KR100710358B1

KR100710358B1 - 채널추정장치 및 채널추정방법

Info

Publication number: KR100710358B1
Application number: KR1020050048458A
Authority: KR
Inventors: 조주현
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2005-06-07
Filing date: 2005-06-07
Publication date: 2007-04-23
Also published as: KR20060127457A

Abstract

본 발명은 채널추정장치 및 채널추정방법에 관한 것이다. 본 발명은 파일럿 심벌과 데이터 심벌이 시분할된 전송되는 신호를 수신하는 채널 추정장치에 있어서, 수신된 신호의 파일럿 심벌구간에 포함된 심벌에서 다중경로 간섭을 제거하여 채널심벌을 생성하는 채널심벌생성부; 상기 채널심벌과 데이터 심벌의 상대 심벌거리를 입력받아 추정파일럿 심벌을 출력하는 디지털 리샘플링부; 및 수신된 파일럿 심벌과 상기 디지털 리샘플링부에서 출력된 추정파일럿 심벌을 포함하는 가상파일럿 채널을 생성하는 가상파일럿 채널생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정장치를 제공한다. 또한, (a) 수신된 신호의 파일럿 심벌에 포함된 다중경로 간섭을 제거하여 채널심벌을 생성하는 단계; (b) 상기 (a) 단계의 채널심벌에서 데이터 심벌까지의 상대 심벌거리에 대한 플랙션널 딜레이값과 상기 (a)단계의 채널심벌을 필터링한 값을 연산한 디지털 리샘플링 값으로 추정 파일럿 심벌을 생성하는 단계; 및 (c) 수신된 신호의 파일럿 신호와 상기 (b) 단계의 추정 파일럿 심벌이 시분할된 가상 파일럿채널을 생성하는 단계를 포함하는 채널추정방법을 제공한다. 본 발명에 따르면 오차가 작은 전송경로 특성치로 채널추정이 가능하다.

채널추정, 디지털리샘플링

Description

채널추정장치 및 채널추정방법{channel estimator and method for estimating channel}

도 1은 파일럿 심벌과 데이터 심벌이 시분할되어 송신되는 위성 DMB의 파일럿 채널의 구성의 일 예를 나타낸 도면

도 2는 본 발명에 적용된 팰로우 구조(farrow structure)를 포함하는 디지털 리샘플러의 일 실시예를 나타낸 구조도

도 3은 디지털 리샘플링 과정의 예를 나타내는 도면

도 4는 파일럿 채널에 대한 채널심벌이 생성된 후 위성의 파일럿 채널의 구성의 일 예를 나타낸 도면

도 5는 도 4의 구성에 대해 채널심벌의 특성중심위치와 데이터 심벌의 상대거리를 나타낸 도면

도 6은 채널심벌에 의해서 데이터 심벌이 디지털 리샘플링 방법으로 추정되는 예를 나타낸 도면

도 7은 본 발명에 따른 채널추정장치 및 채널추정방법에서 가상파일럿 채널의 구성의 일 예을 나타낸 도면

도 8은 본 발명에 따른 채널추정장치의 일 실시예를 나타낸 구조도

<도면 주요부분에 대한 부호의 설명>

50 : 데이터심벌제거부 100 : 채널심벌생성부

200 : 디지털리샘플링부 250 : 폴리노미얼 필터뱅크

251 : 폴리노미얼 필터뱅크 0 280 : 연산기

400 : 가상파일럿 채널생성부

본 발명은 채널추정(channel estimation)장치 및 채널추정방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 파일럿 신호(pilot signal)가 시간 분할 변조(Time Division Modulation; TDM)되어 전송될 경우 신뢰도 높은 채널추정(channel estimation) 결과를 얻을 수 있는 채널추정장치 및 채널추정방법에 관한 것이다.

DMB (Digital Multimedia Broadcasting: 디지털 멀티미디어 방송, 이하 DMB)는 크게 지상파 DMB와 위성 DMB로 나눌 수 있다. 지상파 DMB는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 기반으로 하여 수신자가 이동 중에 오디오 및 비디오 서비스를 제공받을 수 있도록 한다. 위성 DMB는 부호 분할 다중 방식(Code Division Multiplexing: 이하 CDM)을 기반으로 하고 위성체와 이를 보완하는 지상의 갭필러(gap filler)를 이용하여 이동 중에 오디오 및 비디오 서비스를 제공받을 수 있도록 한다. 현재 한국 및 일본에서 채택된 위성 DMB의 기술표준은 ITU에서 규정한 시스템-E 방식으로서 CDM 전송방식을 취하는 것으로, 위성 DMB는 다양한 채널을 이용한 CD급 음질의 음악방송이나 날씨, 교통, 비디오 정보 등을 방송하는 대표 적인 통신, 방송 융합의 신개념 서비스이다.

