KR100714891B1

KR100714891B1 - 이미지 신호처리 시스템

Info

Publication number: KR100714891B1
Application number: KR1020020082889A
Authority: KR
Inventors: 정덕영
Original assignee: 주식회사 애트랩
Priority date: 2002-12-23
Filing date: 2002-12-23
Publication date: 2007-05-04
Also published as: CN1510495A; KR20040056487A; CN1327287C; US20040135909A1; TW200421723A

Abstract

본 발명은 이미지 신호처리 시스템에 관한 것으로, 피사체의 이미지를 수신하는 이미지 센서와 이미지 센서의 출력신호를 수신하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 컨버터와 A/D 컨버터의 출력신호를 수신하여 움직임 값을 구하고 각종 제어신호를 발생시키는 이미지 데이터 프로세서와 이미지 데이터 프로세서의 출력신호를 수신하고 전자 셔터를 제어하는 셔터 제어회로를 구비하는 이미지 신호처리 시스템에 있어서, A/D 컨버터는 이미지의 명암 차를 최적화하기 위해 A/D 컨버터의 비교전압 범위를 복수 개 두고 전자셔터의 셔터 시간과 연동하여 비교전압 범위를 가변하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 이미지 신호처리 시스템은, 저 분해능의 A/D 컨버터를 이용하여 고 해상도를 구현할 수 있고, 반도체 집적회로에서 차지하는 면적이 작고 전력소모가 적다. 또한, 본 발명에 따른 이미지 신호처리 시스템에 의하면, 입력신호의 신호 대 잡음비가 상대적으로 낮은 A/D 컨버터를 사용할 수 있다.

Description

이미지 신호처리 시스템{IMAGE SIGNAL PROCESSING SYSTEM}

도 1은 종래의 이미지 신호처리 시스템의 일례를 나타내는 블록도이다.

도 2는 일반적인 이미지 센서 내의 한 픽셀의 구조를 나타낸 도면이다.

도 3은 셔터 시간에 따른 A/D 컨버터의 서브 레인지(sub-range) 구성을 설명하기 위한 도면이다.

도 4는 셔터 시간과 커패시터 충전전압과의 관계를 나타내는 도면이다.

도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 A/D 컨버터를 간략히 나타낸 도면이다.

도 6은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 A/D 컨버터를 간략히 나타낸 도면이다.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

110 : 이미지 센서 120 : A/D 컨버터

130 : 이미지 데이터 프로세서 140 : 셔터 제어회로

150 : 시스템 제어기

510, 520 : 비교전압 발생기 540, 620 : 비교기

610 : 가변형 비교전압 발생기

본 발명은 이미지 신호처리 시스템에 관한 것으로, 특히 저 분해능의 A/D 컨버터를 이용하여 고 해상도를 구현할 수 있는 이미지 신호처리 시스템에 관한 것이다.

이미지 신호처리 시스템이 사용되는 분야는 카메라, 캠코더, 스캐너, 광마우스 등이 있다. 이들 분야에서 사용되는 이미지 신호처리 시스템의 입력신호는 피사체에서 반사된 광 신호이며, 이들 시스템은 광 신호에서 검출된 영상을 사용하여 각각 다른 신호처리를 한다.

도 1은 종래의 이미지 신호처리 시스템을 나타내는 블록도로서, 피사체(object)의 이미지를 수신하는 이미지 센서(110), 이미지 센서(110)의 출력신호(IMO)를 수신하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 컨버터(120), A/D 컨버터(120)의 출력신호를 수신하여 움직임 값을 구하고 각종 제어신호를 발생시키는 이미지 데이터 프로세서(130), 이미지 데이터 프로세서(130)의 출력신호를 수신하고 이미지 센서(110) 내에 CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터로 구성된 전자 셔터(미도시)를 제어하는 셔터 제어회로(140), 및 외부와의 타이밍을 제어하고 이미지 데이터 프로세서(130)의 출력신호를 수신하여 출력하는 시스템 제어기(150)를 구비한다.

