용되고 있다.
먼저, 상대 신호 강도 비교 방법은 항상 기지국에서 도착하는 가장 강한 신 호를 선택하도록 하는 것이다. 가장 강한 신호를 선택하기 위해 수신 신호를 평균한 값이 이용된다.
다음으로, 문턱값을 포함한 신호 강도 비교 방법은 현재 접속한 기지국의 수신 신호가 문턱값(threshold)보다 작고 다른 기지국의 신호가 현재 접속한 기지국의 수신 신호 강도보다 더 클 때 핸드오버가 이루어지도록 하는 것이다.
다음으로, 히스테리시스를 포함한 신호 강도 비교 방법은 새로운 기지국의 신호 강도가 현재 접속한 기지국의 신호 강도보다 충분히 강한 경우에만 핸드오버가 이루어지도록 하는 것이다. 이 방법은 두 개의 기지국에서 수신된 신호 강도가 빨리 진동함으로써 발생되는 핑퐁 현상(즉, 핸드오버의 반복 현상)을 방지할 수 있다.
다음으로, 히스테리시스와 문턱값을 포함한 신호 강도 비교 방법은 현재 접속한 기지국의 신호 강도가 문턱값보다 낮고, 새로운 기지국의 신호 강도가 현재 접속한 기지국의 신호 강도보다 미리 지정된 히스테리시스 마진만큼 클 경우 핸드오버가 이루어지도록 하는 것이다.
이와 같이 셀룰러 이동 통신 시스템에서 핸드오버는 사용자의 이동성을 지원하는 기능을 하며, 기법에 따라 시스템 용량을 늘릴 수 있다는 점 때문에 중요한 주제로 다루어진다.
그러나 기존에 핸드오버를 주제로 연구된 내용들은 대부분 CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템에 관련한 것으로, CDMA 시스템의 경우 역확산 과정에서 주파수 선택적 페이딩에 의한 특징이 평균되어 사라지므로 CDMA에서 사용 되었던 핸드오버 기법을 OFDMA 시스템에 적용하기에는 한계가 있다.
종래의 CDMA 이동 통신 시스템은 단일 반송파를 사용하므로 핸드오버 여부를 판단하기 위해 전 대역에 걸친 수신 신호 강도의 평균값을 이용한다. 그러나, OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 이동 통신 시스템은 주파수가 서로 직교하는 복수의 부반송파를 사용하고 각 부반송파별로 채널이득이 달라 각 부반송파마다 수신 신호 강도가 개별적으로 고려되어야 하는데, 상술한 CDMA 방식의 핸드오버 방식을 사용하게 되면 핸드오버시마다 불필요한 전력 손실이 발생하는 문제점이 있다.
따라서, 부반송파별로 채널 이득이 다른 OFDMA 이동 통신 시스템에서 부반송파별로 채널이득이 다른 특징을 이용할 수 있는 핸드오버 방법의 개발이 절실히 요구된다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 부반송파별로 핸드오버를 수행하여 채널이득을 얻으며 간섭량을 줄여 시스템 성능을 향상시키기 위한 핸드오버 방법 및 이를 위한 이동 통신 단말기를 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 이동 통신 단말기의 핸드오버 방법으로서, 핸드오버 지역 진입시 타겟 기지국으로부터 부반송파를 할당받는 단계; 소스 기지국으로부터 할당된 부반송파와 상기 타겟 기지국으로부터 할당된 부반송파를 부반송파별로 비교하여 강한 채널이득을 갖는 부반송파를 선택하는 단계; 및 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 할당한 기지국으로 피드백하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 이동 통신 단말기는, 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 핸드오버를 수행하는 이동 통신 단말기로서, 소스 기지국 및 타겟 기지국으로부터 수신된 부반송파의 채널이득을 측정하기 위한 수신 전력 측정수단; 소스 기지국으로부터 수신된 부반송파와 타겟 기지국으로부터 수신된 부반송파를 부반송파별로 비교하여 강한 채널이득을 가진 부반송파를 선택하기 위한 핸드오버 제어수단; 및 상기 부반송파 선택수단에서 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 송신한 기지국으로 피드백하기 위한 피드백수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 기록매체는, 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 핸드오버를 수행하는 이동 통신 단말기에 의해 판독될 수 있는 프로그램을 기록한 기록매체로서, 상기 프로그램은, 핸드오버 지역 진입시 타겟 기지국으로부터 부반송파를 할당받는 제1기능; 소스 기지국으로부터 할당된 부반송파와 상기 타겟 기지국 으로부터 할당된 부반송파를 부반송파별로 비교하여 강한 채널이득을 갖는 부반송파를 선택하는 제2기능; 및 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 할당한 기지국으로 피드백하는 제3기능을 포함한다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명하기로 한다.
본 발명에 따른 OFDMA 셀룰러 시스템에서의 핸드오버 방법은 (1) OFDMA 셀룰러 시스템에서 각 부반송파에 미치는 간섭량은 부반송파 사용량에 비례하고, (2) 각 부반송파별로 채널이득이 서로 다름을 이용한다.
먼저, OFDMA 셀룰러 시스템에서 다중 셀 간섭의 특징에 대해 설명한다.
