JP2006506920A - ジョイント検出システムにおける長いセルコードの使用方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、伝送信号が、システムの非拡散コードの最大長１６よりも長く１６の倍数である、長いセル化コードを使用し、受信する側が、マルチユーザ検出技術の受信信号処理方法を依然として使用する、ジョイント検出システムにおいて、長いセル化コードを使用する方法に関する。本方法は、各アンテナ要素についてユーザ・チャネル予測の結果を得るために、各アンテナ要素についてユーザ・チャネルを予測することと、選択された長いセル化コード及び各アンテナ要素についてのユーザ・チャネル予測の結果に関連する第１の中間行列を生成することと、第１の中間行列に従って第２の中間行列及びその共役転置行列を生成することと、第２の中間行列及びその共役転置行列に従って第３の中間行列を生成することと、分解ファクタが選択された長いセル化コードの長さに関連する、第３の中間行列をコレスキー分解することと、第３の中間行列のコレスキー分解結果及びマッチ・フィルタ化された後のすべてのアンテナ要素の受信信号に従って復調動作を実行することと、を含む。全体の動作の計算の複雑さは許容範囲内にある。

Description

本発明は、一般に、トレーニング・シーケンスが適用されるＣＤＭＡセルラー移動体通信システムに関する。より詳細には、送信機においては長い暗号化コード(scrambling code)が適用されるが、受信機においてはマルチユーザ検出が用いられる復調方法に関する。

セルラー移動通信システムについての目標の１つは、出来るだけ多くの無線資源を使用することと、より多くかつより良いサービスを提供することである。マルチユーザ検出は、明らかにシステムの性能及び容量を向上出来、従来のＲＡＫＥ受信機と比較すると、スペクトル効率はほぼ二倍である。

それにもかかわらず、マルチユーザ検出の計算負荷は非常に大きく、加入者数に正比例する。現在のマイクロ・プロセッサ及びフィールド・プログラマブル論理アレイ（ＦＰＬＡ）にこのような計算負荷を実行させるのは、不可能である。したがって、マルチユーザ検出が必ず使用されている、広帯域幅時分割デュープレックス（ＷＢ−ＴＤＤ）及び狭帯域幅時分割デュープレックス（ＮＢ−ＴＤＤ）の３ＧＰＰの２つのシステムでは、タイム・スロット内の拡散コード（又は拡散ファクタ）の最大長は１６であり、それにより、最大加入者数は１６であり、ローカル・セルの暗号化コード、すなわちセル識別用のセルコードも１６である。

ＣＤＭＡ ＴＤＤ基準において特定されるセルコードの主目的は、隣接セルからの干渉に対処することと、隣接セルからの信号をホワイト化(whiten)することである。このセルコードは、他のＣＤＭＡシステムにおいて使用されるロング・コード及びショート・コードとは異なる。これらのＣＤＭＡシステムでは、すべての加入者は、１つのロング・コード及び１つのショート・コードを共有し、加入者は、ロング・コードの異なる相によって区別されており、セルは、ショート・コードの異なる相によって区別されている。しかしながら、各セルは、それ自体のセルコードを有する。たとえば、ＮＢ−ＴＤＤシステムは、１２８個のセルコードを有する。

セルの拡散コード及びセルコードの長さはすべて１６であるから、セルによって生成される拡散変調コードの長さも１６である。システム内に１２８個のセルコードがあり（システムは、同時に１２８個のセルをサポートできる）、各セルコードが１６個のＷＡＬＳＨコードと内積(dot product)を作り、次に、本システムは、１６ｘ１２８＝２０４８個の拡散変調コードを生成する（拡散変調コードはＷＡＬＳＨコードとセルコードとの内積によって作られる）。すなわち、長さ１６の２０４８個の拡散変調コードがある。２０４８個の拡散変調コードにおいて、１２８個の直交コード群ばかりでなく、異なるコード群のより良い相互相関を保証することは、非常に難しい。

セルコード長の選択を考慮すべきである。セルコードの長さが短過ぎる場合には、隣接セルの干渉に対処するのに不都合であり、信号をホワイト化することは不可能である。ＮＢ−ＴＤＤシステムを例に取ると、１２８個のセルコードがあり、これらのコード群間で良好な相互相関を持たせるのは、非常に難しい。今のところ、統計的見地からは、コード間の相互相関の性質はより良いが、いくつかのコード群間の相関は非常に高いか、又は完全に相関的でさえある。たとえば、ＮＢ−ＴＤＤでは、第１のコード及び１２６番目のコードは、次のようである。