피사체의 이미지는 광신호의 형태로 이미지 센서(110)에 입력된다. 이 신호는 이미지 센서(110)에 의해 전기적 신호로 변환되고 A/D 컨버터(120)에 의해 디지 털 신호로 변환된다. 이미지 데이터 프로세서(130)는 현재 입력된 이미지 데이터의 평균값을 계산할 수 있으며, 이 평균값이 일정 범위를 벗어나면 시스템이 포화되지 않게 이미지 센서(110)의 출력신호는 셔터 제어회로(140)에 의해 제어된다.

이미지 신호처리 시스템은 피사체를 잘 보는 것이 목적이므로 고해상도를 갖는 것이 좋다. 따라서, 가능한 고분해능을 갖는 A/D 컨버터를 사용하는 것이 좋다. 그런데, A/D 컨버터의 비트 수(number of bits) 하나가 증가하게 되면, A/D 컨버터가 반도체 칩에서 차지하는 면적이 두 배로 되고 소비전력도 두 배로 된다. 이 때문에, 이미지 신호처리 시스템을 설계할 때 적당한 수준의 분해능을 갖는 A/D 컨버터가 선택된다.

본 발명의 목적은 저 분해능의 A/D 컨버터를 이용하여 고 해상도를 구현할 수 있는 이미지 신호처리 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명에 따른 이미지 신호처리 시스템은 피사체의 이미지를 수신하는 이미지 센서와 이미지 센서의 출력신호를 수신하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 컨버터와 A/D 컨버터의 출력신호를 수신하여 움직임 값을 구하고 각종 제어신호를 발생시키는 이미지 데이터 프로세서와 이미지 데이터 프로세서의 출력신호를 수신하고 전자 셔터를 제어하는 셔터 제어회로를 구비하는 이미지 신호처리 시스템에 있어서, A/D 컨버터는 이미지의 명암 차를 최적화하기 위해 A/D 컨버터의 비교전압 범위를 복수 개 두고 전자셔터의 셔터 시간과 연동하여 비교전압 범위를 가변하는 것을 특징으로 한다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 따른 이미지 신호처리 시스템에 대해 설명한다.

도 2는 일반적인 이미지 센서 내의 한 픽셀의 구조를 나타낸 도면으로서, 전원전압(VDD)과 제 1 노드(N1) 사이에 연결된 커패시터(CI), 커패시터(CI)에 병렬 연결되어 있고 리셋 신호(RES)에 의해 제어되는 제 1 스위치(SW1), 제 1 노드(N1)의 신호를 버퍼링하여 출력하는 버퍼회로(BUFFER), 제 1 노드(N1)에 일측단이 연결되어 있고 셔터 제어신호(CSHT)에 의해 제어되는 제 2 스위치(SW2), 제 2 스위치(SW2)의 타측단에 연결된 에미터 단자와 접지(GND)에 연결된 콜렉터 단자를 갖는 PNP형 바이폴라 트랜지스터(Q1), 및 PNP 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 단자에 연결된 애노드와 PNP 트랜지스터(Q1)의 베이스 단자에 연결된 캐소드를 갖는 포토 다이오드(PD1)를 구비한다.

이하, 도 2를 참조하여 이미지 센서 내의 한 픽셀의 동작에 대해 설명한다.

초기에 리셋 신호(RES)와 셔터 제어신호(CSHT)는 온 상태이고, 커패시터(CI) 양단의 전압은 0 V가 된다. 따라서, 노드(N1)는 전원전압(VDD)과 같은 레벨이 된다. 빛이 이미지 센서에 입력되는 동안에는 포토 다이오드(PD1)에 의해 광전류(IPH)가 생성되고, 이 광전류는 PNP 트랜지스터(Q1)에 의해 증폭된다. 리셋 신호(RES)에 의해 제 1 스위치(SW1)가 오프되면, PNP 트랜지스터(Q1)의 에미터 전류에 의해 커패시터(CI)는 제 2 스위치(SW2)가 오프될 때까지 충전된다. 소정의 시간이 지나서 셔터 제어신호(CSHT)에 의해 제 2 스위치(SW2)가 오프되면 노드(N1)에 충전된 전압은 Vchg = IE ×TSHT/CI의 식에 따른다. 여기서, IE는 PNP 트랜지스터(Q1)의 에미터 전류이고 TSHT는 커패시터(CI)에 전하가 충전된 시간을 나타낸다. 노드(N1)의 전압은 일반적으로 버퍼회로(BUFFER)를 거쳐서 A/D 컨버터(미도시)에 전달된다.