간섭 기지국은 이동 통신 단말기가 접속하고 있는 않은 모든 기지국으로 정의할 수 있다. rP 거리에 위치한 간섭 기지국 p로부터 이동 통신 단말기에 송신되는 신호는 ΔP=rP/c 만큼의 전파지연(propagation delay)을 겪게 된다. 여기서, c는 전자기파의 전파 속도이다.
OFDMA 시스템에서 간섭 기지국들은 ΔP와 TCP(Cyclic Prefix의 길이)의 관계 에 따라 두 개의 집단으로 구분할 수 있다.
첫번째 간섭 기지국 집단은 이동 통신 단말기에 비교적 가까이 존재하여 전파지연(propagation delay) 시간과 최대 경로지연(multi path delay) 시간을 더해도 TCP 보다 짧은 기지국들이다. 이러한 간섭 기지국 집단은 내부 간섭 기지국 집단(Inner Interference Group, 이하 'IIG'라 함)이라 한다. IIG에 속하는 기지국 p는 다음 조건을 만족한다.
ΔP + τmax ≤ TCP for p ∈ IIG
여기서, ΔP는 전파지연 시간, τmax는 최대 경로지연 시간.
두번째 간섭 기지국 집단은 이동 통신 단말기로부터 상당 거리 이상으로 떨어져 있어 전파지연 시간(ΔP)이 TCP보다 길어지는 기지국들이다. 이러한 기지국들을 외부 간섭 기지국 집단(Outer Interferer Group, 이하 'OIG'라 함)이라 한다. OIG에 속하는 기지국 p는 다음 조건을 만족한다.
ΔP ＞ TCP for p ∈ OIG
도 1은 IIG와 OIG에 속한 간섭 기지국들로부터 수신되는 신호를 나타낸 일 실시예의 도면으로, 도 1의 (a)는 현재 접속한 기지국(이하 '소스 기지국'이라 함)으로부터 수신되는 신호를 나타내고, (b)는 내부 간섭 기지국으로부터 수신되는 신호를 나타내며, (c)는 외부 간섭 기지국으로부터 수신되는 신호를 나타낸다.
도 1의 (b)에 도시된 바와 같이 IIG에 속하는 간섭 기지국 p로부터 이동 통 신 단말기에 송신되는 신호의 전파지연 및 최대 경로지연 시간의 합은 싸이클릭 프리픽스(CP:Cyclic Prefix)의 시간 길이보다 작아 인접한 데이터 심볼간(xp,0, xp,-1)의 간섭이 없고, 도 1의 (c)에 도시된 바와 같이 OIG에 속하는 간섭 기지국 p로부터 이동 통신 단말기에 송신되는 신호의 전파지연 시간은 싸이클릭 프리픽스의 시간 길이보다 커 인접한 데이터 심볼간(xp,0, xp,-1)의 간섭이 발생한다.
(1) IIG에 속한 간섭 기지국으로부터의 간섭
IIG에 속한 간섭 기지국 p로부터의 신호는 TCP 이내에 수신되므로, 수신신호는 다음과 같이 표현 가능하다.
Figure 112006021499993-pat00001
여기서, m은 부반송파에 대한 식별자, ΔP는 간섭 기지국 p로부터 이동 통신 단말기에 수신될 때까지 걸리는 전파지연, Xp ,i는 기지국 p가 부반송파 m에 실어 보내는 신호, Hp,i는 주변 전파 반사 환경에 의하여 부반송파 m이 겪게 되는 채널 이득, Li(rp)는 기지국 p와 이동 통신 단말기가 r만큼 떨어졌을 때 거리에 따른 신호의 감쇄와 쉐도우 페이딩, N(k)는 이동 통신 단말기에서의 백색잡음을 의미한다.
상술한 바와 같이, IIG에 속한 간섭 기지국으로부터의 신호는 TCP 내에 수신되므로 심볼간 간섭(ISI:Inter Symbol Interference)은 발생하지 않고, 부반송파 대 부반송파로 영향을 주는 부반송파간 간섭(co-channel interference, 이하 'CCI'라 함)이 발생한다. 이 때, 이동 통신 단말기가 현재 접속한 간섭 기지국으로부터 할당받아 사용 중인 부반송파 m에 대해 IIG에 속한 간섭 기지국이 미치는 전체 간섭량은 다음 [수학식 2]와 같이 표현 가능하다.
Figure 112006021499993-pat00002
여기서, PIIG는 IIG에 속하는 모든 기지국의 수이다.
서로 다른 기지국으로부터 송신되는 신호가 서로 상관도가 없고, 간섭 기지국 p에서 송신되는 신호더라도 각 OFDMA 심볼간 상관도가 없다면 IIG에 속한 간섭 기지국으로부터 수신되는 총 간섭량은 다음과 같이 계산 가능하다.
Figure 112006021499993-pat00003
여기서, ηP는 간섭 기지국 p에서 부반송파 m에 데이터를 실어 보낼 때 부반송파 m에 대한 채널 이득이다.