위성 DMB는 상향 13.824 ~ 13.883 GHz 대역과 하향 2.630 ~ 2.655 GHz 및 12.21 ~ 12.23GHz 대역의 주파수를 사용하며, 최대 64채널(한국,일본 각 32채널)을 지원하고 전국방송으로서 커버리지7(coverage)가 넓은 특징이 있다. 위성 DMB의 전송채널은 무선 이동수신 채널로서, 수신신호의 크기(amplitude)가 시변(time-varying)할 뿐만 아니라, 수신자의 이동 수신의 영향으로 수신신호 스펙트럼의 도플러 천이(doppler shift)가 발생한다. 이러한 채널환경 하에서의 신호를 송수신하기 위해서 위성 DMB 송신 방식은 CDM 전송방식을 채택하였고, 송신시에 신호에 대해 시간 영역에서 인터리빙(interleaving)을 수행하도록 하여 전송 채널에서 발생하는 에러를 정정할 수 있도록 하였다. CDM 전송방식은 전송하려는 데이터에 데이터보다 훨씬 빠른 전송률을 갖는 의사잡음(pseudo noise)신호를 곱함으로써 주파수를 확산 시켜 전송하는 방식으로, 이와 같은 방식이 수행된 신호는 넓은 대역에 걸쳐 존재하게 되므로 협대역 신호간섭(narrow-band interference)에 강한 특성을 가진다. 그리고, 레이크(rake) 구조의 수신기를 통해 상기 방식의 신호를 수신하면 다중 경로에 의한 수신성능 열화를 줄일 수 있다.

유무선 수신 시스템이 수신한 신호를 정확하게 복조하기 위해서는 송신단에서 전송된 신호가 거쳐온 경로의 크기와 위상 특성을 알 필요가 있다. 이를 용이하게 하기 위해 송신단에서 정보를 송신할 때, 일정 대역을 파일럿 신호(pilot signal)로 할당하여 전송하며, 수신단에서는 파일럿 신호를 신호처리하여 수신된 신호가 거쳐온 전송 경로의 크기와 위상 특성을 파악해 낸다. 상기 과정에서 얼마 나 신뢰성 높은 전송 경로의 크기와 위상 특성을 추정(estimation)하느냐는 복조된 신호의 정확성에 직접적 영향을 미치게 된다. 여기서 전송 경로의 크기(Magnitude)와 위상(Phase) 특성을 추정(Estimation)하는 것을 채널 추정(Channel Estimation)이라고 한다. 파일럿 신호을 전송하는 방법에는 다양한 방법이 있으나 일반적으로 많이 쓰이는 방법들 중 하나가 파일럿 신호를 데이터 신호(data signal)와 시분할하여 전송하는 것이다. 파일럿 신호(pilot signal)와 데이터 신호(data signal)를 시분할하는 이유는 한정된 대역폭을 최대한 효율적으로 활용할 수 있기 때문이다. 시분할되어 전송된 파일럿 신호를 이용하여 채널을 추정(channel estimation)하기 위해서 유무선 송수신 시스템의 표준에서 지정한 파일럿 신호의 시분할 사양에 따라 다양한 방법이 사용된다.

