KR100673084B1

KR100673084B1 - 스펙트럼 재사용 트랜시버를 사용하는 라디오 통신 시스템

Info

Publication number: KR100673084B1
Application number: KR1020057010730A
Authority: KR
Inventors: 브렌트 알 선더스; 토마스 에프 스메이드리스; 에드워드 씨 거하트; 윌리엄 알 하이스미스; 그레고리 엠 포웰; 데이비드 엠 오돔; 래리 더블유 쿠스
Original assignee: 데이터 플로우 시스템즈 인코포레이션
Priority date: 2002-12-10
Filing date: 2003-12-08
Publication date: 2007-01-22
Also published as: EP1570691A2; KR20050085598A; AU2003296302A1; EP1570691A4; CA2509362A1; WO2004054280A2; RU2316910C2; CN101304280A; WO2004054280A3; AU2003296302B2; CN1745596A; ZA200504682B; US20040142696A1; RU2005121127A; US7457295B2

Abstract

스펙트럼 재사용 트랜시버 기반-통신 시스템은 복수개의 서브-대역채널이 포함된 통신대역의 선택부분을 이용하여 마스터 사이트와 복수개의 원격 사이트들간에 통신을 수행한다. 각각의 원격 사이트 트랜시버들은 서브-대역 통신채널상에서 통신활동이 존재하는지를 확인하기 위해 통신대역을 감시하고, 마스터 사이트 트랜시버에 어느 서브-대역 통신채널에서 통신활동이 없는지를 통보하며, 이로써 소거 채널을 구성한다. 마스터 사이트 트랜시버는 모든 원격 사이트 트랜시버들로부터 소거 채널들의 총 목록을 수집하고, 그런 후 이 총 목록을 원격 사이트 트랜시버들에 전파한다. 그런 다음, 마스터 사이트 트랜시버와 원격 사이트 트랜시버들은 선험지득한 PN 시퀀스를 이용하여 소거 채널들간에 주파수-호핑 및/또는 직교 주파수 다중화처리를 함으로써 이들간에 통신을 수행한다.

마스터, 통신, 전송, 원격, 주파수, 호핑, 간섭, 감쇠, 옵셋, 추정

Description

스펙트럼 재사용 트랜시버를 사용하는 라디오 통신 시스템{Radio communication system employing spectral reuse transceivers}

본 발명은 일반적으로 통신 시스템과 관계된 것이며, 더욱 상세하게는, 비-간섭 라디오 채널들, 특히, VHF 및 UHF 라디오 채널화된 통신 대역들을 발생시키기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM)의 선택적으로 필터링된 형태와 함께 동작하는 스펙트럼 재사용 트랜시버(SRT)를 사용하는, 허가된 대역에서의 2차 사용자들, 또는 비허가 대역에서의 사용자들을 위한 링크 사용 제어수단을 위한 것이다.

본 발명은, 본 출원의 양수인에게 양도되고 본 명세서와 병합하여 공개되며, 에드워드 게르하르트 등에 의해 "라디오 주파수 대역의 2차적 사용을 위한 링크 사용 수단"이라는 명칭으로 2002년 12월 10일 출원되어 공동으로 계속 중인 미국 출원번호 제 60/432223호의 이익을 주장하는 것이다.

일부 주파수대, 예를 들어, 217 ~ 220 MHz VHF 주파수대에서, 미국 연방 통신위원회(FCC)는, 푸시-투-토크 음성과 같은 다양한 통신 서비스들을 위한 대역사용에 대한 비-독점적 1차 면허를 승인한다. 1차 사용자(또는 PU)들은 다른 사용자들에 의한 간섭을 받지 않을 것이라는 기대와 함께 이러한 비-독점적 권리에 대한 대가를 지불한다. FCC는 또한, 대역 내에서 '비-간섭' 또는 2차적인 사용임을 토대 로 하여, 2차 사용자(또는 SU)들이 동일한 대역 및 동일한 채널을 사용하는 것을 허용한다. 즉, 1차 사용자가 대역 내의 채널을 사용하지 않는 경우에, 2차 사용자들이 그것을 사용할 수 있다. 유사한 정책들이 또한 타국의 주파수 관리 당국에 의해 실행되고 있다.

FCC 및 타국의 유사한 당국들은, 허가받은 1차 사용자들이 얻을 수 있는 서비스의 질을 감소시키지 않으면서, 그러한 라디오 주파수 대역들의 확대 사용을 가능하게 하는 방법을 찾기위해 노력하고 있다. 2차 사용자들에게, 이러한 대역- 및 다른 유사한 대역들-은 원격측정 및 다른 사용들에대한 라디오파 전송의 우수한 성질을 가진 비용이 들지 않는 대역을 의미한다. 2차 사용자들은 1차 사용자들을 간섭하지 말아야 하므로, 1차 사용자들이 FCC에게 간섭에 대한 불평을 하면, FCC는 2차 사용자들이 대역의 다른 부분으로 이동하거나 완전히 그 대역을 떠날 것을 요구하는 행정 명령을 한다.

이러한 이동은, 2차 사용자들의 서비스에 혼란을 가져오며, 특히, 사이트 방문, 장비 수정 또는 교체가 그 변경을 보완하기 위해 필요하다면 비용이 확대된다. 따라서, 2차-사용 라디오가 비-간섭을 기초로 하여 대역을 사용할 수 있으며, 신규 1차 사용자들의 출현에 대해 라디오파 사용을 적응시킬 수 있는 수단이 필요하다. 1차 사용자들(허가 받은)은 허가받은 2차 사용자들 또는 허가받지 않은 사용자들에 대해 항상 우선권을 갖는다는 것을 주목해야 한다; 2차 사용자들에게는 채널 주파수에 대한 1차-사용권이 전혀 없다.

그러한 대역 내에서의 간섭은 적어도 두 가지 형태로 발생할 수 있다. 첫째, 1차 사용자 및 한명 이상의 2차 사용자들은 동일한 채널을 사용하여 상호 현저한 혼란을 발생시키는 경우가 있을 수 있다. 둘째, 한명 이상의 2차 사용자들은 충분한 전력으로 짧게 그리고 충분한 지속시간 동안 전송함으로써 1차 사용자의 라디오파에, 데이터의 손실 또는 스피커를 통한 굉음과 같은 원하지 않는 결과를 야기할 수 있다. 이러한 양자 및 다른 형태의 간섭은 회피되어야 한다.

1차 사용자들은 통상, 자신들의 활동을 주요 사이트 또는 근처의 동료들과 조정하기 위하여 가끔 음성 전송용으로 할당된 채널을 사용하는 현장 직원이다. 대역 사용은 장래에 증가할 것으로 보인다. 신규 1차 사용자들의 출현에 의해 야기되는 상기 언급한 서비스의 혼란은 2차 사용자들에 의한 간섭을 효율적으로 회피할 수 있는 통신 기술에 대한 필요를 분명하게 한다.

1차 사용자들이 대역을 가끔 사용하기 때문에, 어떤 주파수들이 사용되고 있는지를 직접 관찰하는 것은 곤란하다. 또한, 행정적인 지연 때문에 우선 사용에 대한 이용을 감시함으로써 주파수 사용을 조정하는 것은 어렵다. 더욱 곤란한 것은, 언제라도 신규 1차 사용자가 출현할 수 있기 때문에, 수동 조정이 계속적으로 행해져야 한다는 점이다.

2차 사용자들이 주파수 대역을 공유할 수 있도록 하기 위해 현재 사용되는 하나의 접근방식이 수동 주파수 조정을 사용하는 것이다. 이러한 설계에 따르면, 협대역 또는 광대역 라디오에 대한 2차 사용자의 설치기 또는 유지기는, 사용되지 않는 것으로 나타나는 주파수를 선택하며, 그 후 물리적인 제어를 통하여 또는 관리 제어 채널(대역 내 또는 대역 외)을 통하여 라디오를 수동으로 조절한다. 통상 주파수 선택 과정은 1차 사용자 면허 이용들의 검사에 의해, 또는 기구에 의한 스펙트럼 측정을 사용하여 수행된다. 그 후 설치기 또는 유지기는 그 이용을 지속하기 위해 충분하며, 사용되지 않는 인접 대역폭을 가진 주파수를 선택한다. 이러한 접근방식의 한 가지 문제는 그것이 노동-집약적이고, 1차 사용자와 2차 사용자들을 구별하는 것이 곤란하다는 것이다.

이러한 주파수 선택 과정의 부가적인 문제는 1차 사용자가 단지 가끔 출현하거나 신규 1차 사용자가 예기치 않게 출현할 수 있다는 것이다. 주파수 조정에 대한 더 이상의 수단이 없다면, 2차 사용자는 1차 사용자를 간섭할 수 있으며, 상기 언급된 바와 같이 주파수 변경 또는 대역에서의 퇴출이라는 행정 명령을 받게 된다. 이 접근방식의 또 다른 문제는, 소정의 이용을 지속할 수 있는 충분한 인접 대역폭을 발견하기가 곤란하다는 것이다. 더욱이, 상이한 또는 가변적인 대역폭을 필요로 하는 새로운 서비스들에 대해 수동 라디오 주파수를 적응시키는 것은, 라디오의 대역폭이 조정되는 방식에 따라, 곤란하거나 고비용일 수 있다.

주파수 조정을 위한 다른 기술은 우선 사용 면허에 대한 이용을 감시하는 것이다. 이것은 1차 사용자와 2차 사용자와 구별에 대한 어려움을 해결하지만, 상기 설명된, 기구를 통한 스펙트럼의 인적 감시와 연관된 다른 모든 문제들에 당면한다.

2차 사용자들이 주파수 대역을 공유할 수 있게 하는 또 다른 접근방식은 자동 주파수 조정에 의한 신속 주파수, 협대역 또는 광대역 주파수의 사용을 통한 것이다. 이러한 형태의 라디오는 자동으로 다른 라디오들과의 간섭을 검출하고 그 주 파수를 조절한다. 예를 들면, 라디오가 지속적인 기간동안 높은 비트 에러율을 검출하면, 그것은 다른 가용 주파수에 대한 검색을 시작하거나 규정된 대체 주파수들을 사용할 수 있다. 이것이 수동 주파수 조정 과정에 대하여 개선을 가져오는 반면에, 수동 주파수 조정과 연관된 동일한 문제 중 일부를 갖는다. 예를 들면, 사용을 위한 인접 대역폭의 발견이 곤란할 수 있고, 1차 사용자와 2차 사용자들의 구별이 어려울 수 있으며, 또는 라디오를 상이한 또는 가변적인 대역폭들을 요구되는 새로운 서비스들에 적응시키는 것이 곤란할 수 있다. 이 접근방식의 다른 문제는 간섭 검출 단계 중에, 그리고 실시형태에 따라 가능하게는 주파수 변경 단계 중에, 1차 사용자와 간섭한다는 것이다.