(2) OIG에 속한 간섭 기지국으로부터의 간섭
도 1과 같이 OIG에 속한 간섭 기지국으로부터 수신되는 신호는 IIG에 속한 간섭 기지국으로부터 수신되는 신호와 다르다. Δp가 Tcp에 비하여 길기 때문에 현 재 수신되어야 하는 i번째 심볼 이외에 그 이전 심볼인 i-1번째 심볼이 영향을 주게 된다. 고속 퓨리어 변환(FFT) 적분구간 안에 i번째와 i-1번째 심볼의 일부가 같이 포함되므로 i번째 심볼과 i-1번째 심볼은 상호 영향을 주게 되고 이러한 경우는 심볼간 간섭(이하, 'ISI'라 한다)를 일으키게 된다. 나아가 OFDMA 시스템에서 ISI는 부반송파간 직교성을 깨뜨리게 되고 각 부반송파에 실린 신호간 간섭을 주게 되며 이를 부반송파간 간섭(이하, 'ICI'라 한다)라 한다. ICI는 한 부반송파에 실린 파워의 누수가 다른 모든 부반송파에 영향을 주는 경우에 해당한다. 이는 IIG에 속한 간섭 기지국들의 간섭은 부반송파 대 부반송파로 영향을 주는 CCI였던 것에 대조적이다.
OIG에 총 POIG 개의 간섭 기지국이 존재한다고 가정하면, OIG에 속하는 간섭 기지국 p로부터 수신된 신호는 시간영역에서 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112006021499993-pat00004
여기서, n(t)는 복소 가우시안 잡음(complex gaussian noise)이며 N0/2의 전력밀도(Power spectral density)를 갖고, l은 L개의 다중 경로 중 l번째 경로를 의미하며, i는 전송된 심볼의 시간을 나타낸다. yp ,i(t)의 복조 과정에서 m번째 부반송파에 실려 전송된 값은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112006021499993-pat00005
여기서, TS는 CP를 포함한 OFDM 심볼의 길이, Tu는 TS에서 CP를 제외한 심볼의 길이, fm은 m 번째 부반송파의 주파수를 나타낸다.
이 때, Δp가 TCP 보다 크기 때문에 두 개의 연속적으로 전송되는 심볼 중 i번째 심볼의 일부와 i-1번째 심볼의 일부가 고속 퓨리에 변환(FFT) 적분 구간 내로 들어오게 된다. 따라서, yp ,i(t)은 i번째 심볼과 i-1번째 심볼에 대한 두 부분으로 나누어져 표현된다. ISI에 의한 ICI를 부반송파 k가 부반송파 m에 미치는 영향에 대해 알아보기 위하여, 부반송파 k에 해당하는 시간영역의 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112006021499993-pat00006
상기 [수학식 6]을 [수학식 5]에 대입하면 간섭 기지국 p가 k번째 부반송파에 실어준 파워가 소스 기지국에 접속하고 있는 이동 통신 단말기의 m번째 부반송파에 미치는 영향에 대하여 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112006021499993-pat00007
[수학식 7]로부터 OIG에 속하는 기지국들로부터의 간섭은 다음과 같이 표현 가능하다.
Figure 112006021499993-pat00008
결론적으로, 이동 통신 단말기에서 사용 중인 부반송파 m에 대해 영향을 주는 간섭량은, IIG에 속한 간섭 기지국의 경우 [수학식 3]과 같으며, OIG에 속한 간섭 기지국의 경우 [수학식 8]과 같다.
(3) 부반송파 사용량에 따른 간섭량 모델(Traffic Dependent Interference Model)
평균적인 부반송파 사용량(average traffic load) ρ는 전체 가용한 부반송파 수 중 현재 평균적으로 사용 중인 부반송파의 수에 대한 백분율로 정의할 수 있 다. 따라서 ρ는 0에서 1 사이의 값을 가지게 된다. 기지국은 이동 통신 단말기에 임의로 부반송파를 할당(random allocation)하므로 특정 부반송파가 집중적으로 사용되는 경우 없이 모든 부반송파가 동일한 확률로 선택되어 할당된다고 가정한다. 이런 가정하에 ρ =ρ0인 기지국에서 특정 부반송파 m이 선택되어 할당될 확률은 다음과 같다.
Figure 112006021499993-pat00009
, 여기서 N은 전체 부반송파의 수
[수학식 9]는 임의의 부반송파 m에 대해 계산된 것이므로, 결국 모든 부반송파에 적용될 수 있는 결과이다. 모든 간섭 기지국에서 동일한 ρ를 가지고 있는 경우 평균적인 간섭량은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112006021499993-pat00010
[수학식 10]으로부터 전체 간섭량은 ρ에 비례하여 증가하는 것을 알 수 있다. 페이딩 채널에 대한 통계적 정보가 주어지고 현재 이동 통신 단말기와 간섭 기지국간의 거리를 알 수 있다면 간섭량의 계산이 가능하다. 간섭량에 대한 정규화를 통해서 부반송파 사용량에 따라 간섭량의 증가 추이를 더 잘 확인할 수 있다. 정규화된 간섭량은 다음과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112006021499993-pat00011
[수학식 11]은 전체 부반송파가 모두 사용되는 경우에 발생하는 간섭량에 대한 부반송파 사용율이 ρ일 때의 상대적 간섭량, 즉 정규화된 상대적 간섭량을 나타낸 것이다. 도 2는 부반송파 사용량에 따른 정규화된 상대적 간섭량을 나타낸 일 실시예의 그래프로, 도 2에 도시된 바와 같이 정규화된 상대적인 간섭량은 부반송파 사용율 ρ의 값이 커짐에 따라 증가하는 것을 볼 수 있다.