도 1을 참조하여, 종래에 채널추정 방법에 사용되는 방법의 일 예로서 위성 DMB 방식에 적용되는 방법을 설명하면 다음과 같다. 도 1은 파일럿 심벌과 데이터 심벌이 시분할되어 송신되는 위성 DMB의 파일럿 채널의 구조를 표현한 도면이다. 위성 DMB는 32개 방송 채널 중에 1개의 파일럿 채널을 할당하고 그 파일럿 채널에 파일럿 심벌(pilot symbol)과 데이터 심벌(data symbol)을 시분할하여 전송한다. 32 심벌 간격으로 파일럿 심벌(PS)과 데이터 심벌(D₁,D₂,D₃...)이 시분할된다. 각각의 시분할된 심벌에 포함되는 정보는 도 1 하단의 표와 같다. 채널추정장치(channel estimator)는 시분할된 랜덤한 데이터가 포함된 파일럿 채널의 데이터 심벌구간에 대해 전송 경로의 특성인 크기와 위상 특성을 추정한다. 이를 위해 일반 적으로 쓰이는 방법이 선형 보간(linear interpolation)방법이다. 선형보간 방법은 주어진 두 점에 대해 두 점을 연결하는 1차 직선 방정식을 이용해 데이터 심벌구간의 전송 경로 크기와 위상 특성을 추정하는 것이다. 예를 들어 (1,3.5), (2,a), (3,b), (4,c), (5,5.8) 인 시퀀스(sequence)가 있다고 할 때, x는 시간 인덱스(index)이고 y는 채널 특성치인 시퀀스를 (x,y)를 나타낼 수 있다. 시간 인덱스가 1과 5일 때 각각의 y값 3.5와 5.8은, 시간 인덱스 1과 5의 이미 알려진 심벌(known symbol)인 파일럿 심벌을 전송해서 알게 된 전송경로 특성치이다. 반면 시간 인덱스 2, 3, 4에 있는 a, b, c는 당해 시간 인덱스에서 전송신호가 이미 알려진 심벌(known symbol)인 파일럿 심벌이 아닌 랜덤 심벌인 데이터 심벌을 전송한 것으로서 수신측은 어떤 전송경로 특성이 있는지 알 수 없다. 상기한 예에서 a, b, c를 알아내는 것을 채널 추정라고 하고 채널 추정의 방법으로 선형 보간방법을 적용하면 다음과 같다. 먼저, 이미 알려진 심벌(known symbol)인 파일럿 심벌에 의해 알게 된 전송경로 특성치인 3.5와 5.8을 이용하면, (1,3.5)와 (5,5.8)을 지나는 1차 직선 방정식은 y=0.575x+2.925 이다. 그리고 시간 인덱스 2, 3, 4에 해당하는 전송경로 특성치를 1차 직선 방정식에 대입하면 (2,4.075) (3,4.65) (4,5.225)이 된다. 전송 경로 특성치인 a, b, c를 알아내어 채널을 추정하는 방법은 위와 같이 선형보간 방법 이외에 2차 포물선 함수를 이용하거나 3차 방정식 등을 이용한 보간(interpolation) 방법 등이 있으나, 이에 대한 설명은 상기의 보간 방식과 유사하므로 생략한다.

채널추정장치(channel estimator)의 성능은 얼마나 정확하게 데이터 심벌이 전송된 구간의 전송 경로 특성치인 신호의 크기, 위상를 추정하는가에 좌우된다. 위성 DMB 수신장치와 같은 레이크 수신기(rake receiver)구조를 사용하는 CDM 수신기는 수신신호의 최대비결합(Maximum Ratio Combining)을 구현하기 위해서 다중경로로 수신된 신호들 각각의 독립적인 전송경로의 특성치를 필요로 한다. 이때 필요로 하는 전송경로의 특성치의 정확도가 최대비결합(Maximum Ratio Combining)을 수행한 뒤의 신호의 SNR에 큰 영향을 미쳐서 수신율을 좌우하기 때문에 CDM 수신기에서 채널추정장치(channel estimator)의 성능은 매우 중요하다. 그러나, 종래 방식을 위성 DMB 수신장치에 적용하면 추정 오차가 작지 않다는 문제점이 있다. 파일럿 심벌과 데이터 심벌이 빈번하게 시분할된 경우에 기존 방식을 적용하면 오차가 크지 않지만, 도 1과 같이 위성 DMB의 파일럿 채널의 구성도처럼 32 심벌은 파일럿 신호만 보내고 그 다음 32 심벌은 데이터 심벌을 전송할 경우, 32 데이터 심벌 구간을 선형 보간 방법 등을 이용해 추정하게 되면 그 추정 오차가 너무 커지는 문제점이 있다. 즉, 시분할 변조되어 전송되는 신호에서 데이터 심벌을 단순한 선형 보간, 2차 보간(parabolic interpolation), 3차 보간(cubic interpolation)방법으로 추정하면 추정오차가 커지고 신호의 SNR가 낮아져 수신성능이 떨어지는 문제점이 발생한다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 시분할되어 전송되는 신호의 데이터 심벌 구간에서 오차가 작은 전송경로 특성치를 구할 수 있고, 이로 인해 높은 SNR을 갖는 수신신호를 얻을 수 있는 채널추정장치 및 채널추정방법을 제공하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 파일럿 심벌과 데이터 심벌이 시분할된 전송되는 신호를 수신하는 채널 추정장치에 있어서, 수신된 신호의 파일럿 심벌구간의 심벌에서 다중경로 간섭을 제거하여 채널심벌을 생성하는 채널심벌생성부; 상기 채널심벌과 데이터 심벌의 상대 심벌거리를 입력받아 추정파일럿 심벌을 출력하는 디지털 리샘플링(digital resampling)부; 및 기수신된 파일럿 심벌과 상기 디지털 리샘플링부에서 출력된 추정파일럿 심벌을 포함하는 가상파일럿 채널을 생성하는 가상파일럿 채널생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정장치를 제공한다.