コード１がＷＡＬＳＨ１２と内積を作ると、拡散変調コードは、
１１１１−１１−１１−１１１−１１１−１−１ のようになる。
コード１２６がＷＡＬＳＨ０と内積を作ると、拡散変調コードは、
１１１１−１１−１１−１１１−１１１−１−１ のようになる。

これらの２つの拡散変調コードが同一であることがわかる。また、これは、本システムでは、繰返しコードと呼ばれる。

上記の例から見ると、いくつかのコード間の相関が非常に高いか又は完全に相関的でさえあるが、２０４８個の拡散変調コードには、いくつかの繰返しコードがある。ＣＤＭＡシステム内の繰返しコードは、特に隣接セル内の２つの加入者にその繰返しコードが割り当てられている時に、大きな問題となる。この場合には、これらの２つの異なる加入者は、長さ１６の、ミットアンブル・コードのみが異なる、同じ拡散変調コードを有する。これらの２つの加入者はミッドアンブル・コードによって区別出来るが、加入者信号が同じ方向から来る時には（オムニ・アンテナを備える受信機の場合は、任意の方向からの信号）、それらの強い経路は、復調の間は基本的に一致するから、加入者をミッドアンブル・コードで区別することは不可能である。スマート・アンテナ及びコード割当アルゴリズムを用いると、干渉はいくらか抑制出来るが、完全になくすことは出来ない。一旦、異なる加入者信号が広がり同じ変調コードで変調され、同時に復調端部に到達すると、次に、受信機において、強い干渉が現れる。ほとんど明らかに、この場合には、受信機は受信信号を正確に復調することは出来ず、このため拡散利得が消失し、本システムは同一の周波数で正常に動作することは出来ない。

さらに、信号の帯内の振幅−周波数特性は悪化しており、ホワイト化要求事項を満たすことが出来ず、このため復調が難しい。

上記問題に対して３つの解決策がある。第１の解決策は、２０４８個の拡散変調コード内に繰返しコードがないように、暗号化コードすなわちセルコードを変えることである。第２の解決策は、スマート・アンテナ及びコード割当アルゴリズムを用いて、隣接セル内で繰返しコードが同時に使用されないことを保証することである。第３の解決策は、拡散コードの最大長の長さが１６であり加入者の最大数が１６であるように保つことであり、異なるセルからの異なる信号について、たとえば、３２、６４、又は１２８の長さ（１６の倍数）の長いセルコードを用いる。

第１の解決策を用いると、新しいセルコードを探す必要があるが、これらの暗号化コードが見つかったとしても、コード間の生来の相互相関を変えることは難しい（いくつかのコードは完全には相関していないが、高い相関があるからである）。

第２の解決策を用いると、繰返しコードの問題をいくらか回避出来るが、完全になくすことは出来ず、高い相関コードの影響を回避出来ない。

第３の解決策を用いると、繰返しコードの問題がほぼ克服され、信号は、長いセルコードによって、ホワイト化される。これにより、変調された拡散信号のスペクトルはより平らになり、ピーク−平均出力比が減少し、フィルター性能への要求事項が減少し、無線周波数システム性能が向上する。それにもかかわらず、本解決策を用いると、信号処理方法を変える必要があり、計算負荷が増加する。

送信機において長いセルコードが適用され、受信機においてジョイント検出が依然としてなされている時には、計算負荷は、より増加する。これまでのところ、この解決策を実現する開示された方法は存在していない。

本発明の目的は、ジョイント（接続、無線アクセス）検出システムにおいて長いセルコードを使用する方法を設計することであり、上記第３の解決策の１つである。本方法は、伝送された信号を暗号化するために、たとえば３２、６４、又は１２８等、システム最大拡散ファクタ１６の倍数である、長いセルコードを使用する。そして、同時に、受信信号を処理するために、マルチユーザ検出を行わせる。このようにして、計算負荷が許容範囲内にある。

本発明の目的は、次のスキームで実行される。

ジョイント検出システムにおいて長いセルコードを適用する方法は、ローカル・セルの暗号化コードとして、その長さが拡散ファクタの倍数である、長いセルコードを用いることを含む。