결론적으로, OFDMA 시스템에서 간섭을 일으키는 요인은 IIG에 속한 기지국에서 사용하는 부반송파가 주는 간섭(Co-channel interference, CCI)과, OIG에 속한 기지국에서 송신한 신호가 심볼간 간섭(ISI)에 의한 부반송파간 간섭(ICI)을 발생시켜 전력 누수로 인해 소스 기지국이 이동 통신 단말기에 할당한 모든 부반송파에 영향을 주는 경우이다. 그리고 이러한 간섭의 영향을 모두 고려한 간섭량은 부반송파의 사용량인 ρ에 따라서 선형적으로 증가함을 알 수 있다.
따라서, 본 발명은 소스 기지국(Source BaseStation)과 타겟 기지국(Target BaseStation)에서 할당받은 부반송파 중 강한 채널이득을 가진 부반송파를 선택하여 이득을 얻고, 부반송파 선택 과정에서 탈락한 부반송파에 대한 정보는 기지국으로 피드백(feedback)하여 해당 기지국이 해당 부반송파에 데이터를 전송하지 않도록 하여 시스템 전체의 간섭(Interference)량을 줄여 핸드오버 성능을 향상시킨다.
(4) 핸드오버 지역
본 발명에 따른 핸드오버가 이루어지는 핸드오버 지역은 인접 기지국으로부터 수신되는 신호의 강도(Received Signal Strength, RSS)를 측정하는 것에 의해 결정된다.
소스 기지국 및 이동 통신 단말기 사이의 각 부반송파 별 채널이득과 타겟 기지국 및 이동 통신 단말기 사이의 각 부반송파별 채널이득은 다음 [수학식 12]와 같이 표현 가능하다. OFDMA 셀룰러 시스템에서 기지국이 각 프레임의 앞부분 전체가 파일럿 신호로 구성된 심볼을 전송하여, 이동 통신 단말기는 각 부반송파별 채널이득 측정을 할 수 있을 뿐만 아니라, 데이터가 송신될 때에도 파일럿 신호를 담은 부반송파를 통해서 측정한 채널이득으로 인터폴레이션(interpolation)을 이용하여 나머지 부반송파의 채널이득의 추정이 가능하다.
Figure 112006021499993-pat00012
여기서, Gi(rS;m) 및 Gi(rT;m)은 각각 소스 기지국 및 타겟 기지국으로부터 r만큼 떨어진 이동 통신 단말기에 할당된 부반송파 m의 채널이득을 나타내고, Li(rS) 및 Li(rT)는 각각 이동 통신 단말기가 소스 기지국 및 타겟 기지국과 r만큼 떨어졌을 때 거리에 따른 신호의 감쇄와 쉐도우 페이딩을 나타내며, RS ,i(m) 및 RT,i(m)은 각각 소스 및 타겟 기지국으로부터 레일리 페이딩에 의한 채널 이득을 나타낸다.
각 부반송파별 채널이득의 평균값은 다음 [수학식 13]과 같다. [수학식 13] 에서 쉐도우 페이딩과 레일리 페이딩에 의한 채널이득의 변화가 평균을 통해 줄어들어 거리 감쇄에 의한 채널이득의 값이 남는다.
Figure 112006021499993-pat00013
, 여기서, N은 전체 부반송파의 수, F는 평균을 구하는 필터 탭의 길이이다.
소스 기지국 및 타겟 기지국으로부터의 평균된 채널이득을 비교하여 핸드오버 위치를 결정한다. 이동 통신 단말기는 다음 [수학식 14]를 만족하는 동안 소스 기지국 및 타겟 기지국으로부터 같은 신호를 내려받는다.
Figure 112006021499993-pat00014
, 여기서, h는 핸드오버 임계치로서 핸드오버 지역의 넓이를 결정하는 역할을 한다.
[수학식 14]를 다시 정리하면, 핸드오버 지역 AHO는 다음 [수학식 15]와 같다.
Figure 112006021499993-pat00015
, 여기서, rHO(h)는 이동 통신 단말기가 핸드오버를 시작하는 소스 기지국으로부터의 거리, α는 거리 감쇄 계수이다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 핸드오버 방법을 구체적으로 설명한다.
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 핸드오버 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 3을 참조하면, 소스 기지국으로부터 서비스되는 셀(Cell)에 위치하던 이동 통신 단말기가 타겟 기지국 방향으로 이동하는 상태에서 핸드오버 지역으로 진입시 소스 기지국으로 부반송파(Subcarrier) 접속 정보 요청 신호를 전송한다(S301).
