KR100704880B1

KR100704880B1 - 연합 검출 시스템에서 롱 셀 코드를 사용하는 방법

Info

Publication number: KR100704880B1
Application number: KR20057008654A
Authority: KR
Inventors: 펑 리
Original assignee: 다 탕 모바일 커뮤니케이션즈 이큅먼트 코포레이션 리미티드
Priority date: 2002-11-13
Filing date: 2003-11-13
Publication date: 2007-04-09
Also published as: AU2003280931A1; US20050243753A1; JP4134044B2; KR20050086637A; US7564891B2; EP1566908A1; EP1566908A4; CN1445950A; CN1170389C; WO2004054150A1; JP2006506920A

Abstract

본 발명은 연합 검출 시스템에서 롱 셀 코드를 사용하는 방법을 개시한다. 송신기에서, 확산 코드(확산 계수)의 배수가 신호를 스크램블하기 위한 롱 셀 코드의 길이로 사용되며, 수신기에서, 수신된 신호를 처리하기 위해 다중 사용자 검출을 여전히 사용한다. 본 방법은 모든 안테나 유닛에 대해 채널 추산을 실행하여 각 안테나 유닛의 채널 추산 결과를 취득하하는 단계; 롱 셀 코드의 선택된 길이와 각 채널 유닛의 상기 채널 추산 결과와 관계가 있는, 각 안테나 유닛의 수신 신호의 제1 중간 행렬을 계산하는 단계; 상기 제1 중간 행렬에 기초하여, 제2 중간 행렬 및 그 수반 행렬(associate matrix)을 계산 한 다음 상기 제2 중간 행렬 및 그 수반 행렬에 기초하여 대칭 정의 행렬(symmetric definite matrix)인 제3 중간 행렬을 계산하는 단계; 상기 제3 중간 행렬에 대해 Cholesky 분해(decompositionon)를 수행하는 단계; 및 상기 Cholesky 분해 결과와 정합 필터링된 모든 안테나 유닛의 상기 수신 신호에 기초하여 복조 처리를 수행하는 단계를 포함하며, 상기 분해의 차수는 상기 롱 셀 코드의 길이와 관계가 있다. 본 방법의 전체 계산 부하는 용인할 수 있을 정도로 만족스럽다.

연합 검출, 다중 사용자, 시스템, 롱 셀 코드, 채널 추산, 계산 부하

Description

연합 검출 시스템에서 롱 셀 코드를 사용하는 방법 {A METHOD OF USING LONG CELLIZED CODES IN A JOINT DETECTION SYSTEM}

본 발명은 일반적으로 트레이닝 시퀀스가 적용되는 CDMA 셀룰러 이동통신 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 송신기에서 롱 스크램블링 코드(long scrembling code)가 적용되는 한편 수신기에서 다중 사용자 검출(multiuser detection)이 전개되는 복조 방법에 관한 것이다.

모든 셀룰러 이동통신 시스템의 목표 중 하나는 가능한 한 많은 무선 자원을 사용하게 하고 더 많고 한층 우수한 서비스를 제공하는 것이다. 다중 사용자 검출 (기술)은 명백히 시스템 성능과 용량을 향상시키고, 종래의 레이크 수신기에 비해 스펙트럼 효율이 거의 두 배이다.

그럼에도 불구하고, 다중 사용자 검출의 계산 부하는 거대하고 가입자 수의 제곱에 직접 비례한다. 현재의 마이크로프로세서와 FPLA(Field Programmable Logic Array)는 그러한 계산 부하를 실행하는 것이 불가능하다. 따라서, 다중 사용자 검출이 명백히 사용되는 3GPP 두 시스템, 즉 WB-TDD(Wide-Bandwidth Time Division Duplex, 광대역 시분할 이중)과 NB-TDD(Narrow-Bandwidth Time Division Duplex, 협대역 시분할) 시스템에서, 타임슬롯 내의 확산 코드( 또는 확산 계수) 의 최대 길이는 16이므로, 가입자의 최대 수는 16명이고, 로컬 셀(local cell)의 스크램블링 코드의 길이, 즉 셀 식별을 위한 셀 코드(cell code)의 길이 또한 16이다.