長いセルコードが適用される、ジョイント検出システムにおける復調方法は、
Ａ．各アンテナ・ユニットのチャネル予測結果を得るために、各アンテナ・ユニットによって受信された信号のミッドアンブル・コード部分について、チャネル予測を実行することと、
Ｂ．第１の中間行列は長いセルコードの長さ及び各アンテナ・ユニットのチャネル予測結果に関連し、長いセルコードの長さは１６の倍数である、各アンテナ・ユニットの受信信号の第１の中間行列(mid-matrix)を計算することと、
Ｃ．各アンテナ・ユニットの受信信号の第１の中間行列に基づいて、第２の中間行列及びその関連行列(associate matrix)を計算し、次に、第２の中間行列及びその関連行列に基づいて、対称恒等行列(symmetric definite matrix)である第３の中間行列を計算することと、
Ｄ．分解順序(order)の数が長いセルコードの長さに関連する第３の中間行列について、コレスキー分解(Cholesky decomposition)を実行することと、
Ｅ．すべてのアンテナ・ユニットの受信信号をマッチド・フィルタリングし、次に、第３の中間行列のコレスキー分解結果及びマッチング・フィルタ化信号に基づいて、復調計算を実行することと、
を含む。

本発明では、隣接セルにおいてはセルコードの長さは１６の倍数であるが、拡散コード長は１６のままであり、このため、フレーム・フォーマットは変化せず、繰返しコードが回避され、干渉が明らかに抑制される。同時に、受信機はマルチユーザ検出を依然として適用しており、このため、復調性能が維持され、セル信号はよりホワイト化され、変調された拡散信号がより平らであり、ピーク−平均出力比が減少し、フィルタ性能の要求事項が減少する。

受信機における長いセルコード信号の処理方法を、以下、含まれている６つの部分で、より詳細に説明する。

１．受信機は信号を受信し、すべてのチャネルについてチャネル予測を実行する。ｋ_a番目のアンテナ・ユニットのチャネル予測結果ｈ^kaは、次の式を用いて計算される。
ｈ ^(ka)＝ＩＤＦＴ（Ｇ ^-1・ＤＦＴ（ｅ _m ^(ka)）），ｋ_a＝０．．．Ｋ_a−１
ここで、
下線の記号は、ベクトルを意味し（以下同様）、
ＤＦＴは、離散的フーリエ変換を意味し、
ＩＤＦＴは、離散的逆フーリエ変換を意味し、
ｅ_mは、受信データのミッドアンブル・コードであり、
Ｋ_aは、アンテナ・ユニットの総数であり、
ｋ_aは、アンテナ・ユニットの１つであり、
Ｇ ^-1は、ミッドアンブル・コードの相関行列(correlation matrix)の逆行列であり、
ｈは、チャネル予測結果であり、合計Ｋ_a個のチャネル予測結果がある。

Ｋ_a個のチャネル予測結果及び選択されたセルコードＬによると、Ａ行列と呼ばれる第２の中間行列は、４つのステップで生成される。

第１のステップでは、長いセルコードＬは、Ｍ＝Ｌ／１６個のセクションを得るために、１６によって除算される。各セクションは、ＷＡＬＳＨコードとそれぞれ内積(dot product)を作り、次に、Ｍ個のベクトルｃ _m を得るために、対応する値ｊ（ｊは、通信基準に基づいた角変換についての値）で乗算する。ここで、ｃ _m の長さは１６であり、ｍは１からＭである。

第２のステップでは、第１の中間行列Ａ^ka内の（１６＋（ウインドウ長−１））ｘ１６の各行列を、次の数式に従って計算する（前記ウインドウ長は、チャネル予測の間のウインドウ長である）。
ｂ _m ^(ka,kvru)＝ｈ ^(ka,kvru)×ｃ _m ^(kvru)，ｋ_vru＝０．．．Ｋ_vru−１，ｋ_a＝０．．．Ｋ_a−１
ここで、
ｂ _mは、行列の列であり、
ｋ_aは、Ｋ_a個のアンテナ・ユニットの１つであり、０からＫ_a−１の値を取り、
Ｋ_vruは、加入者が占めるコード・チャネルの総数であり、
ｋ_rvuは、ｋ_rvu個のコード・チャネルの１つであり、０からｋ_rvu−１の値を取り、
×は、畳み込み動作(convolution operation)である。

第３のステップでは、ステップ２で得られたＭ個の行列に基づいて、次に示される、第１の中間行列Ａ^kaの行列Ｂ^ka ₁，Ｂ^ka ₂，．．．Ｂ^ka _Mが生成され、次に繰り返される（次の第１の中間行列Ａ^kaでは、縦線の長方形、斜線の長方形、及び点線の長方形は、繰り返す関係を示すように、それぞれ、Ｂ^ka ₁，Ｂ^ka ₂，及びＢ^ka _Mを表す）。第１の中間行列Ａ^ka内の繰り返されなかった行列Ｂ^ka _mの数は、ｃ _m 、すなわちセルコード長に関連する。長いセルコードの長さは１６の倍数であり、ｃ _m の長さは１６である。Ｂ^ka ₁，Ｂ^ka ₂，．．．Ｂ^ka _Mを除き、第１の中間行列Ａ^ka内の他の位置は０であり、連続するステップにおける計算負荷は、非常に減少する。