2차 사용자들이 1차 사용자와 주파수 대역을 공유하도록 하는 또 다른 접근방식은 주파수 호핑 스펙트럼 확산(FHSS) 라디오의 사용을 통한 것이다. 이러한 형태의 라디오는 낮은 스펙트럼 밀도의 주파수 호핑을 통하여 매우 넓은 대역에 대해 전송을 확산한다. 라디오는 전체 대역을 점유하지만, 전송이 협대역 또는 광대역 라디오들에 미치는 영향을 최소화하기 위해 잡음 층에 충분히 근접한 수준으로 동작한다. 그러한 라디오는 상기 설명된 신속 주파수 라디오들 또는 수동 주파수의 주파수 조정 문제를 해결하기 위한 것이며, 코딩 이득의 부가적인 이점을 갖는다.

그러나, 이러한 형태의 라디오가 갖는 문제는, 가능한 잡음억제 회로 활성화 또는 간섭에 의해 야기된 다른 형태의 잡음과 같은, 협대역 및 광대역 라디오들에 알려지지 않은 영향을 발생시킬 수 있다. 다른 문제는, 1 GHz 이상(2.4 GHz 대역에서와 같은)에서, 저렴한 라디오 장비를 사용하는 원격측정법과 같은 많은 응용예에 서 필요로 하는, 떨어져 있는 라디오 링크를 폐쇄하는 것이 곤란할 수 있다는 것이다. 또 다른 문제는, 2명의 2차(허가받은/허가받지 않은) 사용자들이 통신 중일 때, 의도된 2차 사용자의 수신기보다 그 2차 사용자에 더 가까이 있는, 고-전력의, 간섭하는 1차 사용자가 존재할 수 있다. 이 경우, FHSS 신호의 전력은 강한 간섭을 극복하기 위해 증가되어야 하고, 이것은 1차 사용자에 대한 간섭을 증가시키고, 전파방해 마진을 감소시킨다(이러한 후자의 문제는 종종 '원/근' 문제라고 불린다). 부가적인 문제는 FHSS가 본질적으로, 1차 사용자 채널들을 포함하여, 모든 채널들을 점유한다는 것이다; 따라서, 미국의 FCC, 그리고 타국의 동등한 당국들이 2차 사용을 위한 FHSS를 어떻게 볼 것인지는 분명하지 않다.

본 발명에 따라, 다른(1차) 사용자들을 간섭하지 않는 방법으로, 허가받은 라디오 주파수 대역(예를 들어, 480 ~ 6.25 KHz 하위-대역들 또는 채널들로 구성된 217 ~ 220 MHz 대역)을 어떻게 할당할 것인가의 문제는, 새롭고 개선된 스펙트럼 활동-기초 링크 사용 조정 수단 및 효율적인 모뎀 알고리듬에 의해 성공적으로 접근되어질 수 있다. 이러한 수단에 따라서, 각각의 사이트는, 비-간섭 라디오 채널들, 특히, VHF 및 UHF 라디오 채널화된 통신대역들의 하위-집합을 발생시키기 위한 직교 주파수 분할 다중의 선택적으로 필터링된 형태와 함께 동작하는, 스펙트럼 재사용 트랜시버를 포함한다.

본 발명의 스펙트럼 재사용-기초 통신망은, 마스터 또는 허브 사이트에 설치된 스펙트럼 재사용 트랜시버가 복수의 원격 사이트들에 설치된 스펙트럼 재사용 트랜시버와 교신하는, 별모양으로-배치된 시스템 통신망이다. 마스터의 스펙트럼 재사용 트랜시버는, 각각의 원격 사이트 스펙트럼 재사용 트랜시버가 보어사이트 축이 마스터 사이트를 향하고 있는 방향성 안테나를 사용하는 반면에, 마스터 사이트가 임의의 원격 사이트 스펙트럼 재사용 트랜시버와 교신할 수 있도록, 전방향성 안테나를 사용한다.

본 발명에 따라서, 마스터 사이트 스펙트럼 재사용 트랜시버는, 마스터 사이트 및 각각의 원격 사이트들이 참여하는, 소거 채널 평가과정을 시작한다. 이 과정은 통신망의 참여자들에 의해 사용될 수 있는 비-간섭 또는 "소거" 채널들(예를 들어, 복수의 6.25 KHz 폭의 채널들)의 총목록을 컴파일하기 위해 사용된다. 사전에 소거 채널로 확인된 것으로만 전송함으로써, 각 사이트의 스펙트럼 재사용 트랜시버는 관심 있는 (3MHz 폭) 대역의 1차 사용자를 간섭하지 않는 것을 보장받는다.

마스터 사이트로 메세지를 전송하는 경우를 제외하고, 각각의 원격 사용자 사이트는 순차적으로 단계를 나누고, 마스터 사이트 트랜시버에 의해 자신에게 전송되는 메세지를 탐색하기 위한, 통신망의 모든 사용자들에게 사전공지된 의사 랜덤 호핑 시퀀스에 따라, 소거 채널의 현재 목록(마스터 사이트로부터 사전에 획득한)을 감시한다.

원격 사이트 트랜시버는 전송 중이 아닐 때, 마스터 SRT로부터의 티클러에 주의를 기울인다. 이것은 소거 채널 목록을 통한 순차적인 단계화를 요구하지 않는다. 티클러의 위치는 사전공지되며 소거 채널 목록으로부터 얻어진다. 원격 사이트의 트랜시버가 채널을 순차적으로 단계화하는 시간은 소거 채널 평가 중에 또는 가입(통신망 탐색) 과정 중이다.

마스터 사이트에 의해 전송된 임의의 메세지의 프리앰블 주기 동안에, 각각의 원격 사이트의 트랜시버는, 에너지의 존재에 대해 217-220 MHz 스펙트럼 내의 모든 480-6.25 빈을 스캔한다. 규정된 한계값 이상의 에너지를 포함하는 모든 빈은 비-소거 채널로 표시되고, 480의 가능한 잔존 채널들은 소거 채널들로 확인된다.

마스터 사이트 트랜시버는 소거 채널 요청 메세지를 통하여 소거 채널 목록을 위해 각각의 원격 사이트 트랜시버에게 순차적으로 신호를 보낸다. 소거 채널 요청 메세지의 수신에 응하여, 각각의 원격 사이트 트랜시버는 마스터 사이트의 메세지의 프리앰블 부분 동안에 그것이 3 MHz 대역을 스캔하면서 획득한 소거 채널 목록을 마스터 사이트 트랜시버로 반송한다. 마스터 사이트는, 모든 원격 사이트들에 대한 신호 발송을 완료한 후, 신호가 발송된 모든 원격 사이트들로부터 수신된 모든 소거 채널 목록들을 논리적으로 결합하며, 그럼으로써 "전체" 소거 채널 목록을 생성한다. 이러한 전체 소거 채널 목록은 마스터 사이트 트랜시버에 저장되고, 소거 채널들이 통신망의 사용자들 사이에서 선택적으로 사용되도록 하는 PN 시퀀스에 따라, 선택된 소거 채널의 부분집합에 대하여 모든 원격 사이트들에게 방송된다. 전체 소거 채널 목록은 통상적으로 정규 다중-캐리어 주파수 호핑 전송을 사용하여 원격지들로 전송된다. 단지 초기화 메세지만이 소거 채널 목록을 단일 캐리어 방식으로 전송할 것이다. 전체 소거 채널 목록은, 각각의 원격 사이트에 수신될 때, 그것의 트랜시버에 저장된다.

동기화 기능이 마스터 및 원격 트랜시버 양자 모두에서 수행되고, 종점 라디오들이 소거 채널 목록, 채널 호핑 시퀀스, 및 프리앰블 채널의 공통 집합으로 동기화되었음을 확인한다. 원격 트랜시버는 수신된 통신망 메세지들의 결함에 의해 통신망 동기화의 부족을 판정한다. 우선, 원격 트랜시버는 통신망 "박동"으로서 예견된 주기적인 전체 소거 채널 목록을 사용할 것이다. 원격 트랜시버는 또한 수신된 최후의 통신망 메세지로부터 경과된 시간의 양을 나타내는 카운터를 유지한다. 그리고 이러한 2개의 지시기들의 활동 수준에 기초하여, 원격 트랜시버는 그것이 통신망과 적합하게 동기화 되었는지 여부를 판정한다. 원격 트랜시버가 적합하게 동기화되지 않았음을 결정하면, 그것은 초기화되지 않은 노드를 위해 정규 초기화 시퀀스로 들어간다. 원격 트랜시버가 프리앰블 채널에서 1차 사용자를 검출하는 특수한 경우에, 원격 트랜시버는 소정의 알고리듬에 기초하여 마스터 트랜시버가 나머지 원격 트랜시버들이 그 다음 대기하는 프리앰블 채널로 돌아가는 것을 지시할 수 있도록, 충돌을 나타내는 메세지를 발송할 것이다. 그러면, 원격 트랜시버 역시 그 다음 대기하는 프리앰블로 전환할 것이다. 마스터 트랜시버가 프리앰블 채널에서 1차 사용자를 검출하는 경우, 그것은 모든 원격 트랜시버들에게 메세지 지시기를 발송함으로써 그 다음 대기하는 프리앰블 채널로 스위치를 초기화할 것이다. 1차 사용자와 충돌하지 않는 트랜시버들은 메세지를 수신하여 전환할 것이다. 충돌하고 있는 원격 트랜시버들은 메세지를 수신할 수 없을 것이며 궁극적으로 시간이 경과하여 통신망 동기화의 상실을 선언할 것이다. 이 순간 그것들은 정규 초기화 시퀀스를 초기화할 것이다.

상기 설명된 방법으로, 마스터 및 원격 사이트들이 '소거' 2차 사용 채널들을 통하여 상호 성공적으로 교신할 수 있도록, 마스터 및 원격 사용자들은, 비-간섭(6.25 KHz) 채널들의 부분-집합을 생성하기 위한 직교 주파수 분할 다중의 선택적으로 필터링된 형태를 사용하여 동작하는, 스펙트럼 재사용 트랜시버 구조를 이용한다. 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버는 전송 신호 처리 경로와 수신 신호처리 경로를 포함한다.

스펙트럼 재사용 트랜시버를 통한 전송 경로에서, 데이터 통신 소스로부터의 각각의 디지털 데이터 패킷은 전단 패킷 버퍼와 인터페이스로 연결된다. 디지털 데이터가 패킷 버퍼로부터 판독될 때, 비터비 인코더를 경우하는 것처럼, 처음에는 에러 보정을 전송하도록 되어 있으며, 그 후 변조기에 결합된다. 본 발명의 비제한적인, 그러나 바람직한 실시예에 따라, 데이터 변조 설계는 미분 4위상 전이 키(DQPSK) 변조이다. DQPSK는, 그것이 캐리어 위상 고정 및 사용가능한 비-간섭성 복조에 대한 필요를 회피할 수 있기 때문에, 바람직한 변조로서 선택되어 왔다. 또한, OFDM 시스템에서, 위상 불확실성이 캐리어 위상 옵셋 또는 샘플 타이밍 옵셋에 의해 야기될 수 있다. 샘플 타이밍 옵셋은 캐리어 수에 따라 선형적으로 증가하는 캐리어상의 위상 옵셋을 발생시킨다. DQPSK는 샘플 타이밍 동기화 요구의 일부를 경감한다. 부가적으로, 대분분의 OFDM 시스템들에서의 동기화는 획득 및 추적 중에 파일럿 캐리어들을 사용한다. 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버에서는 그러한 기술들을 사용하지 않는 것이 바람직하며, 주파수는 데이터 운반 캐리어들의 제한된 수로만 호핑한다. 이것은 동기화를 더욱 복잡하게 만든다. DQPSK는 이러한 문제점들을 제거한다.