상기 디지털 리샘플링부는 상기 채널심벌생성부에서 생성된 심벌을 병렬적으로 입력받아 필터링하는 폴리노미얼 필터뱅크(polynomial filter bank); 및 상기 채널심벌생성부에서 생성된 채널심벌에서 데이터 심벌까지의 상대 심벌거리와 상기 폴리노미얼 필터뱅크에서 필터링된 값을 연산하는 연산기를 포함하는 것이 바람직하다.

상기 폴리노미얼 필터뱅크의 필터 탭의 수는 다양하게 구성할 수도 있지만, 특히 3개인 것이 바람직하다.

상기 채널추정장치는 상기 채널추정장치가 신호를 수신한 경우 수신신호의 데이터심벌을 제거하여 파일럿 심벌만을 상기 채널심벌생성부로 출력하는 데이터심벌제거부를 더 포함하는 것이 바람직하다. 따라서, 파일럿 심벌만 가상파일럿 채널 생성부로 출력하고, 상기 가상파일럿 채널생성부에서 상기 디지털 리샘플링부에서 출력되는 가상파일럿 채널과 상기 파일럿 채널이 시분할된 가상파일럿 채널을 생성하는 것이 바람직하다.

본 발명은 또한 파일럿 심벌과 데이터 심벌이 시분할된 전송되는 신호를 수신하는 채널 추정방법에 있어서, (a) 수신된 신호의 파일럿 심벌에 포함된 다중경로 간섭을 제거하여 채널심벌을 생성하는 단계; (b) 상기 (a) 단계의 채널심벌에서 데이터 심벌까지의 상대 심벌거리에 대한 플랙션널 딜레이값과 상기 (a)단계의 채널심벌을 필터링한 값을 연산한 디지털 리샘플링 값으로 추정 파일럿 심벌을 생성하는 단계; 및 (c) 수신된 신호의 파일럿 신호와 상기 (b) 단계의 추정 파일럿 심벌이 시분할된 가상 파일럿채널을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널추정방법을 제공한다.

이하에서 본 발명에 따른 채널추정장치 및 채널추정방법에 대한 이론적 배경을 설명한다.

디지털 신호처리에서 일정한 주파수로 동작하는 ADC(analog to digital converter)에 의해 샘플링된 디지털 데이터들 사이의 임의의 중간값을 구하는 과정인 보간(interpolation)은 디지털 데이터를 일정한 주파수로 샘플링하여 디지털 필터링하는 과정의 일부이다. 디지털 샘플링 과정은 필터(filter)의 탭(tap)의 개수에 따라 종류가 나뉜다. 필터 탭의 개수가 많으면 필터의 부피가 커지며 필터링과정에서 전력소모가 증가하지만 좀더 정확한 디지털 값을 얻을 수 있다.

본 발명의 채널추정장치 및 채널추정방법에서 적용하는 MMSE FIR 인터폴레이 터(Minimum Mean Squared Error Finite Impulse Response interpolator ; 이하 MMSE FIR 인터폴레이터)는 정확한 보간값을 복원해 내는 이상적인 인터폴레이터(interpolator)의 결과와 실제로 디지털 값을 출력하는 인터폴레이터(interpolator)의 결과 사이의 오차가 최소화되도록 필터 탭의 계수(coefficient)를 결정한다. MMSE FIR 인터폴레이터에서는 복원된 중간값의 오차가 상당히 작은 반면에 기준점이 되는 입력 데이터와 복원해야 할 보간값 사이의 상대적인 위치(이를 프렉션널 딜레이(fractional delay; 이하 프렉션널 딜레이라고 한다)에 따라 필터의 계수값이 다르다는 문제점이 있다. 따라서 본 발명에서는 MMSE FIR 인터폴레이터에 대해 차수에 맞는 폴리노미얼(polynomial; 다항(多項)) 구조로 분해한 뒤에 상기 분해된 폴리노미얼 필터(polynomial filter; 이하 폴리노미얼 필터)들의 출력과 프렉션널 딜레이(fractional delay)와의 연산을 통해 원하는 임의의 위치의 중간값을 복원해 내는 팰로우 필터 구조(farrow filter structure)를 적용한다. 상기한 팰로우 필터 구조를 사용하면 시스템의 크기를 줄이고 전력 소모를 줄이는 데 기여할 수 있다. 이하 상기한 팰로우 필터 구조를 포함하는 디지털 리샘플링 과정으로 데이터를 보간하는 인터폴레이터를 디지털 리샘플러(digital resampler ; 이하 디지털 리샘플러)라고 명명한다.