실제로, 이미지 센서 내에는 픽셀이 1 개에서 수백만 개까지 다양할 수 있는데, 모든 픽셀은 동일한 셔터 시간을 갖는다. 이미지 센서에 입력된 빛의 크기가 과도한 경우나 작은 경우에 대부분의 픽셀이 상한 또는 하한에 분포하여 필요한 영상을 얻을 수 없게 된다. 이러한 경우에 이미지 데이터 프로세서에서는 전체 픽셀의 값이 평균적으로 A/D 컨버터의 중심 코드 값에 분포하도록 셔터를 조절한다. 도 2에서 커패시터(CI)에 충전된 전압은 개개의 픽셀에 대한 값은 다를지라도 셔터제어를 하고 난 후 전체의 평균값은 일정한 값에 수렴한다. 수렴된 값은 항상 특정한 값이므로 Vchg = IE ×TSHT/CI의 식에서 TSHT가 짧아지면 Vchg는 감소하고 TSHT가 길어지면 Vchg는 증가하게 된다.

도 3은 셔터 시간에 따른 A/D 컨버터의 서브 레인지(sub-range) 구성을 설명하기 위한 도면이고, 도 4는 셔터 시간과 커패시터 충전전압과의 관계를 나타내는 도면이다. 도 3에서와 같이, 셔터 시간(TSHT)이 길거나 짧은 조건에 따라서 A/D 컨버터의 입력 범위(input range)를 여러 개로 나누어 아날로그/디지털 변환을 한다면 도 2의 커패시터(CI)의 충전전압 중 가장 큰 값을 선택적으로 추출할 수 있게 된다. 이와 같은 방법으로 아날로그/디지털 변환을 한다면, 고분해능의 A/D 변환기는 필요하지 않게 된다. 일반적으로, 저분해능의 A/D 컨버터를 이용하여 고해상도를 얻는 방식에서는 서브 레인지(sub-range)로 진입하면서 신호를 증폭해야 하는 데, 도 4에 도시된 바와 같이, 신호를 증폭하면서 동시에 발생되는 노이즈 증폭이 A/D 컨버터의 1-LSB를 넘어갈 경우 코드 지터(code jitter)가 발생할 수 있기 때문에 증폭의 효과가 나타나지 않을 수 있다. 현재 반도체 집적회로에는 디지털 회로와 아날로그 회로가 혼재된 경우가 많으며, 대부분의 집적회로 기판에는 노이즈가 존재한다. 따라서, 신호의 증폭에는 한계가 있게 된다. 도 3에 도시된 A/D 컨버터의 서브 레인지 구성 방법은 시간에 따른 충전전압을 이용하는 것이므로, 신호를 증폭하기 위한 별도의 회로가 필요하지 않기 때문에 기판 노이즈가 증폭되어 생길 수 있는 코드 지터는 원천적으로 존재하지 않는다.

도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 A/D 컨버터를 간략히 나타낸 도면으로서, 제 1 비교전압(VCOM1)을 발생시키는 제 1 비교전압 발생기(510), 제 2 비교전압(VCOM2)을 발생시키는 제 2 비교전압 발생기(510), 셔터 제어신호(CSHT)의 제어하에 제 1 비교전압(VCOM1)과 제 2 비교전압(VCOM2)을 선택하여 출력하는 스위치(530), 및 스위치(530)의 출력신호와 이미지 센서(미도시)의 출력신호(IMO)를 수신하여 비교하여 N 비트의 디지털 출력신호를 발생시키는 비교기(540)를 구비한다.