DQPSK 변조기의 인-위상(I) 및 직각 위상(Q) 출력들은 심볼 맵핑기에 연결된다. 심볼 맵핑기는, 통신망의 모든 사용자들에게 사전공지되어 규정된 호핑 PN 시퀀스를 사용하여, 변조기로부터의 I 및 Q 데이터를 적합한 '소거' 캐리어로 맵핑한다. 소거 채널 맵은, 관심있는 대역, 즉 217 MHz ~ 220 MHz 의 대역을 구성하는 480 - 6.25 KHz 간격 채널들의 대역 내에 있는, 상기 설명된 소거 채널 평가과정 동안에, 결과적으로 "비사용" 따라서 2차 사용에 이용할 수 있는, 현재의 모든 '사용되지 않는' 또는 '소거' 채널들의 컴파일이다. 스펙트럼 재사용 트랜시버의 통신 제어 프로세서는 심볼 맵핑기에 의해 사용되는 소거 채널 맵을 저장한다. 소거 채널 호핑 시퀀스는 발생기 다항식 및 개시 PN 시드값에 의해 정의되는 의사-랜덤 시퀀스의 수단에 의해 결정된다. DQPSK 변조기로부터 검색된 각각의 I/Q 데이터쌍에 대하여, 데이터에 대한 적합한 캐리어의 위치를 정하기 위해 심볼 맵 참조 테이블이 판독된다. 그 값은, 변조된 필터 뱅크의 역 푸리에 변환 유닛을 위한 다중-샘플 입력 벡터를 유지하는 데 사용되는, 배열 안으로의 인덱스 역할을 한다.

변조된 필터 뱅크에 결합되기에 앞서, 심볼 맵핑기의 맵핑된 캐리어 출력들은, 이득 곱셈기에 결합되는데, 이것은 전송당 버스트에 기초하여 동작하며, 마스터 및 원격 사이트 사이의 라디오 링크를 완성하는데 필요한 전력 수준을 최소화하는 역할을 하고, 따라서 다른 링크와의 간섭을 회피한다. 변조된 필터 뱅크는 역 FFT 유닛 및 연관된 다위상 필터로 구성된다. 본 명세서에 설명된 예시적인 실시예의 변수들에 따라, 본 발명은 인접 캐리어의 간격이 6.25 KHz이며, 총 480개의 가용 캐리어들을 산출하는 217-220 MHz 주파수 대역 내에서 동작한다. 그러나, 이러한 가용 주파수들의 충분한 갯수 중에서, 캐리어들의 비교적 적은 부분(예를 들어, 12개에서 수십개 채널 규모의)만이 실질적으로 사용될 수 있다.

관심 있는 217-220 MHz 대역 내의 480 캐리어들을 수용하기 위하여, 역 FFT 유닛은 512 포인트 역 FFT로 배치되는 것이 바람직하다. 다위상 필터는, 로우패스 필터 원형의 주파수-전이 버전인, 대역통과 필터들의 뱅크로서 형성된, 로우-패스 필터 원형으로부터 설계된다. 본 발명에 따라, 로우-패스 필터 원형 함수는, 측면 로브들을 더욱 감소시키기 위해 터키 윈도우(α=5)에 의해 곱해진, 6 심볼 폭으로 보간된 또는 과샘플링된, 아래를 꺽어 올린 코사인 필터로서 실행된다. 하기에서 설명되는 바와 같이, 그러한 윈도우 필터 수단의 로우-패스 임펄스 반응은 메인 로브의 일 측면에서 비교적 평면 특성으로 빨리 안정되며, 역 FFT의 사용에 특히 적합하게 된다. 그러한 윈도우 필터는 더 우수한 측면 로브 성능을 가질 뿐만 아니라, 거의 0인 심볼-상호간 간섭(ISI)을 보유한다.

본 발명에 따른 다위상 필터 보간의 각 필터 부분은 6 스테이지 지연선을 포함하며, 그 각각의 z^-1 단계 출력들은 계수 곱셈기에 결합되고, 그 출력은 보간된 캐리어 값을 실현하기 위해 합해진다. 본 발명의 예시적인 변수들에서, 보간 인자는 1.5배이며, M-512 포인트 역 FTT에 대하여, 각각의 필터 스테이지에 결합된 정류자 스위치는 단계적으로 즉 FFT의 512 포인트 중에서 768회의 정류를 하며(즉, 각각의 심볼에 대하여 512개의 역 FFT 출력 샘플들을 1.5회 실행한다), 768개의 샘플들을 생성한다.

따라서, 6개의 각 성분 지연선(z^-1 ) 스테이지로 놓여지는 IFFT에 의해 발생되는 512개의 복소수값들과 함께, 임의의 지연선의 내용들은 6개의 복소수 성분들로 된 벡터를 형성하며, 원형 필터로부터 계산된 768개의 다위상 필터 성분들이 있다. 정류자가 임의의 역 FFT 샘플을 선택할 때, 각각의 지연선의 내용들은 성분 필터에 의해 곱해지며(즉, 벡터의 내적으로써), 그리고 다위상 필터의 출력 샘플을 형성하기 위해 서로 합해진다.

다위상 필터의 출력은 보간되며, 그리고 70 MHz의 중간 주파수로 번역된다. 데이터 스트림은 그 후 필터링되고 디지털-아날로그 변환기(DAC)에 인가된다. DAC의 출력은 주파수 번역기를 통하여, 전송을 위해 바람직한 217-220 MHz 전송 주파수 대역으로 번역된다.

스펙트럼 재사용 트랜시버를 통한 수신 신호 처리 경로 방향은 본질적으로 상기 설명된 송신 경로와 보완관계에 있다. 특히, 217-220 MHz 송신 대역의 수신 신호는 주파수 번역기에 결합되는데, 이것은 수신된 신호를 IF로 하향-변환한다. 주파수 번역기의 출력은 아날로그-디지털 변환기(ADC)에 결합되고, 이것은 디지털 믹서에 인가되는 기본대역 디지털화된 출력을 발생한다. 디지털 믹서는 합성기의 출력에 따라 수신된 신호를 더욱 하향-변환하고 하향-변환된 출력을 데시메이터 유닛에 인가하며, 그 출력은 트랜시버 송신부의 다위상 필터에 의한 출력과 동일한 주파수이다.

기초대역 데이터 스트림은 타이밍 수정 버퍼에 버퍼링되며, 심볼 타이밍 추정기의 제어하에 판독되고 다위상 필터에 인가되는데, 그 출력은 FFT 유닛에 결합된다. FFT 유닛의 출력은 주파수 옵셋 추정기에 결합되며, 그 출력은 비정밀 및 정밀 주파수 추정 합성기들에 결합된다. 비정밀 주파수 추정은 인접한 캐리어 간격의 규정된 비율(예를 들어, 1/2)내로 주파수 옵셋을 감소시키는 역할을 한다; 정밀 주파수 추정은 단지 프리앰블만의 순 캐리어 부분에 대해 버스트 단위에 기초하여 수행된다. 정밀 주파수 추정은 심볼에서 심볼로의 캐리어 위상 변화를 고찰함으로써 수행된다. 4개의 심볼들에 대한 위상 변화는 정밀 주파수 옵셋 추정으로서 사용된다.

FFT 유닛의 출력도 심볼 디맵퍼(de-mapper)에 결합된다. 심볼 디맵퍼는 상술한 전송경로부에서 심볼 맵퍼와 동일한 맵핑 테이블을 사용하여, 주파수 데이터가 복원되도록 한다. FFT는 또한 심볼 타이밍 추정기를 공급하는 수신 신호강도 지시기에 결합된다. 심볼 타이밍 추정기는 프리앰블 채널을 기초대역 방식으로 하향 변환하는 프리앰블 합성기의 출력에 의해 수신된 신호를 증폭하는 믹서의 출력에도 결합된다. 심볼 타이밍 추정기는 이러한 기초대역 방식의 데이터를 처리한다.

수신 신호의 프리앰블의 첫번째 부분은 변조되지 않은 순 캐리어만을 포함하여, 프리앰블이 시작한다는 지시를 제공하도록 한다. 수신기의 FFT 주파수 빈에서 에너지를 검출한다는 것은 수신기가 버스트를 감시하는데 필요하며, 수신신호강도 지시기(RSSI)의 출력이 심볼 타이밍 추정기로 하여금 수신심볼의 경계를 발견할 수 있도록 하는데 사용된다는 것을 의미한다. 심볼경계가 결정되면, 심볼 타이밍 추정기는 데이터 버퍼내에서 데이터의 적절한 이동을 야기하여, 수신데이터가 다위상 필터로 한번에 하나의 심볼씩 적용되도록 한다. 심볼 디맵퍼로부터 I 및 Q 데이터값을 나타내는 디맵 주파수는 DQPSK 복조기에 결합된다. DQPSK 복조기의 출력은 오리지날 데이터를 복원시켜 그 데이터를 패킷버퍼에 결합하는 비터비 해독기에 결합된다.

본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버는 짧은 기간(예를들면, 4개의 심볼, 여기서 하나의 심볼은 송신기에 의해 출력되는 768개의 복합샘플의 그룹이다)에 걸쳐 동시에 흥미있는 대역(217-220 MHz)내에 다수개의 '티클러'톤(예를들면, 3 ~ 5개의 종래 알려진 캐리어)을 전송한다. 이러한 티클러 톤은 수신하는 스펙트럼 재사용 트랜시버에서 규정된 작용을 초기화하는데 사용된다. 티클러 톤의 각 세트는 다른 각각의 세트와 다르며 다른 트랜시버에 의해 취해진 작용을 한정한다.

티클러 캐리어를 구성하는 채널들이 알려져 있으므로, 그러한(3개의) 채널에 대한 주파수 정보는 FFT로부터 추출된다. I 및 Q 서브채널의 절대값은 합산된 다음 AGC 루프로부터 구동되는 것처럼 AGC 값을 사용하여 규격화된다. 규격화 값은 규정된 심볼너비(예를들면, 4개의 심볼)의 이동 평균값을 받게 된다. 결과적인 평균값은 임계값과 비교된다. 임계값이 초과되면, 출력은 티클러 톤의 검출을 지시하도록 트리거된다.