즉, OFDMA 기반의 이동통신 시스템은 한명의 사용자가 여러 개의 부반송파를 이용하여 통신하는 방식으로, 각 기지국은 전체 대역을 각 사용자가 요구하는 전송률에 따라 주파수 영역에서 부반송파를 할당한다. 이동 통신 단말기는 상기 [수학식 15]에서 결정된 핸드오버 지역(AHO)으로 진입시 타겟 기지국으로부터 부반송파를 할당받기 위해 소스 기지국으로 부반송파 접속 정보 요청 신호를 전송한다.
소스 기지국은 이동 통신 단말기로부터의 부반송파 접속 정보 요청에 대해 부반송파 할당 요청을 타겟 기지국으로 전송하고(S303), 타겟 기지국은 이동 통신 단말기가 접속 가능한 부반송파 세트를 할당한 후 소스 기지국으로 할당된 부반송 파 정보를 포함하는 부반송파 할당 응답을 전송한다(S305). 소스 기지국과 타겟 기지국간에 데이터 송수신은 종래 기술에 따른 소프트 핸드오버 방법에서와 마찬가지로 기지국 제어기, 교환기 등을 통해 이루어질 수 있음은 자명하다.
이어서, 타겟 기지국으로부터 부반송파 할당 응답을 수신한 소스 기지국은 이동 통신 단말기가 부반송파별 핸드오버를 수행할 수 있도록 타겟 기지국이 할당한 부반송파 정보를 포함하는 부반송파 접속 정보를 생성하여 이동 통신 단말기로 전송한다(S307). 이동 통신 단말기는 소스 기지국으로부터 수신된 부반송파 접속 정보를 이용하여 타겟 기지국에 접속하고, 소스 기지국 및 타겟 기지국에 동시에 연결 상태를 유지한다(S309). 즉 다이버시티 수신을 한다.
다음으로, 이동 통신 단말기는 소스 기지국으로부터 할당된 각 부반송파와 타겟 기지국으로부터 할당된 각 부반송파를 비교하여 강한 채널이득을 가진 부반송파를 선별한다(S311). 이 때, 소스 기지국으로부터 할당된 부반송파 그룹(SS)과 타겟 기지국으로부터 할당된 부반송파 그룹(ST)은 같은 수의 부반송파를 가지고 있고, 이동 통신 단말기는 각 부반송파 그룹에 속하는 부반송파들을 서로 일대일 대응하여 채널이득을 비교한다. 부반송파별로 채널이득을 비교하여 선별하는 과정은 다음과 같다.
Figure 112006021499993-pat00016
, 여기서 G(m)은 부반송파 m의 채널이득이고 S(m)은 이동 통신 단말기가 선별한 부반송파를 나타내며, 아래첨자 S는 소스 기지국을 의미하고 아래첨자 T는 타겟 기지국을 의미한다.
소스 기지국 및 타겟 기지국으로부터 할당된 각 부반송파를 비교하여 강한 채널이득을 가진 부반송파를 선택한 이동 통신 단말기는 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 기지국으로 피드백한다(S313). 즉, 탈락한 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 할당한 기지국으로 피드백하여 해당 기지국이 해당 부반송파에 데이터를 송신하지 않도록 한다.
단계 S309에서 양쪽 기지국으로부터 같은 데이터를 송신 받을 때 이동 통신 단말기는 핸드오버시 다이버시티를 얻을 수 있으므로 셀 경계지역에서 신호 두절(outage) 확률이 줄어든다. 그러나 다이버시티를 위해 양쪽 기지국에서 같은 데이터를 송신하므로 두 배의 부반송파를 사용하게 되고 이는 상술한 바와 같이 간섭량 증가를 야기한다. 증가하는 간섭량을 상기 [수학식 11]에서 정의한 정규화된 간섭량의 관점에서 나타내면 다음과 같다.
Figure 112006021499993-pat00017
여기서, rHO(h)는 이동 통신 단말기가 핸드오버를 시작하는 소스 기지국으로부터의 거리, D는 소스 기지국과 타겟 기지국 사이의 거리, Iρ0(m)은 다이버시티 기법을 사용하지 않는 경우 부반송파 m에 영향을 미치는 간섭량이다.
상기 [수학식 17]을 정리하면 다이버시티의 영향에 의해 증가한 간섭량은
Figure 112006021499993-pat00018
배로 증가한다.
그러나, 단계 S313에서 이동 통신 단말기는 핸드오버시 양쪽 기지국에서 할당된 부반송파 중 선택하지 않은 부반송파에 대한 정보를 피드백하여 해당 기지국이 해당 부반송파에 데이터를 송신하지 않도록 함으로써, 상기 [수학식 17]에서 제시된 간섭량의 증가는 없다.
다시 도 3을 참조하면, 이동 통신 단말기는 핸드오버 지역(AHO)에서 단계 S413을 반복 수행하며 핸드오버를 수행하고 상기 핸드오버 지역을 벗어나면 소스 기지국과의 접속을 중단하여 최종 핸드오버를 완료한다(S315).
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 이동 통신 단말기의 주요부 구성을 나타낸 블럭도이다. 도 4에 도시된 이동 통신 단말기는 무선 수신부(401), GI 제거부(403), FFT부(405), 복조부(407), 복호부(409), 수신 전력 측정부(411), 핸드오버 제어부(413), 부반송파 할당 요청 신호 생성부(415), 부반송파 정보 생성부(417), 무선 송신부(419)를 포함한다. 이하, 도 4의 이동 통신 단말기가 소스 기지국에서 타겟 기지국 방향으로 이동하여 핸드오버하는 과정을 중심으로 상기 각 구성의 동작을 설명한다.