第４のステップでは、第３のステップにおけるＫ_a個の計算された結果に基づいて、第２の中間行列Ａを計算する。

３．第２の中間行列Ａに基づいて、Ｒ行列と呼ばれる第３の中間行列が、２つのステップで生成される。

第１のステップでは、行列Ａの関連行列Ａ’を計算する。

第２のステップでは、次の式に従って、Ｒ＝Ａ’Ａである行列Ｒを計算する。

上記Ｒ行列は、対称恒等行列である。行列Ｒの特徴は、Ｒ０₁、Ｒ０₂、Ｒ０₃、．．．Ｒ０_Mが行列の対角線に分配され繰り返され、Ｒ１₁、Ｒ１₂、．．．Ｒ１_Mが対角線の両側で対称的に分配され繰り返されるということである。行列Ｒは、次のステップで、コレスキー分解のために使用される。

４．行列Ｒは、通常のコレスキー分解式Ｒ＝Ｈ^TＨ（Ｔは、転置記号である）に基づいて分解される。長いセルコード長が、４８，６４，１２８、すなわち１６の３倍以上の時には、分解結果は、次に示されるスパース三角行列Ｈである。

ここで、Ｈ₁，Ｈ₃，Ｈ₅，．．．，Ｈ₄₃は１６ｘ１６の三角行列であり、Ｈ₂，Ｈ₄，Ｈ₆，．．．，Ｈ₄₄は１６ｘ１６の正方行列であり、他の要素は０である。

５．受信信号は、次の式で、マッチング・フィルタ化される。
ｅ _MF＝Ａ’ｘｅ
ここで、
ｅは、すべてのアンテナ・ユニットの受信信号であり、
ｅ _MFは、ミッドアンブル・コードを除く、すべてのアンテナ・ユニットの受信信号であり、
Ａ’は、行列Ａの関連行列である。

６．得られたｅ _MF及び行列Ｈに基づいて、復調処理は、方程式の解である従来の方法で行われ、受信機は、マルチユーザ検出に基づいて、長いセルコードを用いて、受信信号処理を実行する。

上記の計算処理を用いると、拡散ファクタが１６のままであり、アンテナ・アレイが単一のアンテナ及び８つのアンテナである時には、３２，６４，及び１２８等の、長いセルコードを適用する計算負荷は、次の表で示され、ここで、ＭＯＰＳは毎秒１万回の動作であり、たとえば８０ＭＯＰＳは、毎秒８万回である。

上記表は、拡散ファクタが１６のままであり、３２，６４，又は１２８等のより長いセルコードが使用され、セル間の干渉が効果的に抑制されるばかりでなく、システム・フレーム・フォーマットを変更する必要がなく、計算負荷が許容範囲内の場合を示す。暗号化コード長３２が適用されると、計算負荷は、暗号化コード長１６と比較して、約５０％大きい。暗号化コード長１２８が適用されるとしても、計算負荷は約３倍増加するだけであり、これは許容範囲内である。

本発明の計算方法を用いずに、３２，６４，又は１２８等の長いセルコードが適用される時には、行列Ａを３２、６４，又は１２８の大きさでそれぞれ直接計算し、行列Ａの関連行列Ａ’を計算し、これらの行列を分解することが必要である。すなわち、計算負荷は、行列の大きさの３乗に比例する。現在の計算装置では、それを実行することは不可能であり、このため、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ移動通信基準では、１６の長さのセルコード長が適用される。本発明の復調方法を用いると、オリジナルの大きな行列は、（１６＋（ウインドウ長−１））ｘ１６（第１の中間行列のＢ^ka ₁，Ｂ^ka ₂，．．．，Ｂ^ka _M）のいくつかの行列に分解され、その結果、計算負荷は許容範囲内である。

Claims (5)