상기에 표기된 바와 같이, 전송된 버스트의 프리앰블 위상동안, 프리앰블 캐리어 만이 스펙트럼 재사용 트랜시버로부터 전송된 전력을 포함한다. 이러한 시간동안, 소거 채널 할당(CCA; Clear Channel Assesment)동작이 실행되며, 여기서 각 트랜시버는 (주요 사용자로부터 공급된 것과 같은) 에너지 존재를 위하여 217-220MHz 대역을 감시한다. 프리앰블동안, RSSI 및 주파수 옵셋 산정이후에, 대부분의 남아있는 프리앰블은 심볼 타이밍 복원을 위하여 사용된다. 이러한 시간동안, 각 트랜시버의 제어프로세서의 주요 목표는 간섭자(1차 사용자 및 다른 사용자)의 존재를 위하여 217-220 MHz 대역내에서 480-6.25 KHz 채널을 감시하는 것이다.

소거 채널 할당은 마스터 사이트에 의해 편집되고 그럼으로써 네트워크내의 모든 원격 사이트에 분배되는 비간섭(소거)채널의 통용 목록을 발생하기 위하여 마스터 사이트와 원격 사이트 각각에서 실행된다. 하나의 소거 채널만을 전송함에 의해, 트랜시버는 흥미있는 스펙트럼의 임의의 1차 사용자와 간섭하지 않음을 보증한다.

전술한 바와 같이, 각 원격 사이트 트랜시버는 마스터 노드와 통신을 행하고 마스터 노드는 임의의 원격 노드와 통신을 행한다. 이러한 목적을 위하여, 마스터 사이트는 전방향성 안테나를 사용할 수 있으며, 반면에 원격 사이트는 마스터 사이트를 지향하는 지향성 안테나를 사용할 수 있다. 대부분, 원격 사이트는 각각의 다른 전송을 효율적으로 청취할 수 없기 때문에, 가상 캐리어 감지과정이 실행되어 채널에 접근보류를 전달한다. 이러한 메카니즘은 채널의 다중 접근을 협상하도록 사용된다. 가상 캐리어 감지는 심볼주기의 규정된 수(예를들면, 5)에 대해 활동적인 소거 채널의 규정된 패턴에 의해 한정된다.

원격 사이트는 이러한 소거 채널의 패턴을 찾고 채널로의 접근을 시도하지는 않는다. 다른 패턴의 캐리어 감지전송은 채널이 접근요청에 대해 소거하도록 지시하는데 사용된다. 전송을 기다리는 보류메세지를 가진 각 원격 사이트 트랜시버는 채널 접근요청을 시도하기 전에 랜덤한 슬롯 백오프를 통해 응답한다. 원격 사이트가 채널로의 접근이 승인된다면, 마스터 사이트는 신호획득(AOS) 타임아웃 주기동안 원격 사이트로부터 포텐셜 전송을 청취한다. 만약 규정된 타임아웃이 원격 사이트 트랜시버로부터 요청접근이 수신되기 전에 발생한다면, 메세지 전송을 기다리는 어떠한 원격 트랜시버도 없음을 암시한다. 마스터는 송부할 보류메세지가 있다면 마스터 접근만을 송부한다. 다른 한편으로, 만약 원격 사이트 트랜시버가 전송을 기다리는 메세지가 있다면, 타임아웃은 요청전송이 원격 사이트 트랜시버로부터 수신되기 전에 만료하지는 않는다. 그때 마스터 사이트 트랜시버는 원격 사이트에 접근을 승인하며, 원격 사이트의 메세지의 수령이 뒤따르게 된다. 원격 사이트의 메세지가 수신되면, 마스터 사이트 트랜시버는 그들이 유용하게 됨에 따라 규정된 간격 또는 메세지에 티클러 및 비콘 프리앰블을 전송하도록 진행한다.

원격 사이트 트랜시버의 관점으로부터, 원격 사이트 트랜시버는 초기에는 매체 개방 티클러 또는 마스터 접근 티클러를 청취한다. 매체 개방 티클러가 수신될 때, 원격 사이트 트랜시버는 전송을 지연하거나, 또는 랜덤한 개수의 타임슬롯을 백업한 다음, 요청 접근 티클러(그렇지 않으면, 백업 주기동안, 원격은 마스터로부터 접근승인 티클러를 수신하며, 이는 몇몇 다른 원격이 매체의 제어를 얻을 수 있도록 지시한다)을 전송한다. 원격 사이트 트랜시버는 마스터 사이트로부터 접근 승인 티클러를 수신할 때, 감시 상태로 복귀하기 전에 메세지를 전송한다. 마스터 접근 티클러가 수신될 때, 원격 사이트 트랜시버는 마스터로부터의 메세지를 청취한다. 마스터로부터의 메세지가 타임아웃 주기내에 수신되지 않으면, 원격은 티클러를 청취하도록 복귀한다.

도 1은 통신네트워크의 전체구조, 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버를 사용하는 각 단자장치 트랜시버 사이트를 설명하는 도면,

도 2는 본 발명에 따른 스펙트럼 재사용 트랜시버를 설명하는 도면,

도 3은 상관 QPSK에 대한 변화량과 비교하여 DQPSK에 대한 이론적 비트 에러율(BER)의 이중 그래픽도,

도 4는 π/4 DQPSK에 대한 배열을 도시한 도면,

도 5는 다위상 필터가 없는 고속 푸리에 역변환에 의해 생산된 다중캐리어 주파수 스펙트럼을 묘사한 도면,

도 6은 다위상 필터가 뒤따르는 디스크리트 푸리에변환(DFT)에 기초한 신호처리 작동기(예를들면, IFFT)로 쉽게 수행될 수 있는 변조된 필터뱅크구조를 사용하는 통신시스템의 수학적 모델을 설명하는 도면,

도 7은 창처리된 로우패스 원형 필터 임펄스 응답(다위상의 기초)을 도시한 도면,

도 8은 한쌍의 인접한 캐리어 주파수에 대한 변조된 필터뱅크의 합성 스펙트럼 응답을 도시한 도면,

도 9는 본 발명에 따른 삽입되거나 또는 과도하게 샘플처리된 다위상 필터의 구조를 설명하는 도면,

도 10은 샘플 타이밍 에러가 있는 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버내에 사용된 복조기에 대하여 Eb/No 에 대한 비트 에러율을 도시한 도면,

도 11은 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버에 대해 사용된 버스트 프리앰블의 합성을 도시한 도면,

도 12는 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버에 대해 심볼 타이밍 추정기를 통한 신호처리 흐름경로를 도시한 도면,

도 13은 도 12의 심볼 타이밍 추정기의 이동평균 상관기의 출력을 도시한 도면,

도 14는 인접한 채널간섭이 없는 상태에서 심볼 타이밍 추정을 도시한 도면,

도 15는 인접한 채널간섭이 있는 상태에서 심볼 타이밍 추정을 도시한 도면,

도 16은 도 12의 심볼 타이밍 추정기내에서 인접한 채널간섭 거절을 위해 사용되는 로우패스 필터의 40 탭 수행의 스펙트럼 이동함수를 도시한 도면,

도 17은 수신신호강도 지시 알고리즘의 블럭도,

도 18은 도 17의 RSSI 알고리즘의 출력을 도시한 도면,

도 19는 AGC 규격화가 수행되지 않을 때 RSSI 알고리즘의 출력을 도시한 도면,

도 20은 AGC 장치의 정단면부의 배열을 설명하는 도면,

도 21은 인접한 채널간섭이 있는 상태에서 수신신호의 타임영역 파형을 도시한 도면,

도 22는 인접한 채널간섭기에서의 AGC 감쇄값의 효과를 도시한 도면,

도 23은 수신기의 주파수 옵셋이 있는 상태에서 Eb/No 에 대한 비트 에러율 을 도시한 도면,

도 24는 미세 주파수 추정기의 신호처리구조를 설명하는 도면,

도 25는 4개의 순수 캐리어 심볼의 평균값을 냈을 때 5dB의 Eb/No에 대한 미세 주파수 추정기의 정확도를 나타내는 도면,

도 26은 티클러 검출에 대한 신호처리 흐름경로를 나타내는 도면,

도 27은 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버의 일반적인 작동상태도,

도 28은 마스터 사이트 트랜시버에 의해 주기적으로 전송되는 '비콘 프리앰블' 버스트의 내용을 나타내는 도면,

도 29는 마스터 사이트 트랜시버에 의해 전송되는 '초기' 단일 캐리어 버스트의 내용을 나타내는 도면,

도 30은 원격 사이트 트랜시버에 정보전송을 위해 마스터 사이트 트랜시버에 의해 사용되는 기준 메세지 버스트의 내용을 나타내는 도면,

도 31은 '티클러' 버스트를 나타내는 도면,

도 32는 원격 사이트 트랜시버가 통신망을 '결합하는'(또는 재획득하는) 방법을 설명하는 상태도,

도 33은 마스터 노드가 소거 채널의 집합 목록을 유지하고 분배하는 소거 채널 할당 과정의 순서도,

도 34는 원격 사이트 트랜시버의 작동과 관련된 상태도,

도 35는 도 34의 상태도와 관련된 순서도,

도 36은 도 35의 순서도와 관련된 내용 및 백오프도,

도 37은 마스터 사이트 전송와 관련된 상태도이다.

OFDM에 근거한 통신 시스템에 대한 스펙트럼 재사용 트랜시버와 본 발명의 관련된 링크사용 제어메커니즘을 설명하기 전에, 본 발명은 종래의 통신회로와 구성성분, 및 그러한 회로와 구성성분의 작동을 제어하는 관리적 디지털 제어 및 신호처리 회로소자의 규정된 배열내에 주로 남아있다. 결과적으로, 도면에서, 그러한 회로 및 구성성분의 배열, 및 다양한 통신회로와 접촉하는 방법은, 본 발명의 기술분야의 당업자에게 용이한 세부사항까지 공개되지 않도록 본 발명과 관련있는 상세한 사항만을 나타낸, 이해할 수 있는 블럭도에 의해 대부분 설명된다. 그래서, 도면의 블럭도는 편리한 기능적 그룹내에서 주로 본 발명의 다양한 구성성분을 나타내도록 의도되며, 본 발명이 더욱 쉽게 이해되도록 한다.

우선 도 1 을 참조하면, 마스터 사이트-다중 원격 사이트가 배치된 통신네트워크와, 이하에서 서술될, 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버를 사용하는 각각의 단자유닛 트랜시버 사이트를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 네트워크는 마스터 단자 트랜시버 사이트 또는 허브(10)와 다수개의 원격단자 트랜시버 사이트(12)를 포함한다. 상기에서 지적한 바와 같이, 마스터 사이트의 스펙트럼 재사용 트랜시버(10)는 전방향성 안테나를 사용하여, 마스터 사이트의 단자유닛이 임의의 원격 사이트 트랜시버와 통신할 수 있도록 하며, 반면에 각 원격 사이트 재사용 트랜시버(12)는 그 보어사이트(boresight) 축이 마스터 사이트를 향하는 지향성 안테나를 사용할 수 있다. 원격 사이트는 오직 마스터 사이트와 독점적으로 통신하도록 한다.