일반적인 FIR 인터폴레이터는 고정된 필터계수(filter coefficient)에 대해 고정된 플랙션널 딜레이(fractional delay)에 해당하는 보간값만을 출력한다는 문제점이 있다. 이를 개선하기 위해 팰로우 구조(farrow structure)는 FIR 인터폴레이터를 일정한 차수의 폴리노미얼 필터뱅크(polynomial filter bank; 이하 폴리노 미얼 필터뱅크)들로 분해한 뒤에 각 폴리노미얼 필터뱅크들의 출력과 플랙션널 딜레이의 연산을 통해 원하는 각각의 플랙션널 딜레이 위치에 해당하는 보간값을 출력하는 구조로 한다.

이하 상기 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다.

도 2를 참조하여 팰로우 구조(farrow structure)를 포함하는 디지털 리샘플러의 일 실시예를 설명하면 다음과 같다. 디지털 리샘플러는 폴리노미얼 필터뱅크(250)와 연산기(280)를 포함한다. 일정한 주기로 샘플링된 신호가 폴리노미얼 필터뱅크(250)로 입력되면, 각 폴리노미얼 필터뱅크(250)에서는 병렬적으로 필터링된 값을 출력한다. 상기 필터링되어 출력된 값은 연산기(280)에 입력되고, 상기 연산기(280)는 각 샘플에 대한 플랙션널 딜레이값을 입력받아 상기 필터링된 출력값과 간단한 사칙연산을 통해 보간값을 출력한다.

도 3을 참조하여 오차가 적은 보간값을 얻을 수 있는 디지털 리샘플링 과정을 설명하면 다음과 같다. 도 3에서 x(1), x(2), x(3), x(4)는 일정한 주파수로 샘플링된 디지털 데이터이다. 상기 디지털 데이터가 입력되는 시간적 간격(이를 주기라고도 한다)은 일정하다. 만약 샘플링된 주파수가 10MHz라면 샘플링된 디지털 데이터들의 사이의 시간적 간격은 100 ns(nano second)이다. 도3의 연속된 곡선은 입력신호의 아날로그 신호이다. 곡선 형태로 입력된 아날로그 신호가 ADC(analog to digital converter)를 거쳐 샘플링된 신호는 상기 x(1), x(2), x(3), x(4)에 해당하는 곡선위의 값이다. 그러나, 복원하기 원하는 값과 실제 복원되는 값의 상대 적인 위치는 매 입력 데이터마다 다를 수 있다. 도 3에서 x(1)이 입력됐을 경우에 복원하기 원하는 디지털 데이터가 y(1)이라면, y(1)과 x(1)과의 상대적인 위치는 u(1)이 된다. 또한 x(2)가 입력됐을 경우에 복원하기 원하는 디지털 데이터가 y(2)이라면, y(2)와 x(2)와의 상대적인 위치는 u(2)이다. 도 3의 u(1), u(2), u(3), u(4)의 크기는 각각 다를 수 있다.

이제 본 발명에 따른 채널추정장치 및 채널추정방법을 설명할 수 있는 구체적인 실시예를 설명한다. 본 발명에 따른 채널추정장치 및 채널추정방법은 수신신호의 파일럿 신호와 데이터 신호가 시분할될 경우 데이터 심벌값을 복원하여 채널을 추정하는 경우라면 어떤 경우라도 적용이 가능하다. 다만, 설명의 편의를 위하여 종래기술에서 설명한 위성 DMB의 파일럿 채널을 수신하는 경우를 예로 하여 본 발명의 실시예를 설명한다. 도 1에서 설명했듯이 위성 DMB 파일럿 채널은 파일럿 심벌과 데이터 심벌이 32 심벌씩 시분할되어 전송된다. 파일럿 심벌은 이미 알려진 데이터를 전송하기 때문에 전송경로의 특성치를 알 수 있다. 위성 DMB의 전송 채널에서 2048 길이의 PN(pseudo-noise) 코드 중 64개씩 한 심벌을 구성하기 때문에 PN 코드 특성에 의해 다중경로 간섭제거 능력이 떨어진다. 따라서 2048개의 칩(chip)(칩은 PN 코드 한 개의 단위)이 아닌 64개의 칩이 한 심벌을 구성함으로써 발생하는 다중경로 간섭제거 능력저하를 극복하기 위해 파일럿 심벌에 32 심벌을 적분(integration하여 dump하는 과정)한다. 상기와 같은 경우 64개의 칩이 이루는 심벌 32개의 파워가 합산되기 때문에 결과적으로 2048(=64x32)개의 칩을 적분(integration하여 dump하는 과정)하는 효과가 발생된다. 이를 통해 가능한 최대의 다중경로 간섭을 제거할 수 있다. 상기의 과정을 통해 얻은 심벌들을 본 명세서에서는 채널 심벌(channel symbol; 이하 채널 심벌)이라고 명명한다.