1. ローカル・セルの暗号化コードとして、その長さが拡散ファクタの倍数である長いセルコードを用いることを含む、ジョイント検出システムにおいて長いセルコードを適用する方法。
2. 前記長いセルコードが１６の倍数である、請求項１に記載の方法。
3. 長いセルコードが適用される、ジョイント検出システムにおける復調方法であって、
   Ａ．各アンテナ・ユニットのチャネル予測結果を得るために、各アンテナ・ユニットによって受信された信号のミッドアンブル・コード部分について、チャネル予測を実行することと、
   Ｂ．第１の中間行列は、長いセルコードの長さ及び各アンテナ・ユニットのチャネル予測結果に関連し、前記長いセルコードの長さが１６の倍数である、各アンテナ・ユニットの受信信号の第１の中間行列を計算することと、
   Ｃ．各アンテナ・ユニットの前記受信信号の前記第１の中間行列に基づいて、第２の中間行列及びその関連行列を計算し、次に、前記第２の中間行列及びその関連行列に基づいて、対称恒等行列である第３の中間行列を計算することと、
   Ｄ．分解順序の数が長いセルコードの長さに関連する第３の中間行列について、コレスキー分解を実行することと、
   Ｅ．すべてのアンテナ・ユニットの前記受信信号をマッチド・フィルタリングし、次に、前記第３の中間行列の前記コレスキー分解結果及び前記マッチング・フィルタ化信号に基づいて、復調計算を実行することと、
   を含む、方法。
4. ステップＡが、
   ｋ_a番目のアンテナ・ユニットのチャネル予測結果ｈ^kaを、次の式を用いて計算することであって、
   ｈ ^(ka)＝ＩＤＦＴ（Ｇ ^-1・ＤＦＴ（ｅ _m ^(ka)）），ｋ_a＝０．．．Ｋ_a−１
   ここで、ｅ_mは前記受信信号のミッドアンブル・コードであり、ｋ_aは合計Ｋ_a個のアンテナ・ユニットの１つであり０からＫ_a−１の値を取り、Ｇ ^-1はミッドアンブル・コードの相関行列の逆行列であり、ｈはチャネル予測結果である、計算することを含み、
   ステップＢが、
   Ｂ１．Ｍ＝Ｌ／１６個のセクションを得るために、長いセルコードＬを１６によって除算し、各セクションについて、ＷＡＬＳＨコードとそれぞれ内積を作り、次に、ｃ _m の長さが１６でありｍが１からＭである、Ｍ個のベクトルｃ _m を得るために、通信基準に基づいた角変換である、対応する値ｊで乗算することと、
   Ｂ２．Ｍ個の行列Ｂ^ka ₁，Ｂ^ka ₂．．．Ｂ^ka _Mを得るために、式ｂ _m ^(ka,kvru)＝ｈ ^(ka,kvru)×ｃ _m ^(kvru)を用いて、第１の中間行列Ａ^ka内の行列の各列を計算し、得られたＭ個の行列を第１の中間行列の対角線方向に繰り返すことにより、第１の中間行列を形成することであって、ここで、ｋ_vruは加入者が占める合計ｋ_vru個のコード・チャネルの１つであり、０からｋ_vru−１の値を取り、各行列がＭ個の列から成る、形成することと、を含み、
   

   

   ステップＣが、
   Ｃ１．第１の中間行列のＫ_a個の結果に従って第２の中間行列Ａを計算し、次に、前記第２の中間行列Ａの関連行列Ａ’を計算することと、
   

   

   Ｃ２．式Ｒ＝Ａ’Ａから第３の中間行列Ｒを得ることと、を含み、
   

   

   ステップＤが、式Ｒ＝Ｈ^TＨに従ってコレスキー分解を実行することを含み、
   ここで、長いセルコードの長さが１６の３倍以上の時には、前記分解結果行列Ｈは、
   

   

   であり、
   ここで、Ｈ₁，Ｈ₃，Ｈ₅，．．．，Ｈ₄₃は１６ｘ１６の三角行列であり、Ｈ₂，Ｈ₄，Ｈ₆，．．．，Ｈ₄₄は１６ｘ１６の行列であり、Ｈ行列の他の要素は０である、
   請求項３に記載の方法。
5. ステップＥにおけるすべてのアンテナ・ユニットの受信信号のマッチド・フィルタリングが、式ｅ _MF＝Ａ'ｘｅを通じて、ミッドアンブル・コードを除くすべてのアンテナ・ユ
   ニットの受信信号を計算することを含み、ここで、ｅ _MFはミッドアンブル・コードを除くすべてのアンテナ・ユニットの受信信号であり、ｅはすべてのアンテナ・ユニットの受信信号であり、Ａ’は第２の中間行列Ａの関連行列である、請求項３に記載の方法。