이하에서 설명되는 것처럼, 마스터 사이트는 마스터 사이트(10)와 각 원격 노드(12)에서 실행되는 소거 채널 할당 과정을 주기적으로 초기화 한다. 이러한 과정은 네트워크의 참여자들에 의해 사용되는 비간섭 또는 '소거' 통신 채널의 목록을 모으는데 사용된다. 소거 채널로 인식되는 것 만을 전송함에 의해, 각 사이트의 트랜시버는 흥미있는 217-220 MHz의 임의의 1차 사용자와 간섭하지 않음을 보증한다.

원격 사이트 트랜시버는 전송하지 않을 때, 마스터 SRT로부터 티클러를 청취한다. 이것은 소거 채널 목록을 통한 연속적인 스탭핑을 요구하지 않는다. 티클러 캐리어의 위치는 먼저 알려지며 소거 채널 목록으로부터 유래된다. 원격이 채널들을 통해 연속적으로 스탭하는 유일한 시간은 결합(통신망 발견)과정 동안의 소거 채널 할당 동안이다.

마스터에 의해 전송된 임의의 메세지의 프리앰블 주기동안, 각 원격 사이트의 트랜시버는 에너지 존재에 대한 217-220 MHz 스펙트럼내의 모든 480-6.25 KHz 주파수 빈을 스캔한다. 규정된 임계값을 초과하는 에너지를 포함하는 임의의 빈은 비 소거 채널로서 가장되는 반면에, 480개의 가능한 남아있는 채널은 소거 채널로써 가장된다.

마스터 사이트 트랜시버(10)는 소거 채널 요청메세지를 통해 소거 채널 목록에 대한 각 원격 사이트 트랜시버를 연속적으로 심문한다. 소거 채널 요청메세지 수신의 응답으로, 각 원격 사이트 트랜시버(12)는 마스터 사이트 트랜시버의 메세지의 프리앰블 부분 동안 획득한 소거 채널 목록을 마스터에게 역으로 전송한다. 마스터 사이트(10)는 모든 원격 사이트 트랜시버의 심문이 완료될 때까지, 부수되는 소거 채널 목록 요청을 통해, 각 원격 트랜시버를 연속적으로 계속해서 심문한다.

그때 마스터 유닛은 '집합' 소거 채널 목록을 생산하도록 모든 심문된 원격 트랜시버로부터 모든 소거 채널 목록들을 논리적으로 결합한다. 이러한 집합 소거 채널 목록은 마스터 사이트의 트랜시버내에 저장되고 모든 원격 사이트 트랜시버로 전파된다. 집합 소거 채널 목록은 각 원격 사이트에 수신될 때, 트랜시버내에 저장된다.

전술한 바와 같이, 마스터 사이트 트랜시버(10)와 원격 사이트 트랜시버(12)는 말단 무선이 소거 채널 목록, 채널 호핑 시퀀스, 및 프리앰블 채널의 공통 세트에 일치됨을 보증하는 동시성 기능을 실행한다. 원격 사이트 트랜시버(12)는 마스터로부터 수신된 네트워크 메세지의 부재에 의해 통신망 동시성의 결핍을 결정한다. 주로, 원격 사이트 트랜시버는 마스터 사이트로부터 네트워크 "박동"로써 수신된다고 기대되는 주기적인 집합 소거 채널 목록을 사용한다. 원격 트랜시버는 또한 수신된 최후 네트워크 메세지로부터 지연된 시간량을 지시하는 카운터를 사용한다. 그런 다음 이들 2개 지시기의 활동수준을 기초로, 원격 사이트 트랜시버는 네트워크와 적절하게 일치되었는지를 판단한다. 만약 원격 사이트 트랜시버가 적절하게 일치되지 않았다고 판단하면, 비초기화 노드에 대하여 정규 초기화 시퀀스가 된다. 원격 트랜시버가 프리앰블 채널상에서 1차 사용자를 검출한 특별한 경우에, 원격 사이트 트랜시버는 대립을 지시하는 메세지를 송부하여, 마스터 사이트 트랜시버 (10)가 남아있는 원격 트랜시버(12)에 소정의 알고리즘을 기초로 다음 프리앰블 채널 참여자에게 물러나는 것을 지시할 수 있도록 한다. 원격 사이트 트랜시버는 마찬가지로 다음 프리앰블 참여자에게 전환된다. 마스터 사이트 트랜시버가 프리앰블 채널상에서 1차 사용자를 검출하는 경우에, 모든 원격 사이트 트랜시버에 메세지 지시기를 송부함에 의해 다음 프리앰블 채널 참여자로의 전환을 초기화한다. 1차 사용자와 대립하고 있지 않은 원격 사이트 트랜시버는 메세지를 수신하여 전환한다. 대립상태의 원격 사이트 트랜시버는 메세지를 수신할 수 없으며 궁극적으로 타임아웃되어 네트워크 동시성의 손실을 공표한다. 이점에서, 그들은 정규 초기화 시퀀스를 초기화 한다.

도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 스펙트럼 재사용 트랜시버의 전체 구조가 송신부(100)와 수신부(200)를 포함하는 것으로 설명된다. 송신부(100)에 입력은 관련된 패킷 버퍼(300)로부터 관련된 시리얼 통신링크로부터 결합되고 원격 트랜시버 사이트에 전송되는 패킷들에 공급된 디지털 정보 패킷이다. 바꿔 말하면, 수신부(200)의 출력은 원격 트랜시버 사이트로부터 전송되는 디지털화된 데이터 패킷이며, 패킷은 패킷버퍼(300)에 결합된다. 통신제어기(400)는 트랜시버의 작동을 관리한다.

송신부(100)를 통한 디지털 신호처리 경로에서, 패킷버퍼(300)로부터의 각 패킷은 초기에는 FEC 유닛(101)에 의해 인코딩하는 전방에러보정(FEC)이 된다. 무제한 실시예로서, FEC유닛(101)은 입력패킷의 종래 나선형의 인코딩을 수행하는 비터비 인코더를 포함한다. 그때 FEC 유닛(101)의 출력은 변조기(102)에 결합된다. 무제한에 따라, 그러나 본 발명의 바람직한 실시예인, 변조기(102)는 DQPSK(differential quaternary phase shift keyed) 변조기로써 수행된다.

DQPSK 사용시 장점은 캐리어 위상 락(lock)이 요구되지 않는다는 사실과; 비상관 복조가 사용될 수 있다는 사실을 포함한다. 또한, OFDM 시스템에서, 위상 불확실성은 캐리어 위상옵셋이나 샘플 타이밍 옵셋에 의해 야기될 수 있다. 샘플 타이밍 옵셋은 캐리어 수가 선형적으로 증가하는 캐리어에 위상 옵셋을 생산한다. DQPSK는 몇몇 샘플 타이밍 동시성 요구를 경감시킨다. 게다가, 대부분의 OFDM 시스템에서의 동시성은 획득하고 추적하는 동안 파일럿 캐리어를 이용한다. 주파수가 단지 제한된 수의 데이터를 포함한 캐리어를 건너뛰는, 본 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버에는 그러한 기술을 사용하지 않는 것이 바람직하다. 이것이 동시성을 더욱 복잡하게 만든다. DQPSK가 이러한 문제들을 제거한다. DQPSK 사용시 단점은 비상관 복조가 대략 3 dB BER 수행 저하를 가져온다는 것이다. 그러나, 트랜시버는 전력이 제한되지는 않는다.

도 3은 상관 QPSK에 대한 변화량(22)과 비교하여 DQPSK에 대한 이론적 비트 에러율(BER) 곡선(21)의 이중 그래프이다. 도시된 바와 같이, QPSK는 더 양호한 수행을 제공한다. 그러나, 본 발명의 전력이 제한되지 않았기 때문에, QPSK와 비교하여 수행에서의 3 dB 감소를 극복하도록 DQPSK로 증가된 이득을 사용할 수 있다.

바람직한 수행에 의거하여, DQPSK 변조기(102)는 π/4 DQPSK를 이용한다. 이것은 변조기(102)에 각 입력이 π/4 , 3π/4 , 5π/4 , 7π/4 각도 배열로 위상이동이 될 것이다. 배열은 도 4에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 예를들면 점 (0.7, 0.7)로부터 천이는 4개의 경로 중에서 어느 하나를 택할 것이며, 그 중 어느것도 0 을 관통하지 않는다. 다음 수학식이 미분 인코딩을 실행하는데 사용된다.

I_n+1 = I_n * i 데이터_n+1 - Q_n * q 데이터_n+1

Q_n+1 = Q_n * i 데이터_n+1 + I_n * q 데이터_n+1

이들 방정식이 통용되는 배열점으로부터 입력 비트쌍(i데이터_n+1, q데이터_n+1)을 주는 인접점으로의 천이를 만든다.

DQPSK 변조기(102)의 I 및 Q 출력은 변조기로부터의 I 및 Q 데이터를 캐리어 호핑 시퀀스(106)에 따라 적절한 캐리어로 맵하는 심볼 맵퍼(103)에 결합된다. 캐리어에 맵핑한 데이터는 '소거 채널' 맵과 호핑 시퀀스에 대한 지식을 요구한다. 위에서 간략하게 지적하고, 이하에서 상세하게 설명되는 바와 같이, 소거 채널 맵은 흥미있는 대역내의 모든 통용되는 '유용한' 주파수의 편집물이며, 여기서 217 MHz ~ 220 MHz 범위의 대역을 구성하는 480-6.25 KHz 공간채널 중의 어떤 것들은 '사용하지 않은'것으로 판단되며 그럼으로서 스펙트럼 재사용 트랜시버에 의해 사용하는데 유용하다. 통신제어 프로세서는 2차원 멀티바이트 어레이를 맵퍼(103)에 소거 채널 맵으로서 공급한다. 맵핑 어레이내의 각 비트는 이하에서 설명되는 바와 같이, 각각의 채널이 소거되었는지 그럼으로서 사용에 유용한지, 또는 피해야 하는지를 지시한다. 호핑 시퀀스는 다항식 발생기와 개시 시드값에 의해 규정된 의사 랜덤 시퀀스에 의해 결정된다.

제어 프로세서는 상기의 정보를 주는 FEC 인코더 데이터를 전송하는데 사용될 수 있는 유용한 캐리어의 시퀀스를 산정한다. 이러한 산정은 (예를들면, 메세지 버스트가 전송됨에 따라 실시간이 아닌) 오프라인으로 실행된다. 최대 길이 패킷은 대략 700 바이트이다. 예를들어 480개의 캐리어 중에서 8개가 패킷을 전송하는데 이용되고, FEC 코드율이 1/2이라고 가정한다면, 1 바이트는 하나의 심볼로 전송될 수 있다. 이것은 프리앰블을 포함하지 않는 700개의 심볼 전송을 하게된다. 테이블은 PN 시퀀스의 주기가 지시함에 따라 더 짧게 된다. 테이블내의 각 엔트리는 캐리어 주파수 인덱스(다중 비트(예를 들어 16 비트)값으로 저장됨) 라고 가정한다.