CDMA TDD 표준에 명시된 셀 코드의 주요 목적은 인접 셀들로부터의 간섭을 제거하고 인접 셀로부터의 신호를 희게 백화(whiten)하는 것이다. 이 셀 코드는 다른 CDMA 시스템에서 사용되는 롱 코드 및 숏 코드(short code)와 다르다. 그러한 CDMA 시스템에서, 모든 가입자는 하나의 롱 코드와 하나의 숏 코드를 공유하며, 가입자들은 롱 코드의 서로 다른 위상에 의해 구별되고, 셀들은 숏 코드의 서로 다른 위상에 의해 구별된다. 하지만, 각 셀은 자신의 셀 코드를 소유한다. 예를 들어 NB-TTD 시스템은 128개의 셀 코드를 가지고 있다.

셀의 셀 코드와 확산 코드의 길이가 모두 16이기 때문에, 그것들에 의해 생성된 확산 변조 코드의 길이 또한 16이다. 시스템에 128개의 셀 코드가 있고(시스템은 128개 셀을 동시에 지원할 수 있다), 각 셀 코드가 16개의 WALSH 코드를 갖는 내적(dot product)을 만들면, 시스템은 16 ×128 = 2048개의 확산 변조 코드(spreading modulation code )(확산 변조 코드는 WALSH 코드와 셀 코드의 내적에 의해 만들어 진다. 다시 말해, 길이가 16인 2048개의 확산 변조 코드가 있다. 2048개의 확산 변조 코드 중에 128개 그룹의 직교 코드가 있을 뿐만 아니라, 서로 다른 코드 그룹의 상호상관(cross-correlation)이 양호함을 보증하는 것은 매우 어렵다.

셀 코드 길이의 선택은 고려되어야 하는데, 셀 코드의 길이가 너무 짧으면 인접 셀들의 간섭을 제거하는 데 불리하고 신호를 백화하는 것이 불가능하다. NB-TDD 시스템을 예로 들면, 128개의 셀 코드가 있고, 이들 코드 그룹 사이에 상호상관이 양호하게 하는 것은 매우 곤란하다. 현재, 비록 통계적인 관점에서 상호상관 특성은 양호하지만, 일부 코드 그룹간의 상관은 매우 높거나 완전 상관이기 조차하다. 예를 들어, NB-TDD에서 제1 코드와 제126 코드는 다음과 같다:

코드 1이 WALSH 12과 내적하는 경우, 확산 변조 코드는 다음과 같다:

1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1.

코드 126이 WALSH 0과 내적하는 경우, 확산 변조 코드는 다음과 같다:

1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1.

이들 두 확산 변조 코드가 동일하다는 것을 알수 있고, 이를 시스템의 반복 코드(repetition code)라 한다.

위의 예에서 보았듯이, 일부 코드간의 상관은 매우 높거나 완전 상관이기 조차하여 2048개의 확산 변조 코드 중에는 일부 반복 코드가 존재한다. CDMA 시스템에서 반복 코드는 하나의 재앙인데, 특히 인접한 셀의 두 가입자가 반복 코드를 할당받는 경우가 그러하다. 이 경우에 이 서로 다른 두 가입자는 길이 16의 동일한 확산 변조 코드를 가지며, 단지 그들의 미드앰블 코드(midamble code)만이 상이하다. 비록 이 두 가입자가 미드앰블 코드에 의해 구별될 수는 있지만, 가입자 신호가 동 일한 방향에서 오는 경우(무지향성 안테나(omni-antenna)를 구비한 수신기의 경우 모든 방향의 신호), 그들의 강한 경로는 기본적으로 복조하는 동안에 일치하고, 때문에 미드앰블 코드로 가입자를 구별하는 것은 불가능하다. 스마트 안테나와 코드 할당 알고리즘을 사용하여, 간섭을 어느 정도 억제할 수 있지만 완전히 제거할 수는 없다. 일단 상이한 가입자 신호가 동일한 확산 변조 코드를 사용하여 확산되고 변조되면, 수신기에 강한 간섭이 나타날 것이다. 이 경우에 수신기가 수신된 신호를 정확하게 복조할 수 없을 것은 거의 명백하므로 확산 이득(spreading gain)은 사라지고 시스템은 동일한 주파수에서 정상적으로 동작할 수 없다.