도 4를 참조하여 채널심벌을 얻은 후 위성 DMB의 파일럿 채널의 구조를 설명하면 다음과 같다. 도 4에서 채널 심벌 한개의 구간을 긴 블럭으로 표현하였는데, 실제 채널 심벌은 한 개지만 각 채널 심벌 1개는 파일럿 심벌 1개 32개가 적분한 결과이기 때문에 이와 같이 표현한다. 본 발명에 따른 채널추정장치 및 채널추정방법은 도 4의 채널 심벌이 일정한 간격으로 입력되는 알려진 데이터라고 가정하고, 각 채널 심벌사이에 데이터 심벌 구간의 전송경로 특성치를 디지털 리샘블러를 이용하여 얻는다.

디지털 리샘플러를 고려할 때의 필터 대역폭(filter band width)은 전송경로의 최대 변화율에 대응할 수 있어야 한다. 일반적으로 모바일(mobile) 전송 경로 환경을 고려하여 모델링한다고 가정하고, 가장 많이 이용되는 레일라이 패이딩(Rayleigh Fading) 환경을 가정하면 도심지역 환경에서 이동 수신기를 탑재한 차량이 겪을 수 있는 가장 빠른 변화율은 이동속도 80km/h이다. 그러나, 반대방향 차량으로부터 반사되는 수신 신호를 감안하면, 그 상대속도는 160km/h가 된다. 만약 도심외곽 고속도로에서 상기와 같은 상황을 생각해보면 이동속도 120km/h씩 서로 마주보며 움직이는 차량간의 상대속도는 240km/h이다. 이 속도에 추가적인 마진(margin)을 고려하면 최대 300km/h의 속도가 전송경로에서 신호가 겪는 속도가 된다. 상기 속도를 2.6425Ghz 대역을 사용하는 위성 DMB에 적용시키면 도플러 효과를 고려한 전송채널 변화율의 대역폭은 약 734Hz이다. 따라서, 이하의 실시예에서 디 지털 리샘플러의 대역폭은 734Hz인 것을 가정한다.

도 5를 참조하여 본 발명에 따른 채널추정장치 및 채널추정방법이 채널을 추정할 경우 채널의 구성을 상기에서 설명한 위성 DMB전송신호를 일 예로 설명하면 다음과 같다. 도 5의 예에서 보인 채널은 종래의 동기화 파트(synchronization part)에서 사용되는 디지털 리샘플러가 출력하는 채널과는 다르게 보간되는 값의 상대 위치가 일정한 주기로 입력되는 샘플에 따라 가변하지 않고 고정된다. 즉, 디지털 리샘플러가 보간하는 값이 데이터 심벌 구간의 전송경로 특성치인데, 데이터 심벌들과 채널 심벌간의 상대적 위치는 가변하지 않고 고정된다. 본 명세서에서는 파일럿 심벌 32개를 적분하여 얻은 채널심벌의 대표위치를 특성중심위치라 칭한다. 도 5의 예에서 특성중심위치는 파일럿 심벌 32 값의 가운데 위치인 16번째 파일럿 심벌과 17번째 파일럿 심벌의 가운데 위치로 할 수 있다. 그리고, 채널 심벌의 상기 중심위치로부터 다음의 첫번째 수신되는 데이터 심벌까지의 상대적 거리는 16.5심벌이고, 그 다음 두번째 수신되는 데이터 심벌까지의 상대적 거리는 17.5심벌이다.