패킷을 송신하는 동안, 이 룩업 테이블은 어떤 캐리어를 사용할 것인지를 선택하기 위해서 사용되어 진다. 같은 작동이 앞으로 설명되는 바와 같이 어떤 캐리어가 받아들여졌는가를 유도해 내기 위해 트랜시버의 복조기 경로에서 수행된다. DQPSK 변조기(102)로부터 I/Q 데이터의 각 쌍이 검색되어 지기 때문에, 이 데이터에 대한 적합한 캐리어를 위치 시키기 위해 심볼 맵 룩엎 테이블이 판독된다. 그 값은 변조한 필터 뱅크(110)의 하향 푸리에 역변환(IFFT 또는 FFT^-1) 유닛(111)을 위한 (512) 샘플 입력 벡터를 고정시키기 위해 사용되어지는 배열에 인덱스로서 쓰인다.

심볼 맵퍼(103)의 캐리어 출력들은 각 전송 버스터 기반에 따라 작동하는 곱셉기를 획득하기 위하여 결합되고 원격지와의 라디오 방송 링크를 완성시켜서 다른 링크들과의 간섭을 회피하기 위해 전력 수준을 최소화하는데 쓰인다. 이러한 목적에서, 제어 프로세서에 의해 탑재되는 이득값 테이블(105)에 저장되는 이득값들의 세트를 받아들이기 위해 이득 곱셈기(104)가 더 연결된다. 오버타임, 먼 지역에 전력의 동적 조절을 허용하기 위해 통계학이 비트 오차 비율(BER)로 동원될 수 있다. 또한, 전력이 버스터내에서 제어되어 프리앰블이 최고 전력에서 송신될 수 있다.(예를 들면, 하나의 6.25KHz 캐리어 당 2W) 버스터의 데이터-운반부는 서브캐리어 당 0.25 W로 정상적으로 송신될 수 있다.

이득 곱셈기의 출력은 IFFT 유닛(111)으로 구성되고 다위상 필터(112)와 관련된 변조된 필터 뱅크(110)에 연결된다.(다위상 필터가 변조된 필터 뱅크로서 고속 푸리에 역변환 함수의 출력에 위치함을 수학적으로 나타낼 수 있다.) 위에서 지적하였듯이, 여기서 기술하는 실시예에서는, 본 발명은 합산하여 480 개의 유용한 캐리어들을 산출하면서 6.25 KHz의 인접 캐리어 간의 거리로 217 ~ 220 MHz의 주파수 대역내에서 작동한다. 그러나, 이 유용한 주파수의 기본적인 갯수 중에서 상대적으로 작은 부분의 캐리어(예를 들면, 열두개에서 수십개의 채널)만이 실질적으로 사용되어질 수 있다.

217 ~ 220 MHz의 주파수 대역내에 480개의 캐리어를 수용하기 위해서, IFFT 유닛(111)은 바람직하게는 512 포인트 IFFT로 구성된다. 도 5는 다위상 필터가 결여된 IFFT에 의해서 생산된 다중 캐리어 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 거기에 나타난 바와 같이, 중앙 주파수의 인접한 쌍인 41과 42에 있어서, 측면 로브 크기는 제한되지 않으며 스펙트럼 형상의 형식에 대한 필요성(측면 로브 봉쇄)을 요구하는 인접 주파수 대역의 상당 부분을 차지한다. 이것은 특별히 IFFT가 시간 영역에서 sin(x)/x 형상의 주파수 스펙트럼으로 귀착되는 직사각형 윈도우를 채용하는 전통적인 OFDM의 경우에 있어서 사실이다. 이 기능의 측면 로브 성능은 첫째 측면 로브가 메인 로브로부터 단지 13 dB 떨어지는 정도로 상대적으로 부실하다. OFDM의 적용은 IFFT 출력의 부족한 측면 로브 성능에 관련된 것이 아님을 주의해야 한다. 이것은 전통적인 OFDM 모뎀들이 전체적인 주파수 대역에서 사용되어지기 위해 설계되었기 때문이다.(본 실시예에서는, 217 ~ 220 MHz) 측면 로브들은 관심 주파수 대역의 바깥쪽에서 감소되어야 하고, 이것은 IFFT 후의 간단한 밴드패스 필터를 통해 이루어진다. 본 발명에서는, 전체 대역으로의 접근이 없으며 각각의 스펙트럼 재사용 트랜시버는 관심 주파수 대역에서 작업하는 등록된 사용자들을 피해야 한다. 그러므로, 스펙트럼 형상화는 중요해진다.

OFDM 변조기 출력의 스펙트럼을 형상화하는 몇몇 방법이 있지만, 본 발명의 트랜시버에는 다위상 필터링이 채용되었다. IFFT의 출력에 위치하는 다위상 필터는 변조기 필터 뱅크로서 작용함을 나타낼 수 있다. 이것은 로우패스 필터 원형으로 부터 다위상 필터가 설계되는 동안 다위상 필터는 로우패스 원형의 주파수 변형 버젼 밴드패스 필터들의 뱅크가 됨을 의미한다. 도 6은 변조된 필터 뱅크 구조을 채용한 통신 시스템의 수학적인 모델을 도식적으로 나타낸 것이다. 거기에 나타난 바와 같이, 로우패스 필터 작동기(H(z))을 포함하는 송신기(51)에 기반한 이산 푸리에 역변환은 수신 단부가 보조 로우패스 필터 작동기(H^-1(z))를 갖춘 수신기(52)에 기반한 DFT를 포함하는 통신 채널(50)의 송신 단부에 연결된다.

본 발명에 따라서, 도 6의 수학적인 모델에서의 로우패스 원형 함수(H(z))는 측면 로브들을 더 감소시키기 위해 터키 윈도우(α = 5)로 곱해진 6 심볼 와이드 보간 또는 오버샘플된 루트-상승 코사인 필터로서 고안되어졌다. 도 7에 나타난 바와 같이, 윈도우 필터 메커니즘의 로우패스 임펄스 응답은 캐리어의 일부분만이 이용되고 인접 캐리어로의 스펙트럼 누출이 최소화되는 IFFT를 사용하는데 특별히 적합하도록 메인 로브의 양측 부분에서 상대적으로 편평한 특성에 빠르게 정해진다. 그러한 윈도우 필터는 우수한 측면 로브 성능을 가지고 있을 뿐 아니라 거의 영(zero)인 심볼간 혼선(ISI)을 유지한다.

한 쌍의 인접 캐리어 주파수들을 위한 변조된 필터 뱅크(110)의 합성 스펙트럼 응답은 도 8에 나타나 있다. 거기에서 볼수 있는 바와 같이, 캐리어 분열이 2 또는 3 캐리어 증가분만큼 증가되어 짐에 따라, 측면 로브 억제가 매우 중대해진다.(85에서 100 dB 감소)

즉, 본 발명이 데이터를 OFDM과 어느정도 동일한 주파수 호핑 캐리어들로 분할하기 위한 효과적인 방법으로써 IFFT와 다위상 필터의 조합을 채용함에도 불구하고, 발명의 스펙트럼 재사용 트랜시버는 모든 가능한 캐리어들을 이용하지는 않는다.(512 포인트 IFFT를 위해서 512) 사실, 본 예의 217 ~ 220 MHz 주파수 대역에서, 단지 480개의 유용한 캐리어들만이 있다. 위에서 지적된 바와 같이, 이것들의 제한된 수의 부분만이 사용되어진다.

도 9는 본 발명에 따른 보간 또는 오버샘플 다위상 필터의 아키텍쳐를 도식 적으로 표시한다. 거기에 도시된 바와 같이, 각각의 필터 섹션은 보간된 캐리어 값을 인식하기 위해 출력들이 합산되는 계수 곱셈기들에 연결되는 각자 Z^-1단계 출력들인 6 단계 지연선으로 구성된다. 본 예에서, 50%까지 오버샘플링이 있다. 즉, 보간 인자는 1.5배이다. 그리하여 본 예의 M = 512 포인트 IFFT를 위해서는 정류자(81)가 반시계 방향으로 768번(즉, 512 IFFT 출력 샘플들을 통해서 각 심볼마다 1.5번의 단계를 거친다.) 회전되어 768개의 샘플을 생산한다. 그러므로, 샘플링 비율은 1.5의 인자로 증가한다.

6개의 개별 성분 지연선(Z^-1) 단계에 놓여진 IFFT에 의해 생산되는 512 복소수값들과 함께, 주어진 지연선의 내용들은 6개의 복소수 성분들의 벡터를 형성하고, 원형 필터로부터 계산된 768 다위상 필터 구성요소들이 있다.(도 9에 C_i로 도시됨.) 그러므로, 각각의 다위상 필터 구성요소는 6개의 복소수 성분들을 포함한다. IFFT가 실행될 때 마다, 정류자는 모든 768 복소수 필터들을 통해 1회전할 것이다. 정류자가 주어진 IFFT 샘플을 선택할 때마다, 각 지연선의 내용들은 구성요소 필터(즉, 벡터의 내적으로서)로 곱해지며, 하나의 다위상 필터 출력 샘플을 형성하기 위해 함께 합쳐진다.

다위상 필터의 출력은 30-2 보간기(114)에 연결된다. 이 보간기의 사용은 IFFT에서의 신호 처리의 계수들과 관심 캐리어 스펙트럼에 기반한다. 본 예에서, 6.25 KHz의 캐리어 간격과 1.5의 보간 인자로, 유효한 IFFT 비율은 6.25 KHz/1.5, 또는 4.1 KHz의 차수이다. FFT 비율에 상응하는 유효한 샘플 비율은 FFT 크기를, 보간 인자를 즉, 복소수 데이터 스트림이 다위상 필터(112)를 떠나는 비율은:

샘플비 = (6.25 KHz/1.5) * 512 * 1.5 = 3.2 MHz

이 데이터 스트림은 데이터가 70MHz의 중간 주파수로 디지털적으로 번역될 수 있도록 상향 샘플링되어야 한다. 이러한 목적에서, 3.2 MHz 데이터 스트림은 보간기(114)의 출력에서 102.4 M 샘플/초의 보간 샘플 비율을 인식하기 위하여 32의 성분에 의하여 디지털적으로 상향 샘플링된다. 보간기(114)의 출력은 70 MHz의 중간 주파수에 주파수 번역을 수행하는 디지털 믹서(115)에 의해 변환된다. 믹서(115)의 출력은 밴드패스 필터(117)에 의해 필터링되고 디지털-아나로그 변환기(DAC)(118)에 적용된다. DAC(118)의 출력은 송신을 위해 바람직한 217 ~ 220 MHz 송신 주파수대로 주파수 번역기(119)를 통해 번역된다.

트랜시버를 통한 수신 신호 경로 방향은 일반적으로 위에 기술한 송신 경로와 보완적이다. 특별히, 217 ~ 220 MHz 송신대역에서 수신된 신호는 수신된 신호를 IF로 하향-변환하는 주파수 번역기(119)에 연결된다. 주파수 번역기(119)의 출력은 디지털 믹서(121)에 적용된 기초대역 디지털화된 출력을 생산하는 아나로그-디지털 변환기(ADC)(120)에 연결된다. 디지털 믹서(121)는 합성기(122)의 출력에 따라서 수신된 신호를 더 하향-변환하고 위에 기술한 바와 같이, 즉 3.2 MHz, 다위상 필터(112)에 의한 출력과 같은 주파수의 출력인 하향-변환된 출력을 데시메이터 유닛(123)에 적용한다.