또한, 신호 대역에서의 진폭-주파수 특성이 악화되고 백화 요구를 충족시키지 못하므로, 복조가 곤란하다.

위의 문제를 해결하는 데에는 3가지 해법이 있다: 제1 해법은 2048개의 확산 변조 코드 내에 반복 코드가 존재하지 않도록 스크램블링 코드, 즉 셀 코드를 변경하는 것이고; 제2 해법은 스마트 안테나와 코드 할당 알고리즘을 사용하여 인접한 셀에서 반복 코드가 동시에 사용되지 않도록 보증하는 것이며; 제3 해법은 확산 코드의 최대 길이가 16이고 가입자의 최대 수가 16이 되도록 유지하지만, 상이한 셀로부터의 신호를 구별하기 위해 길이 32, 64, 128(16의 배수) 등의 롱 셀 코드를 사용하는 것이다.

제1 해법을 사용하면, 새로운 셀 코드를 찾아야 하고, 이들 스크램블링 코드를 찾을 수 있다고 해도 코드간의 고유한(conatural) 상호상관을 변경하는 것은 어렵다(일부 코드는 완전 상관이 아니라 높은 상관을 가지기 때문이다).

제2 해법을 사용하면, 반복 코드 문제는 어느 정도 피할 수 있지만 완전히 없앨 수는 없으며, 높은 상관 코드의 영향을 피할 수 없다.

제3 해법을 사용하면, 반복 코드 문제가 대부분 극복되고 신호는 롱 셀 코드로 백화되며, 이것은 변조된 확산 신호의 스펙트럼을 더욱 평탄(flat)하게 만들고, 최고점 평균 전력비(peak-average power ratio)는 감소되어, 필터 성능에 대한 요구가 감소되고 무선 주파수 시스템 성능은 상승한다. 그럼에도 불구하고, 이 해법을 사용하면 신호 처리 방법이 변경되어야 하고 계산 부하가 증가된다.

송신기에 롱 셀 코드가 적용되고 연합 검출이 여전히 수신기에서 이루어지는 경우, 계산 부하는 훨씬 더 증가될 것이다. 현재까지 이 해법을 구현할 어떠한 방법도 개시되어 있지 않다.

본 발명의 목적은 전술한 3가지 해법 중 하나인, 연합 검출 시스템에서 롱 셀 코드를 사용하는 방법을 설계하는 것이다. 이 방법은 송신되는 신호를 스크램블하기 위해 시스템의 최대 확산 계수 16의 배수인 32, 64, 128 등의 롱 셀 코드를 사용하며; 동시에 수신된 신호를 처리하기위해 다중 사용자 검출을 수행한다. 이 방법으로, 계산 부하는 만족할만하다.

본 발명의 목적은 다음의 기술방안으로 실현된다:

연합 검출 시스템에 롱 셀 코드를 사용하는 방법으로서,

A. 모든 안테나 유닛이 수신한 신호의 미드앰블 코드 부분에 대한 채널을 추산하여 각 안테나 유닛에 대한 채널 추산 결과를 취득하는 단계;

B. 각 안테나 유닛의 수신 신호의 제1 중간 행렬을 계산하는 단계;

C. 각 안테나 유닛의 상기 수신 신호의 상기 제1 중간 행렬에 기초하여, 제2 중간 행렬 및 그 수반 행렬(associate matrix)을 계산 한 다음 상기 제2 중간 행렬 및 그 수반 행렬에 기초하여 대칭 정의 행렬(symmetric definite matrix)인 제3 중간 행렬을 계산하는 단계;

D. 상기 제3 중간 행렬에 대해 Cholesky 분해(decompositionon)를 수행하는 단계; 및

E. 모든 안테나 유닛의 상기 수신된 신호를 정합 필터링(matched filtering)을 수행한 다음, 상기 제3 중간 행렬의 상기 Cholesky 분해 결과와 상기 정합 필터링된 수신 신호에 기초하여 복조 계산을 수행하는 단계를 포함하며, 상기 제1 중간 행렬(mid-matrix)은 롱 셀 코드의 길이와 각 채널 유닛의 상기 채널 추산 결과와 관계가 있고, 상기 롱 셀 코드의 길이는 16의 배수이며, 상기 분해의 차수(the number of decomposition order)는 상기 롱 셀 코드의 길이와 관계가 있다.