이하, 도 5를 참조하여 본 발명의 제 1 실시예에 따른 A/D 컨버터의 동작에 대해 설명한다.

셔터 제어신호(CSHT)의 제어하에 스위치(530)에 의해 제 1 비교전압(VCOM1)과 제 2 비교전압(VCOM2)이 선택되고, 이미지 센서(미도시)의 출력신호(IMO)는 선택된 비교전압과 비교된다. 셔터 제어신호(CSHT)는 픽셀의 산포에 따른 제어신호일 수도 있고, 별도의 광센서에 의해 수신되는 제어신호일 수도 있다. 비교전압을 선택하는 방법에는 연속적으로 셔터 제어신호(CSHT)의 제어를 받는 방법과 소정의 범위를 나누어 제어를 받는 방법이 있다. 소정의 범위를 나누어 셔터 제어신호(CSHT)의 제어를 받는 A/D 컨버터는 도 5에 도시되어 있으며, 연속적으로 셔터 제어신호(CSHT)의 제어를 받는 A/D 컨버터는 도 6에 도시되어 있다.

도 6은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 A/D 컨버터를 간략히 나타낸 도면으로서, 셔터 제어신호(CSHT)의 제어하에 비교전압(VCOM3)을 발생시키는 가변형 비교전압 발생기(610), 비교전압(VCOM3)과 이미지 센서(미도시)의 출력신호(IMO)를 수신하여 비교하여 N 비트의 디지털 출력신호를 발생시키는 비교기(540)를 구비한다.

이하, 도 6을 참조하여 본 발명의 제 2 실시예에 따른 A/D 컨버터의 동작에 대해 설명한다.

도 6에 도시된 본 발명의 제 2 실시예에 따른 A/D 컨버터는 비교전압을 불연속적인 스위칭이 아닌 보다 세밀화시킨 가변형 비교전압 발생기(610)를 이용한다. 가변형 비교전압 발생기(610)는 세분화된 여러 개의 비교기를 사용할 수도 있고, 아날로그적인 연속적인 전압제어를 이용할 수도 있다. 도 6에 도시된 A/D 컨버터는 회로가 커진다는 단점이 있으나 급격한 신호변화를 야기하지 않으므로 매우 안정된 동작을 한다.

상기에서는 주로 비교기의 옵셋 범위를 변경하는 경우에 대해 기술하였지만, 입력신호의 DC 옵셋을 변경하여도 유사한 효과를 얻을 수 있다.

상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 이미지 신호처리 시스템은, 저 분해능의 A/D 컨버터를 이용하여 고 해상도를 구현할 수 있고, 반도체 집적회로에서 차지하는 면적이 작고 전력소모가 적다. 또한, 본 발명에 따른 이미지 신호처리 시스템에 의하면, 입력신호의 신호 대 잡음비가 상대적으로 낮은 A/D 컨버터를 사용할 수 있다.

Claims

피사체의 이미지를 수신하는 이미지 센서와 상기 이미지 센서의 출력신호를 수신하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 컨버터와 상기 A/D 컨버터의 출력신호를 수신하여 움직임 값을 구하고 각종 제어신호를 발생시키는 이미지 데이터 프로세서와 이미지 데이터 프로세서의 출력신호를 수신하고 전자 셔터를 제어하는 셔터 제어회로를 구비하는 이미지 신호처리 시스템에 있어서,

상기 A/D 컨버터는 이미지의 명암 차를 최적화하기 위해 상기 A/D 컨버터의 비교전압 범위를 복수 개 두고 전자셔터의 셔터 시간과 연동하여 상기 비교전압 범위를 가변하는 것을 특징으로 하는 이미지 신호처리 시스템.
삭제
제 1 항에 있어서, 상기 A/D 컨버터는 1 개의 프레임에서 다수 개의 A/D 컨버터의 범위를 두어 이미지의 동적 범위(dynamic range)를 증가시키는 것을 특징으로 하는 이미지 신호처리 시스템.