수신된 기초대역 데이터 스트림은 시간 보정 완충기(124)에서 완충되고, 심볼 타이밍 추정기(125)(도 12를 참조하여 아래에 기술됨)의 제어아래 판독되어지 고, 출력이 FFT 유닛(127)에 연결된 다위상 필터(126)에 적용된다. FFT 유닛(127)의 출력은 수신 경로에 있는 3개의 신호 처리 작동기들에 연결된다. 첫번째는 주파수 옵셋 추정기(128)인데, 앞으로 기술하겠지만, 그 출력은 합성기(116, 122)에 연결되며, 성기고 밀집한 주파수 추정을 수행하기 위해 실행한다. 인접 캐리어 공간의 규정된 분수(예를들면, 1/2) 내로 주파수 옵셋을 감소시키기 위하여 성긴 주파수 추정을 수행하고; 프리앰블만의 순수한 캐리어 부분에 기초하여 정밀 주파수 평가가 버스트-바이-버스트로 실행된다.

좋은 주파수 추정이 기호와 기호간 캐리어의 변화를 관찰함으로써 실행되었다. 4 개 이상의 기호들에 대한 위상 변화가 좋은 주파수 옵셋추정으로써 사용되었다.

FFT 유닛(127)의 출력이 연결된 2번째 신호 처리 작동기는 심볼 디-맵퍼이다. 심볼 디-맵퍼는 심볼 맵퍼(103)로서 같은 맵핑 테이블(106)을 이용하여, 주파수 데이터가 복원될 수 있다. 3번째 신호 처리 작동기는 심볼 시간 추정기(125)에 공급하는 수신 신호 강도 표시기(RSSI) 유닛(130)이다.

심볼 타이밍 추정기(125)도 믹서(133)의 출력과 결합되고, 이는 수신된 신호와 프리앰플 합성기(134)의 출력을 곱하고, 심볼 타이밍 추정기가 자체의 기능을 수행할 수 있도록 프리앰블에서 에너지를 추출하곤 한다.

수신된 신호의 프리앰블의 제 1 부분이 순 캐리어이고, 이는 프리앰블의 시작을 나타내는 것이기 때문에, 주파수 빈에서의 에너지 검출은 수신기가 버스터를 감시할 필요가 있음을 의미하고, RSSI 유닛(130)의 출력은 심볼 타이밍 추정기 (125)가 수신된 심볼의 경계를 찾도록 한다. 본 발명의 계수에서, 심볼당 768개의 샘플들이 수신기로 공급되나, 심볼의 경계는 알 수 없다. 심볼 타이밍이 심볼 타이밍 추정기(125)에 의해 추정되는 방식이 이하에서 설명된다(도 12). 한번 심볼 경계가 알려지면, 심볼 타이밍 추정기는 필요에 따른 버퍼(124)내의 적절한 데이터 쉬프트가 다위상 필터(126)의 시간내에서 수신된 데이터의 한 심볼에 인가되도록 한다.

심볼 디-맵(129)로부터의 데이터 값인 디-맵 주파수 대표(I, Q)는 복조기(131)와 결합되고, 본 발명에서 이는 DQPSK 복조기이다. DQPSK 복조는 위상차가 주어진 캐리어에서 심볼(I_k, Q_k) 및 (I_k-1, Q_k-1)로부터 유도되는 불분명한 개요이고, 각 데이터 운반 캐리어에 대해 이전 (I, Q)의 저장을 필요로 한다. 차동 QPSK 복조를 수행하기 위한 알고리즘이 이하의 수학식에 의해 주어진다:

I 데이터_n+1 = 사인(Q_n+1 * Q_n + I_n+1 * I_n)

Q 데이터_n+1 = 사인(Q_n+1 * I_n + I_n+1 * Q_n)

DQPSK 복조기(131)의 출력은 비터비 디코더(132)에 결합되고, 이는 원래 데이터를 복원하여 데이터를 패킷 버퍼에 결합시킨다.

앞서 간략히 설명한 바와 같이, 심볼 타이밍 추정기(125)는 필요에 따른 탄력 버퍼(124)내의 적절한 데이터 쉬프트가 다위상 필터(126)의 시간내에서 수신된 데이터의 한 심볼에 인가되도록 한다. 앞서 기술하였듯이, 심볼은 512개의 샘플들에 대응되고, 이는 트랜시버 경로에서 IFFT(111)의 한번 실행을 일으킨다. 수신경로에서 완벽한 심볼 타이밍이 얻어진다면, 같은 512개의 샘플들이 FFT 유닛(127)내로 입력될 것이다. 심볼 타이밍 에러는 FFT에 입력된 512개의 샘플들이 진정으로 전송된 심볼로부터 옵셋된 일정 수의 샘플들이라는 것을 의미한다.

FFT(127)의 다운스트림 처리과정의 대부분은 FFT(127)로 입력된 데이터가 심볼-배열이기를 요구하기 때문에, 심볼 타이밍의 추정은 결정적이다. 만약 심볼이 배열되지 않았다면, 심각한 수행결과의 저하가 일어날 것이다. 첫째로, FFT에 나타나는 심볼이 2개의 다른 심볼들로부터의 샘플을 갖기 때문에, ISI가 일어날 것이다. 또한, 심볼 타이밍 옵셋이 포스트 FFT 데이터에서의 주파수에 대해 선형적으로 증가하는 위상 옵셋을 생성할 것이다. 심볼 타이밍 복원의 또 다른 문제점은 인접 채널 간섭(ACI)이다. 심볼 타이밍 복원 알고리즘은 ACI의 출현에 대해 수용 가능하도록 수행되어야만 한다.

도 10에 그려진 BER 곡선은 복조기가 심볼 타이밍 에러에 얼마나 민감한가를 나타낸다. 그림에서 도시된 바와 같이, 심볼 과정중 16.7%의 심볼-타이밍 옵셋이 약 2 dB의 성능 저하를 초래할 것이다. 심볼의 16 %내에서 잘 떨어질 것이라는 추정을 심볼-타이밍이 제공하도록 기대된다.

심볼 타이밍의 복원을 돕기 위해, 도 11에 도시된 바와 같이 각 전송 버스터의 프리앰블은 +1과 -1이 교대되는 복수의 N 심볼(여기서 N은 약 32이다)을 포함한다. 프리앰블 채널을 기초대역으로 하향 변환하기 위하여, 심볼 타이밍 추정기는 도 12에 도시된 신호 처리 흐름을 채택한다. 이것은 로우패스 필터링이 ACI를 감쇠시키는 것을 허용한다. 결과신호는 잡음, 위상/주파수 옵셋 그리고 로우패스 필터를 통과하는 모든 ACI에 의해 저하된 교대 +1/-1 심볼들이다.

도 12에 도시된 바와 같이, 믹서(133)의 출력은 로우패스 필터(141)를 통해 이동 평균(MA) 상관기(142)에 결합되고, 이는 프리앰블 채널에 가까운 근처의 1차 사용자에 의해 유발될 수 있는 간섭을 배제하도록 한다. MA는 한 심볼이 기다란(즉, I와 Q 데이터의 768개의 샘플들) 윈도우이다. MA 상관기(142)의 출력이 도 13에 도시된다. 도 12에서 각 최소값은 MA 윈도우가 심볼 변이점 상에서 중심으로 자리잡을 때를 나타낸다. (도 13에서, 최소는 각 96 샘플들마다 일어남을 알아야 한다. 시뮬레이션 시간을 합리적으로 만들기 위해서는 64-캐리어 시스템이 시뮬레이션되었다.) 이동 평균 상관기(12)의 출력은 최소값을 찾기 위해 한 심볼에 대해 143에서 감시된다. 최소값의 샘플 인덱스는 144에서 저장되고, N 동작의 평균은 145에서 심볼 타이밍 추정으로서 제공된다. 앞서 지적한 바와 같이, 이러한 결과는 심볼 배열을 제공하기 위하여 버퍼(124)내의 데이터를 필요에 따라 조정하거나 쉬프트하는데 사용되곤 한다.

잡음의 출현에서, 최소값에 대한 샘플 인덱스는 변할 것이기 때문에, 최종 추정을 얻기 위해 다중 심볼들이 함께 평균내어진다. 시뮬레이션 결과는 심볼 타이밍 추정기가 잡음에서도 잘 동작되고 있음을 나타낸다. 프리앰블의 전송 전력은 버스터의 데이터 운반부 보다 10 dB 가 높음을 알아야 한다. 프리앰블 동안, 한개의 캐리어만이 데이터를 전송하는데 사용된다. 따라서, 출력 전력의 총 2 W는 프리앰 블 캐리어 상에 전송될 수 있다. 도 14는 인접 채널의 간섭없는 상태에서 심볼 타이밍 추정을 그린 것이고, 프리앰블 동안 15 dB의 Eb/No를 나타낸다. 이것은 Eb/No가 버스터의 데이터 운반부 동안에 5 dB 임을 의미한다. 실제로, FCC는 채널당 전력의 양을 프리앰블 동안 14 dB의 Eb/No를 초래하는 2 W로 제한한다.

도 15는 인접한 채널 간섭의 있을 상태에서 심볼 타이밍의 수행을 그린 것이다. 도 15에 그려진 데이터를 도 14와 비교함에 따라, 심볼 타이밍 추정기는 잡음이 나타날 때 매우 잘 수행됨을 볼 수 있고, 이는 도 12의 로우패스 필터(141)는 수행에 있어 결정적임을 의미한다. 도 12에 도시된 40개 탭의 로우패스 필터의 트랜시버능이 도 16에 도시된다. 시뮬레이션 결과는 64-캐리어에 관한 것이고 이로서 시뮬레이션 횟수는 합당한 것임을 다시 알아야 한다. 도 16의 필터 특성은 512-캐리어 시스템에 대해 샘플링 속도가 더 크기때문에 더욱 복잡하게 될 것이다. 비록 더 많은 계수가 필요하더라도, 심볼 타이밍 필터의 구현은 10분의 1 정도의 샘플 속도로 기꺼이 달성된다. 심볼 타이밍 추정 정확도가 심볼의 6분의 1내에서만 필요하기 때문에 이것은 받아들일 수 있다.

전송 버스터의 기간동안, 심볼 타이밍은 드리프트되고, 이는 버스터의 데이터-운반부 동안 심볼 타이밍을 추적하는 것이 필요한지 여부에 관한 문제점으로 떠오르게 된다. 분석은 버스터의 주어진 최대길이와 발진기의 주어진 정확도를 나타내기 때문에, 추적을 할 필요는 없다. 한번 심볼-타이밍 추정이 계산되어 버스터의 초기에 적용되면, 심볼 타이밍은 잔여 버스터에 대해 추적될 필요가 없다.