무선 수신부(401)는 안테나를 통해 기지국으로부터 신호를 수신하여 주파수 하향 변환, 아날로그-디지털 변환 등의 신호 처리를 가하고, GI(Guard Interval) 제거부(403)는 무선 수신부(401)에서 신호 처리된 수신 신호에서 가드 인터벌을 제 거한다.
FFT(Fast Fourier Transform)부(405)는 가드 인터벌이 제거된 OFDM 신호를 고속 푸리에 변환하고 각 부반송파에 실린 데이터를 분리한다.
복조부(407)는 고속 푸리에 변환되어 분리된 각 부반송파에 실려 있던 데이터를 복조하고, 복호부(409)는 복조된 데이터를 복호하여 수신 데이터를 출력한다.
수신 전력 측정부(411)는 수신 신호의 각 부반송파의 수신 전력, 즉 채널이득을 측정하고 측정 결과를 핸드오버 제어부(413)로 출력한다.
핸드오버 제어부(413)는 수신 전력 측정부(411)로부터 입력된 소스 기지국 및 타겟 기지국의 부반송파 수신 전력을 평균하여 핸드오버 지역을 판단한다. 즉, 상기 [수학식 15]에 근거하여 핸드오버 지역을 판단한다.
또한, 핸드오버 지역을 판단한 핸드오버 제어부(413)는 부반송파 할당 요청 신호 생성부(415)를 제어하여 부반송파 할당 요청 신호를 생성하도록 한다. 부반송파 할당 요청 신호 생성부(415)에서 생성된 부반송파 할당 요청 신호는 무선 송신부(419)를 거쳐 소스 기지국으로 전송된다. 소스 기지국은 타겟 기지국으로 부반송파 할당을 요청하여 이에 대한 응답을 수신하고 이동 통신 단말기로 타겟 기지국이 할당한 부반송파 정보를 전송한다. 이로써, 도 4의 이동 통신 단말기는 핸드오버 지역에서 소스 기지국 및 타겟 기지국에 접속하여 같은 데이터를 수신한다.
한편, 핸드오버 지역에서 핸드오버 제어부(413)는 수신 전력 측정부(411)로부터 입력된 소스 기지국 및 타겟 기지국의 부반송파 채널이득을 비교하여 채널이득이 강한 기지국의 부반송파를 선별하고, 선택되지 않은 부반송파 정보는 해당 기 지국으로 피드백한다. 즉, 핸드오버 제어부(413)는 선택되지 않은 부반송파를 부반송파 정보 생성부(417)로 통지한다.
부반송파 정보 생성부(417)는 핸드오버 제어부(413)로부터 통지된 부반송파에 대한 정보를 생성하고 무선 송신부(419)를 경유하여 해당 기지국으로 송신한다. 이로써, 소스 기지국 또는 타겟 기지국이 탈락한 부반송파를 사용하지 않게 하여 핸드오버 지역에서의 간섭량을 줄여 높은 이득을 얻을 수 있다.
이하, 본 발명의 핸드오버 방법의 성능에 대해 설명한다.
본 발명의 핸드오버 방법은 소스 기지국과 타겟 기지국에서 할당한 부반송파의 채널이득을 비교하여 채널이득이 우수한 부반송파를 선택하는 SC(Selection Combining) 방식을 사용하여 다이버시티를 얻고, 또한 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 기지국에 피드백하여 사용하지 않음으로써 간섭을 없앤다. 따라서, 먼저 본 발명에서 사용하는 SC(Selection Combining) 방식과 핸드오버 지역에서 소스 기지국 및 타겟 기지국에서 오는 채널이득을 더하는 MRC(Maximum Ratio Combining) 방식의 상대적 이득을 비교한다. SC에 의한 채널이득과 MRC에 의한 채널이득은 다음과 같다.
여기서 SS는 소스 기지국에서 할당한 부반송파 그룹, ST는 타겟 기지국에서 할당한 부반송파 그룹, m 및 m'는 부반송파 인덱스, G(r;m)은 기지국으로부터 r만큼 떨어진 곳에서 부반송파 m에 대한 채널이득이다.
도 5는 다이버시티 기법별 상대적 이득을 비교한 일 실시예의 그래프이다.
도 5에서 참조부호 501은 레일리 페이딩을 고려하지 않고 쉐도우 페이딩만 고려한 SC 방식의 상대적 이득이고 참조부호 503은 레일리 페이딩 및 쉐도우 페이딩을 모두 고려한 SC 방식의 상대적 이득으로, 부반송파별 채널이득의 고려에 따른 이득의 차를 볼 수 있다. 즉 OFDMA 시스템에서 레일리 페이딩에 의해 각 부반송파별로 채널이득이 다르므로 부반송파별로 채널이득을 고려하면 더 많은 이득을 얻을 수 있다. 이동 통신 단말이 소스 및 타겟 기지국으로부터 신호를 수신시, 어느 한쪽 기지국의 평균 채널이득(쉐도우 페이딩만을 고려한 경우)이 다른 한쪽보다 크다고 하더라도 전자의 기지국으로부터 수신되는 일부 부반송파들의 채널이득이 후자의 기지국으로부터 오는 부반송파들의 채널이득보다 약한 경우가 발생하기 때문이다. 따라서 핸드오버 과정에서 부반송파별 채널이득을 고려하여 부반송파별 기지국을 선택하면(레일리 페이딩까지 고려한 경우), 이동 통신 단말은 소스 및 타겟 기지국으로 부터 받은 부반송파 중 우수한 것만을 선택하여 사용할 수 있으므로 그에 따른 이득을 얻게 된다.