따라서, 채널 심벌로부터 첫번째 데이터 심벌의 전송경로 특성치를 알기 위해서 필요한 플랙션널 딜레이 값은 16.5/64=0.2578125이고, 두번째 데이터 심벌의 전송경로 특성치를 알기 위해서 필요한 플랙션널 딜레이 값은 17.5/64=0.2734375이다. 플랙션널 딜레이 값은 주기적으로 입력된 신호사이의 거리를 1로 가정했을때, 특성중심위치와 입력된 신호사이의 값을 특성중심위치와 특성중심위치간의 거리인 64심벌로 나눈 것이다. 따라서, 상기와 같은 방식으로 계산하면 마지막 32번째 데 이터 심벌의 전송경로 특성치를 알기 위해 필요한 플랙션널 딜레이 값은 47.5/64=0.7421875이다.

도 6을 참조하여, 본 발명에 따른 채널추정장치 및 채널추정방법의 일 실시예에서 디지털 리샘플링시 보간되는 데이터 값을 설명하면 다음과 같다. 도 3에서 보인 디지털 리샘플링 과정은 입력 데이터 한개당 출력되는 보간값이 하나이지만, 위성 DMB 전송신호를 수신하는 본 발명의 일 실시예에서 채널 추정에 사용되는 디지털 리샘플러는 입력 데이터 한개당 32개의 보간값을 출력한다.

도 7을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따라 데이터 심벌 구간의 전송경로 특성치가 보간된 구간(이하 추정파일럿 심벌구간이라고 한다)을 포함하는 가상 파일럿 채널을 설명하면 다음과 같다.

설계할 수 있는 채널 추정장치 및 방법에 있어서 디지털 리샘플러의 차수와 폴리노미얼 필터뱅크에 사용되는 필터 탭(filter tap; 이하 필터 탭)의 개수에 따라 디지털 리샘플링과정에서 입력되는 채널심벌의 수가 달라질 수 있다. 위에서 예로 하는 위성 DMB 전송 신호에 대해서 본 발명의 일 실시예의 디지털 리샘플링 과정은 2차이고 3개의 탭의 수를 사용한다. 즉, 차수가 2차라면 병렬적으로 존재하는 폴리노미얼 필터의 개수가 3개인 것을 의미하고, 탭의 수가 3개라면 각각의 폴리노미얼 필터의 탭수가 3개인 것을 의미한다. 차수가 2차일 경우 디지털 리샘플링 과정에서 입력되어야 할 채널심벌은 3개이므로, 데이터 심벌 구간 1을 추정한 추정 파일럿 심벌 구간 1(EPS1)을 구하기 위해서 3개의 채널 심벌(채널 심벌 1, 2, 3)이 입력된다. 상기한 3개의 채널 심벌 값이 도 2의 폴리노미얼 필터뱅크에 입력되고, 상기 입력된 각 채널 심벌과 데이터 심벌과의 상대 거리인 플랙션널 딜레이 값이 연산되어 데이터 심벌 구간의 전송경로 특성치 32개가 동시에 연산되어 출력된다. 도 7은 상기와 같은 과정에 의해 데이터 심벌 구간의 전송경로 특성치가 추정된 결과를 포함하는 가상파일럿 채널의 일 예를 나타낸다. 데이터 심벌구간을 본 발명에 따른 디지털 리샘플링방식으로 추정하여 대체하면 32개의 파일럿 심벌과 32개의 추정된 파일럿 심벌을 포함하는 가상파일럿 채널을 구성할 수 있다. 상기 가상파일럿 채널을 이용해서 최대비결합(Maximum Ratio Combining) 법칙에 따라 전송경로를 보상을 최적화 시킬 수 있다.

도 8를 참조하여 본 발명에 따른 채널추정장치의 일 실시예를 설명하면 다음과 같다. 본 발명에 따른 채널추정장치의 일 실시예는 채널심벌생성부(100), 디지털 리샘플링부(200), 가상파일럿 채널생성부(400)를 포함한다. 채널심벌생성부(100)는 수신된 신호의 파일럿 심벌구간의 파일럿심벌 32개를 적분하여 하나의 심벌단위로 채널심벌을 생성하여 출력한다. 이 과정에서 다중경로 간섭을 제거하고 신뢰도 높은 전송경로 특성치를 얻을 수 있다. 디지털 리샘플링부(200)는 상기 채널심벌과 데이터 심벌의 상대적 심벌거리를 입력받아 연산하여 추정파일럿 심벌을 출력한다. 따라서, 상기 디지털 리샘플링부(200)는 상기 채널심벌생부(100)에서 생성된 다수의 채널심벌을 병렬적으로 입력받아 필터링하는 폴리노미얼 필터뱅크(250)를 포함할 수 있다. 그리고, 상기 채널심벌생성부(100)에서 생성된 채널심벌에서 데이터 심벌까지의 상대 심벌거리와 상기 폴리노미얼 필터뱅크(250)에서 필터링된 값을 연산하는 연산기(280)를 포함할 수 있다. 가상파일럿 생성부는 디지털 리샘플링부(200)에서 출력되는 추정된 파일럿 심벌과 본래 수신 신호에 포함된 파일럿 심벌을 포함하는 가상파일럿 채널을 생성하여 출력한다. 본 발명에 따른 채널추정장치의 일 실시예는 수신 신호를 입력받는 경우 파일럿 심벌과 파일럿 심벌과 데이터 심벌의 상대 거리만으로 데이터 심벌구간을 추정하기 때문에 수신 신호의 데이터 심벌을 제거할 수 있는 데이터심벌제거부(50)를 더 포함하는 것이 바람직하다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예에 대한 변경과 변화는 동일한 기술분야의 당업자에게 용이하다. 따라서, 본 발명의 실시예가 상기에서 명확하게 기재되어 이에 대한 변경이 있더라도 이는 본 발명의 사상과 관점에서 분리된 것이 아니며, 본 발명의 사상에 포함되는 것이다.