본 발명에서는 인접 셀에서의 셀 코드 길이가 16의 배수이지만, 확산 코드 길이는 16을 유지하므로, 프레임 형식은 변화하지 않고 반복 코드를 회피할 수 있으며, 간섭은 현저히 억제된다. 동시에, 수신기는 여전히 다중사용자 검출을 사용하므로 복조 성능은 유지되고 셀 신호는 한층 백화되며, 변조 확산 신호는 더욱 평탄하고 최고점 평균 전력비는 감소되며 필터 성능의 요구가 감소된다.

이하 6개의 부분을 이루어진 수신기에서의 롱 셀 코드 신호를 처리하는 방법에 대해 상세하게 설명한다.

1. 수신기는 신호를 수신하여 모든 채널에 대한 채널 추산을 수행한다.

안테나 유닛의 채널 추산 결과

는 다음 식으로 계산된다:

식 중에서

밑줄이 그인 부호는 벡터를 나타내고(이하 동일하다);

DFT는 이산 퓨리에 변환(discrete Fourier transformation)을 의미하며;

IDFT는 역이산 퓨리에 변환(inverse discrete Fourier transformation)을 의미하고;

e _m 은 수신 데이터의 미드앰블 코드이며;

K _a 는 안테나 유닛의 총 수이고;

k _a 는 하나의 안테나 유닛이며;

는 미드앰블 코드의 상관 행렬의 역행렬이고;

h는 채널 추산 결과이며 총 K _a 채널 추산 결과가 존재한다.

2. K _a 채널 추산 결과와 선택된 셀 코드 L에 따라, 행렬 A라고 하는 제2 중간 행렬을 4단계로 생성한다:

제1 단계, 롱 셀 코드 L을 16으로 나누어 M = L/16 섹션을 얻고; 각 섹션은 WALSH 코드와 내적을 각각 수행한 다음, 대응하는 값 j(j는 통신 표준에 근거한 각도 변환의 값이다)를 곱하여 M개의 벡터

를 취득하며,

의 길이는 16이고, m은 1 내지 M 이다;

제2 단계. 다음 식에 따라 제1 중간 행렬 A ^ka 에서 모든 행렬을 (16 + (창 길이 - 1)) ×16 으로 계산한다(상기 창 길이(window length)는 채널을 추산하는 동안의 창 길이이다):

은 행렬의 열이고;

k _a 는 K _a 안테나 유닛 중 하나이고 0에서 K _a - 1 까지의 값을 가지며;

K _vru 는 가입자에 의해 사용중인 코드 채널의 총 수이고;

k _vru 는 K _vru 코드 채널 중 하나이고 0에서 K _vru - 1 까지의 값을 가지며;

는 컨벌루션 연산(convolution operation)이다.

제3 단계, 단계 2에서 얻은 M 행렬에 기초하여, 다음에 나타낸 제1 중간 행렬 A ^ka 의 행렬 B ^ka ₁ , B ^ka ₂ , ..., B ^ka _M 를 생성하고 이어서 반복한다(다음의 제1 중간 행렬 A ^ka 에서, 내부가 직선인 사각형, 내부가 사선인 사각형 및 내부가 점인 사각형 은 각각 B ^ka ₁ , B ^ka ₂ 및 B ^ka _M 를 나타나며 반복 관계를 보여준다). 제1 중간 행렬 A ^ka 에서 비반복 행렬 B ^ka _m 의 수는

, 즉 셀 코드 길이와 관계가 있다. 롱 셀 코드의 길이는 16의 배수이고,

의 길이는 16이다. B ^ka ₁ , B ^ka ₂ 및 B ^ka _M 를 제외한 제1 중간 행렬 A ^ka 의 다른 위치는 0(zero)이며, 후속 단계에서의 계산 부하는 크게 감소될 것이다.

.

제4 단계. 제3 단계에서 계산된 결과 K _a 에 기초하여 제2 중간 행렬 A를 계산한다.

3. 제2 중간 행렬 A에기초하여 R 행렬이라고 하는 제3 중간 행렬을 2단계로 생성한다:

제1 단계. 행렬 A의 수반 행렬 A'를 계산한다.