한편, 도 5에서 참조부호 505는 MRC 방식의 상대적 이득으로 도 5에 도시된 바와 같이 MRC 방식과 SC 방식의 상대적 이득 차이는 1dB 미만으로 매우 적은 것을 알 수 있다. 양 기지국에서 수신되는 채널이득을 합한 MRC의 경우 최대 이득을 얻을 수 있긴 하지만, 도 5에 도시된 바와 같이 MRC와 SC 사이의 이득의 차이가 미미 하고 MRC의 경우 추가적으로 발생하는 간섭량을 고려하면 본 발명의 핸드오버 방법은 단순히 MRC를 사용하는 경우에 비하여 더 우수하다. 이는 아래에서 자세히 설명한다.
본 발명의 핸드오버 방법의 성능을 컴퓨터 시뮬레이션을 통해 검증한 결과를 설명한다.
도 6은 본 발명의 핸드오버 방법의 성능 실험 환경을 나타낸 일 실시예의 도면으로, 육각셀 구조의 OFDMA 시스템이고, 하나의 셀은 세 개의 섹터로 나뉘고 각 섹터는 같은 수의 부반송파를 가지고 있으며, 각 섹터가 가지고 있는 부반송파들은 섹터간 서로 다르다. 각 섹터에 할당된 부반송파들을 FA(Frequency Allocation)라고 하고 모든 셀은 같은 FA 구조를 갖는다. 따라서, 도 6에 도시된 바와 같이 간섭 기지국들은 파이 모양의 지역(601) 내로 결정된다. 기지국간 거리는 2000m로 정한다.
한편, 도 6에서 i 번째 층에 속한 기지국은 i-1 번째 층에 속한 기지국에 닿아 있는 기지국들로 정한다. 가운데 위치한 소스 기지국이 0 번째 층이다. 본 시뮬레이션에서는 4 개 층의 간섭 기지국들을 고려한다.
또한, 본 시뮬레이션의 OFDMA 시스템의 OFDM 심볼은 1024 개의 부반송파와 128 샘플 길이의 싸이클릭 프리픽스(CP:Cyclic Prefix)로 구성되고, 시스템의 대역폭은 10Mhz로 한 개의 OFDM 심볼의 길이는 112.5ms이다. 따라서 외부 간섭 기지국(OIG)의 정의에 따라 이동 통신 단말기로부터 3750m 이후에 위치한 기지국들은 외부 간섭 기지국(OIG)에 속하는 기지국이 된다.
또한, 거리 감쇄 계수 α는 4이고, 쉐도우 페이딩의 표준편차는 8dB이다. 이동 통신 단말기와 각 기지국 사이의 채널은 독립적이라고 가정하고, 레일리 페이딩은 WSSUS(Wide-Sense Stationary Uncorrelated Scattering)을 만족한다. 다중 경로에 의한 신호 지연의 최대 지연시간은 32 샘플로 한다.
또한, 신호 대 간섭량의 비(Signal to Interference Ratio, SIR)는 본 발명의 핸드오버 방법의 성능을 평가하기 위한 중요한 기준이 된다. SIR γ은 다음과 같이 정의된다.
Figure 112006021499993-pat00020
또한, SIR에 대한 통화 중단(Outage) 확률은 다음과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112006021499993-pat00021
이러한 시뮬레이션 조건에 따라 하나의 셀 안에서 부반송파들이 통화 중단(Outage) 없이 서비스받을 확률을 핸드오버 지역의 크기와 핸드오버 방법에 따라 나타낸 결과가 도 7과 같다.
도 7에서 참조부호 701은 다이버시티 이득이 없는, 즉 하드 핸드오버에서의 서비스 확률로 핸드오버 지역의 크기에 상관없이 확률은 거의 일정하다. 한편, 도 7에서 참조부호 703은 MRC를 이용할 때의 서비스 확률로 임계치 h가 10dB가 되는 근방부터 성능이 떨어지는 것을 볼 수 있다. 이는 핸드오버 지역이 커짐에 따라(즉 h의 증가) 간섭량이 증가하여 성능이 떨어지는 것이다. 반면, 도 7에서 참조부호 705는 본 발명의 핸드오버 방법의 성능을 나타낸 것으로 핸드오버 지역이 커질수록 계속 증가한다. 핸드오버 지역이 커지더라도 본 발명의 핸드오버 방법을 사용하면 추가적인 간섭량 증가가 발생하지 않기 때문이다. 이 때, 본 발명의 핸드오버 방법의 성능은 임계치 h가 20dB가 되는 근방부터 거의 증가하지 않는데, 임계치가 20dB이면 소스 기지국으로부터 약 600m에 해당하는 지역으로 그 이내에서는 소스 기지국의 신호 세기가 충분히 크기 때문에 다이버시티 이득이 거의 발생하지 않기 때문이다. 이는 도 5에서 상대적인 이득의 증가가 600m 근방에서부터 발생하기 시작하는 것과 일맥상통하는 결과이다.