상기에서 설명한 본 발명에 따른 채널 추정 장치 및 채널 추정 방법의 효과를 설명하면 다음과 같다.

첫째, 본 발명에 따르면 기존의 채널 추정 장치에서 사용했던 보간 방식에 비해 데이터 심벌 구간에서 수신 오차가 적은 전송경로 특성치를 구할 수 있다.

둘째, 본 발명에 따르면 시분할되어 전송되는 신호의 데이터 심벌 구간에서 오차가 적은 전송경로 특성치를 구할 수 있고, 이로 인해 높은 SNR을 갖는 수신신호를 얻을 수 있다.

Claims

파일럿 심벌과 데이터 심벌이 시분할된 전송되는 신호를 수신하는 채널 추정장치에 있어서,

수신된 신호의 파일럿 심벌구간에 포함된 심벌에서 다중경로 간섭을 제거하여 채널심벌을 생성하는 채널심벌생성부;

상기 채널심벌을 입력받아 필터링하는 필터뱅크를 포함하고, 상기 필터뱅크가 필터링한 채널심벌과 데이터 심벌의 상대 심벌거리를 입력받아 추정파일럿 심벌을 출력하는 디지털 리샘플링부; 및

수신된 파일럿 심벌과 상기 디지털 리샘플링부에서 출력된 추정파일럿 심벌을 포함하는 가상파일럿 채널을 생성하는 가상파일럿 채널생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널추정장치.
제 1항에 있어서,

상기 디지털 리샘플링부는 상기 채널심벌생성부에서 생성된 심벌을 병렬적으로 입력받아 필터링하는 폴리노미얼 필터뱅크; 및

상기 채널심벌생성부에서 생성된 채널심벌에서 데이터 심벌까지의 상대 심벌거리와 상기 폴리노미얼 필터뱅크에서 필터링된 값을 연산하는 연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널추정장치.
제 2항에 있어서,

상기 폴리노미얼 필터뱅크는 필터 탭이 3개인 것을 특징으로 하는 채널추정장치.
제 1항에 있어서,

상기 채널추정장치는 상기 채널추정장치가 신호를 수신한 경우 수신신호의 데이터심벌을 제거하여 파일럿 심벌만을 상기 채널심벌생성부로 출력하는 데이터심벌제거부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널추정장치.
파일럿 심벌과 데이터 심벌이 시분할된 전송되는 신호를 수신하는 채널 추정방법에 있어서,

(a) 수신된 신호의 파일럿 심벌에 포함된 다중경로 간섭을 제거하여 채널심벌을 생성하는 단계;

(b) 상기 (a) 단계의 채널심벌에서 데이터 심벌까지의 상대 심벌거리에 대한 플랙션널 딜레이값과 상기 (a)단계의 채널심벌을 필터링한 값을 연산한 디지털 리샘플링 값으로 추정 파일럿 심벌을 생성하는 단계; 및

(c) 수신된 신호의 파일럿 신호와 상기 (b) 단계의 추정 파일럿 심벌이 시분할된 가상 파일럿채널을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널추정방법.
제 5항에 있어서,

상기 (b) 단계의 디지털 리샘플링 값을 구하는 과정에서 연산되는 채널심벌은 연속된 3개의 채널심벌인 것을 특징으로 하는 채널추정방법.
제 5항에 있어서,

상기 채널추정방법은 상기 (a) 단계이전에 수신된 신호의 데이터 심벌을 제거하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널추정방법.