제2 단계. 다음 식에 따라 행렬 R을 계산하며,

이다:

위의 행렬 R은 대칭 정의 행렬이다. 행렬 R의 특징은, 행렬의 대각선 방향 으로 행렬 R0 ₁ , R0 ₂ , R0 ₃ , ..., R0 _M 이 분포되고 반복되며, 행렬 R1 ₁ , R1 ₂ , R1 ₃ , ..., R1 _M 이 대각선의 양쪽에 대칭적으로 분포되고 반복된다는 것이다. 행렬 R은 다음 단계에서 Cholesky 분해를 위해 사용된다.

4. 행렬 R은보통 일반Cholesky 분해식

(H는전치기호이다)에 기초하여 분해된다. 롱 셀 코드 길이가 48, 64, 128..., 등인 경우, 즉 16의 3배 또는 3배 이상인 경우, 분해 결과는 다음에 나타내는 희소(sparse) 삼각 행렬 H이다.

상기 행렬에서, H ₁ , H ₃ , H ₅ , ..., H ₄₃ 은 16 × 16 삼각 행렬이고, H ₂ , H ₄ , H ₆ , ..., H ₄₄ 는 16 × 16 정방 행렬(square matrix)이고 다른 모든 요소는 0이다.

5. 수신 신호를 다음의 식으로 정합 필터링한다.

위 식에서,

e는 모든 안테나 유닛의 수신 신호이고;

는 모든 안테나 유닛의 미드앰블 코드를 제외한 수신 신호이며;

A'는 행렬 A의 수반 행렬이다.

6. 취득된

와 행렬 H를 기초로, 방정식에 대한 해법인 종래의 방식으로 복조 처리를 수행하고, 수신기는 다중 사용자 검출에 기초하여 롱 셀 코드를 사용하여 수신된 신호 처리를 수행할 것이다.

전술한 계산 과정을 통해, 확산 계수가 여전히 16이고, 안테나 어레이가 8개의 신호 안테나인 경우, 32, 64 및 128 등의 롱 셀 코드를 사용하는 데 따른 계산 부하를 다음의 표에 나타내었으며, 표에서 MPOS는 초당 만 번 연산하는 것이며, 예를 들어 80MPOS는 초당 8만번 연산하는 것이다.

위의 표는 확산 계수가 여전히 16이고 32, 64 또는 128 등의 롱 셀 코드가 사용되는 경우, 셀간의 간섭을 효과적으로 억제할 뿐만 아니라, 시스템 프레임 형식을 변경할 필요가 없으며, 계산 부하는 만족할만하다. 스크램블 코드 길이 32를 사용하는 경우, 계산 부하는 스크램블 코드 길이 16에 비해 약 50% 더 크다. 스크램블 코드 길이 128을 사용하더라도 계산 부하는 단지 약 3배 증가될 뿐이며, 이것은 수용할 수 있을 정도로 만족스럽다.

본 발명의 계산 방법 없이 32, 64 또는 128 등의 롱 셀 코드를 사용하는 경 우, 32, 64 또는 128 차원(dimension)의 행렬 A를 각각 계산하고, 행렬 A의 수반 행렬을 계산하고 이들 행렬을 분해하여야 하며, 계산 부하는 행렬 차원의 세제곱에 직접 비례한다. 현존 장치로는 이를 실행하는 것이 불가능하며 이것이 TD-SCDMA 이동통신 표준에 셀 코드 길이 16을 사용하는 이유이다. 본 발명의 복조 방법을 사용하여, 원래의 큰 행렬을 (16 + (창 - 1)) × 16(제1 중간 행렬의 B ^ka 1, B ^ka 2, ..., B ^ka M)의 몇 개의 행렬로 분해하므로, 계산 부하는 수용할 만하다.