상술한 바와 같은 본 발명의 방법은 프로그램으로 구현되어 컴퓨터로 읽을 수 있는 형태로 기록매체(씨디롬, 램, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크, 광자기 디스크 등)에 저장될 수 있다. 이러한 과정은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있으므로 더 이상 상세히 설명하지 않기로 한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기와 같이 본 발명은, 다중 반송파를 이용한 이동 통신 시스템에서 핸드오 버시 소스 기지국과 타겟 기지국에서 할당받은 부반송파 중 강한 채널이득을 가진 부반송파를 선택함으로써 수신 전력 이득을 얻을 수 있다.
또한, 본 발명은 부반송파 선택 과정에서 탈락한 부반송파에 대한 정보를 해당 기지국에 피드백하여 사용하지 않도록 함으로써 시스템 전체의 간섭량을 줄여 성능을 향상시킨다.

Claims (6)

  1. 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 이동 통신 단말기의 핸드오버 방법으로서,
    (a) 핸드오버 지역 진입시 타겟 기지국(핸드오버 대상 기지국)으로부터 부반송파를 할당받는 단계;
    (b) 소스 기지국(기 접속 기지국)으로부터 할당된 부반송파와 상기 타겟 기지국으로부터 할당된 부반송파를 부반송파별로 비교하여 강한 채널이득을 갖는 부반송파를 선택하는 단계; 및
    (c) 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 할당한 기지국으로 피드백하는 단계;를 포함하고,
    상기 핸드오버 지역은, 다음 수학식에 의해 정해지는 것을 특징으로 하는 이동 통신 단말기의 핸드오버 방법.
    [수학식]
    Figure 112007013669691-pat00030
    여기서, AHO는 핸드오버 지역, rHO(h)는 이동 통신 단말기가 핸드오버를 시작하는 소스 기지국으로부터의 거리, h는 핸드오버 임계값, α는 거리감쇄 계수, D는 소스 기지국과 타겟 기지국 사이의 거리.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 (c) 단계에서 부반송파 정보를 피드백 받은 기지국은 해당 부반송파에 데이터를 송신하지 않는 것을 특징으로 하는 이동 통신 단말기의 핸드오버 방법.
  3. 삭제
  4. 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 핸드오버를 수행하는 이동 통신 단말기로서,
    소스 기지국(기 접속 기지국) 및 타겟 기지국(핸드오버 대상 기지국)으로부터 수신된 부반송파의 채널이득을 측정하기 위한 수신 전력 측정수단;
    소스 기지국으로부터 수신된 부반송파와 타겟 기지국으로부터 수신된 부반송파를 부반송파별로 비교하여 강한 채널이득을 가진 부반송파를 선택하기 위한 핸드오버 제어수단; 및
    상기 부반송파 선택수단에서 선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 송신한 기지국으로 피드백하기 위한 피드백수단;을 포함하고,
    다음 수학식에 의해 정해지는 핸드오버 지역에 진입시 핸드오버를 수행하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 단말기.
    [수학식]
    Figure 112007013669691-pat00031
    여기서, AHO는 핸드오버 지역, rHO(h)는 이동 통신 단말기가 핸드오버를 시작하는 소스 기지국으로부터의 거리, h는 핸드오버 임계값, α는 거리감쇄 계수, D는 소스 기지국과 타겟 기지국 사이의 거리.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 피드백수단으로부터 부반송파 정보를 피드백 받은 기지국은 해당 부반송파에 데이터를 송신하지 않는 것을 특징으로 하는 이동 통신 단말기.
  6. 다중 반송파 기반의 이동 통신 시스템에서 핸드오버를 수행하는 이동 통신 단말기에 의해 판독될 수 있는 프로그램을 기록한 기록매체에 있어서,
    하기 수학식에 의해 정해지는 핸드오버 지역 진입시 타겟 기지국(핸드오버 대상 기지국)으로부터 부반송파를 할당받는 제1기능;
    소스 기지국(기 접속 기지국)으로부터 할당된 부반송파와 상기 타겟 기지국으로부터 할당된 부반송파를 부반송파별로 비교하여 강한 채널이득을 갖는 부반송파를 선택하는 제2기능; 및
    선택되지 않은 부반송파에 대한 정보를 해당 부반송파를 할당한 기지국으로 피드백하는 제3기능;을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 기록매체.
    [수학식]
    Figure 112007013669691-pat00032
    여기서, AHO는 핸드오버 지역, rHO(h)는 이동 통신 단말기가 핸드오버를 시작하는 소스 기지국으로부터의 거리, h는 핸드오버 임계값, α는 거리감쇄 계수, D는 소스 기지국과 타겟 기지국 사이의 거리.
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