Claims

삭제
삭제
롱 셀 코드(long cell-code)를 사용하는 연합 검출 시스템에서의 복조 방법에 있어서,

A. 모든 안테나 유닛이 수신한 신호의 미드앰블 코드(midable code) 부분에 대한 채널을 추산하여 각 안테나 유닛에 대한 채널 추산 결과를 취득하는 단계;

B. 각 안테나 유닛의 수신 신호의 제1 중간 행렬(mid-matrix)을 계산하는 단계;

C. 각 안테나 유닛의 상기 수신 신호의 상기 제1 중간 행렬에 기초하여, 제2 중간 행렬 및 그 수반 행렬(associate matrix)을 계산 한 다음, 상기 제2 중간 행렬 및 그 수반 행렬에 기초하여 대칭 정의 행렬(symmetric definite matrix)인 제3 중간 행렬을 계산하는 단계;

D. 상기 제3 중간 행렬에 대해 Cholesky 분해(decompositionon)를 수행하는 단계; 및

E. 모든 안테나 유닛의 상기 수신 신호를 정합 필터링(matched filtering)을 수행한 다음, 상기 제3 중간 행렬의 상기 Cholesky 분해 결과와 상기 정합 필터링된 수신 신호에 기초하여 복조 계산을 수행하는 단계

를 포함하며,

상기 제1 중간 행렬은 롱 셀 코드의 길이와 각 채널 유닛의 상기 채널 추산 결과와 관계가 있고, 상기 롱 셀 코드의 길이는 16의 배수이며, 상기 분해의 차수는 상기 롱 셀 코드의 길이와 관계가 있는 것을 특징으로 하는, 롱 셀 코드를 사용하는 연합 검출 시스템에서의 복조 방법.
제3항에 있어서,

상기 단계 A는

안테나 유닛의 채널 추산 결과
를 하기의 식:

을 사용하여 계산하되,

상기 식에서 e_m 은 상기 수신 신호의 미드앰블 코드이고; k_a 는 총 K_a 안테나 유닛 중 하나이고 0에서 K_a - 1까지의 값을 가지며;
는 미드앰블 코드의 상관 행렬의 역행렬이고; h는 채널 추산 결과인 단계를 포함하며;

상기 단계 B는

B1. 상기 롱 셀 코드 L을 16으로 나누어 M = L/16 섹션을 취득하고; 각 섹션에 대해 WALSH 코드와 내적을 수행한 다음, 통신 표준에 기초한 각도 변환 값인 대응값 j를 곱하여 M개의 벡터
를 취득하되,
의 길이는 16이고, m은 1에서 M 까지인 단계; 및

B2. 다음 식 을 사용하여 제1 중간 행렬 A^ka 의 행렬의 각 열을 계산하여, M개의 행렬 B^ka ₁, B^ka ₂ 및 B^ka _M 를 취득하고; 상기 취득된 M개의 행렬 제1 중간 행렬의 대각선 방향으로 반복하여 제1 중간 행렬을 형성하되, k_vru 는 가입자에 의해 사용중인 총 K_vru 코드 채널 중 하나이고 0에서 K_vru - 1 까지의 값을 가지며, 각 행렬은 M개의 열로 구성되는 단계를 포함하고;

상기 단계 C는

C1. 제1 중간 행렬의 K_a 결과에 따라 상기 제2 중간 행렬 A를 계산한 다음, 상기 제2 중간 행렬 A의 수반 행렬 A'를 계산하는 단계; 및

C2. 식
에 따라 제3 중간 행렬 R을 계산하는 단계를 포함하며,

상기 단계 D는

상기 식
에 따라 Cholesky 분해를 수행하되, 롱 셀 코드 길이가 16의 3배 또는 3배 이상인 경우, 분해 결과 행렬 H는 하기와 같으며:

상기 행렬에서, H₁, H₃, H₅, ..., H₄₃ 은 16 × 16 삼각 행렬이고, H₂, H₄, H₆, ..., H₄₄ 는 16 × 16 정방 행렬(square matrix)이고, H 행렬의 다른 모든 요소는 0인 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 롱 셀 코드를 사용하는 연합 검출 시스템에서의 복조 방법.
제3항에 있어서,

상기 단계 E의 모든 안테나 유닛의 상기 수신 신호를 정합 필터링은 식
을 통해 모든 안테나 유닛의 미드앰블 코드를 제외한 상기 수신 신호를 계산하는 단계를 포함하며, 상기 식에서,
는 모든 안테나 유닛의 미드앰블 코드를 제외한 수신 신호이고; e는 모든 안테나 유닛의 수신 신호이며; A'는 제2 중간 행렬의 수반 행렬인 것을 특징으로 하는, 롱 셀 코드를 사용하는 연합 검출 시스템에서의 복조 방법.