앞서 지적한 바와 같이, 프리앰블중 순 캐리어 부분을 검출하는데 사용되는 수신신호 강도 지시기(RSSI) 유닛(130)은 복조기가 들어오는 버스터(즉, 시작 주파수 옵셋 추정)를 처리하기 시작하도록 트리거한다. 목표는 가능한 적은 심볼에서 버스터 프리앰블의 순 캐리어 부분을 쉽게 검출하는 것이다. 1차 사용자는 AGC 유닛(135)이 원하는 SRT 수신 신호를 감쇠하도록 하기 때문에 검출과정은 RF 전면 및 AGC 유닛(135)에 직접 연결된다.

AGC 회로(135)와의 연결성을 나타내는 RSSI 유닛(130)의 블럭도가 도 17에 도시된다. 앞서 지적한 바와 같이, 이러한 유닛은 프리앰블의 순 캐리어 부분을 검출하도록 한다. 미리 알고 있는 것은 캐리어의 주파수(즉, 캐리어 주파수에 대응하는 FFT의 주파수 빈의 식별)이다. RSSI 유닛으로의 입력은 IF 전단을부터 유도되고, 이는 AGC 감쇠기(201)에 결합도며, 그 출력은 ADC(202)에 의해 디지털화되어 디지털 하향-변환기(DDC)(203)를 통해 FFT 유닛(204)에 결합된다. DDC의 출력은 AGC 감쇠기(201)를 조정하기 위해 AGC 제어루프(205)에 결합된다. 이것은 또한 선형 변환기(206)를 포함하는 정규화기 경로와도 결합되고, 그 출력은 믹서(208)로 보내지는 곱셈기/믹서(207)로 보내지는 1/X 분할기를 통해 결합된다 FFT 유닛(204)의 출력도 믹서(208)에 결합된다.

AGC의 전단이 원치 않는 인터페이스로부터의 에너지를 포함하는, 수신되어진 모든 캐리어에 영향을 미치기 때문에, 복수의 심볼들(예를 들어, 본 발명에서는 4)에 대해 평균 동작을 수행하는 것이 필요하다. 이러한 목적을 위해, 믹서(208)의 출력은 4-심볼 이동평균(MA) 필터에 결합되고, 이는 어떠한 에너지가 프리앰블 채널 빈으로부터 나오더라도 4개 심볼에 대해 평균을 구하려 한다. 그 다음, 이동 평 균 필터의 출력은 유닛(211)에서 임계값과 비교된다. 임계값을 초과할 때마다, RSSI 출력은 트리거된다.

도 18은 이동 평균을 정규화한 RSSI의 도식적으로 그린 것이다. 여기서 도시된 바와 같이, 프리앰블 캐리어가 나타나는 동안, 전력 수준에서 매우 두드러진 증가가 있고, 이는 버스터의 시작에서 검출된다. 앞서 설명하였듯이, 그리고 도 17에 도시되었듯이, 프리앰블 캐리어 검출기는 자동 이득 제어와 결합되고, 이는 전체 주파수 대역에서 전력을 감시한다. 이러한 전력은 아날로그-디지털 변환기(202)를 포화시키거나 또는 정보가 상실되지 않아야 한다. 따라서, AGC 루프는 입력 전력을 검출하고, 그리고 AGC 감쇠기(201)를 조정함으로서, ADC는 포화되지 않는다. AGC 감쇠의 전단은 앞서 설명한 정규화 회로에 의하여 효과적으로 제거되고, 이는 AGC 보정 출력도 제공되는 것이다.

정규화의 중요성은 AGC 정규화가 수행되지 않은 경우에 대해 도 17의 이동 평균 필터(210)의 출력을 나타내는 도 19를 참조함으로서 알게 될 것이다. 도 18과 도 19의 비교로부터 AGC 정규화가 평균 프리앰블 전력의 매우 강한 식별을 제공하려 한다는 것을 알게 될 것이다.

도 20은 AGC 유닛의 전단의 구성을 도식적으로 나타낸 것이다. AGC 유닛의 전단(211)은 I와 Q 데이터의 절대값을 취하고, 절대값 데이터를 이동 평균 조작기(222)로 보내며, 이는 한 심볼(본 실시예에서는 768개의 샘플)의 평균을 유도해 낸다. 이것은 전력 수준의 기준단위를 제공한다. 에러값을 제공하기 위해 224에서 이러한 평균으로부터 목표값(223)이 감산된다. 이러한 에러값은 226에서 빠른 공 격, 느린 감쇠 이득 조정(225)을 필요로 하고, 227에서 목표 AGC 제어 출력을 제공하기 위해 필터링된다.

도 21은 결과 시간영역의 파형을 나타내고, 앞서 설명한 바와 같이 교호적인 +1과 -1의 시작에서 순 캐리어를 포함한다. 파형중 큰 크기부분은 인접한 간섭을 구성한다. 관건은 AGC 동작이 간섭을 얼마나 잘 감쇠시키느냐 하는 것이다. 이것은 도 22에서 파형으로 도시되고, 여기서 감쇠기 전단은 앞서 설명한 바와 같이 포화로부터 ADC를 방지하기 위하여 간섭 주파수의 시작에서 심하게 하향 구동(빠른 공격)된다. 인접한 채널 간섭이 없어지자 마자 도시된 바와 같이 전력 램프는 보충된다.

만약 하향-변환기가 512-캐리어를 구성하는 기초대역 데이터로 정확히 주파수 변환되지 못한다면, 수행결과의 저하가 있을 것이다. 도 23은 수신기에서 주파수 옵셋이 있을 때 BER 수행결과에 무슨 일이 일어나는지를 보여준다. 도면은 캐리어 간격의 퍼센트로서 정의되는 여러 주파수 옵셋들에 의해 야기되는 성능저하를 나타낸다.

이 문제를 보정하기 위하여, 본 발명은 비정밀 주파수 추정 및 정밀 주파수 추정을 수행한다. 비정밀 주파수 추정은 주파수 옵셋을 인접 캐리어 간격(본 실시예에서는 6.25 KHz)의 소정의 비율(예를 들면 1.5) 안에서 줄이도록 한다. 그리고, 정밀 주파수 추정은 FFT 후의 프리앰블 데이터를 조작하여 만들어질 수 있다.

비정밀 주파수 추정 작동은 스펙트럼 티클러 트랜시버가 처음 배치되었을 때 모뎀 시험 연습 중에 FFT 감시를 프리앰블의 시작에 놓는 것을 수반한다. 시험 중 에, 유닛은 데이터 패킷을 받지 않고, 그러나 대신 입력 버스트를 감시하고 비정밀 주파수 옵셋 추정을 수행한다. 프리앰블의 위치는 네트워크 결합 과정을 통하여 발견되지만, 주파수 옵셋이 있을 수 있다. 프리앰블에서 에너지는 예상된 주파수 빈에서 예정대로 나타날 것이다. 이 경우 주파수 옵셋은 없다. 그러나 에너지의 일부는 인접 채널에서 보일 수 있다. 이것은 하향 변환기 국부 발진기가 주파수 이동이 필요하고, 그리하여 모든 에너지가 수신기 FFT의 예상된 빈에 보여야 하는 것을 가르킨다. 복조기는 알려진 프리앰블 채널을 포함하는 주변의 작은 채널 그룹에서 전력을 찾는다. 수신기에서 FFT의 전력은 프리앰블에 위치하도록 이용된다. 평균 전력 수준은 이 채널들(FFT 빈들)에서 감시된다. 목적은 프리앰블을 찾고 프리앰블을 원하는 FFT 빈으로 이동시키는 디지털 하향 변환을 조절하는 것이다. 신호 전력의 대부분이 원하는 FFT 빈에 한정되었을 때 성공이 선언된다. 원격 수신 디지털 하향 변환 및 원격 송신기 디지털 상향 변환 둘 모두 이 주파수 옵셋에 기초하여 조절되는 것이 주의되어야 한다. 이것은 상향 링크와 하향 링크 모두에서 주파수 옵셋을 제거할 것이다.

비정밀 주파수 획득이 완결되면, 버스트는 완전히 복조될 수 있다. 이 순간에서, 정밀 주파수 추정이 프리앰블만의 순 캐리어 부분에서 버스트-바이-버스트에 기초하여 수행된다. 정밀 주파수 추정은 심볼과 심볼 사이에 캐리어의 위상의 변화를 찾는 것에 의하여 수행된다. 4 개의 심볼에서 위상 변화는 정밀 주파수 옵셋 추정으로 사용된다.

이것은 도 24에 도시되는 것처럼 입력되는 I 및 Q 순 캐리어 데이터의 위상 각 Θ를 계산하기 위하여 CORDIC 연산기(231)를 사용하여 달성된다. CORDIC 과정은 심볼 비율(즉 본 실시예에서 6.25KHz/1.5) 및 4 개의 심볼에서 평균된 결과 위상각에서만 실시되는 것이 필요하다. 위상차는 232에서 계산된다.

도 25는 4 개의 순 캐리어 심볼에 대하여 평균하였을 때 5 dB의 Eb/No를 위한 정밀 주파수 추정기의 정확도를 도시한다. 도 25는 앞에서 참조된 도 23에서 마름모 곡선으로 도시된 0.01(0.01 × 6.25 Khz) 변화를 도시한다. 이것은 한 번의 추정이고, 버스트 동안 추적은 필요하지 않다.

앞에서 지적된 것처럼, 본 발명은 짧은 기간(예를 들면 도시된 4 개의 심볼) 동안 동시에 수신된 관심있는 (217 ~ 220 MHz) 대역에서 ‘티클러’ 톤 다수(예를 들면, 3 ~ 5의 미리 알려진 캐리어)를 수신하는 사이트의 수신기의 활동을 초기화하는 목적으로 사용한다. 문제는 어떻게 이 에너지를 검출하는가이다. 초기에, 마스터 사이트에서 규정될 티클러 캐리어로 구성된 채널이 원격 사이트로 주어지는 것이 지적되어야 한다. 도 26에서 도시되는 것처럼, 그 채널에 대한 주파수 정보는 FFT로부터 추출된다. I 및 Q 서브채널의 절대값이 251에서 합산되고 그리고 앞에서 언급된 AGC 루프로부터 구해진 AGC 값을 사용하여 252에서 정규화된다. 그리고 정규화된 값은 소정의 심볼 폭(본 실시예에서 4 개의 심볼)에 대한 이동 평균으로 253에 제시된다. 결과로 나온 평균은 그리고 254에서 기준과 비교된다. 기준이 초과되었다면 출력은 티클러 톤의 검출을 표시하는 것으로 된다.

앞에서 언급된 스펙트럼 재사용 트랜시버 복수를 포함하는 네트워크에서 방법이 구성되고, 그리고 통신이 마스터 사이트와 상응하는 원격 사이트 사이에서 수 행되는 것이 도 27 ~ 37을 참조하여 서술될 것이다. 앞에서 지적된 것처럼, 본 발명의 네트워크는 하나의 마스터 사이트에 기초한 스펙트럼 재사용 트랜시버 및 하나 이상의(대개는 다수의) 원격 사이트에 기초한 스펙트럼 재사용 트랜시버로 구성되어 있고, 모든 통신은 마스터 사이트와 원격 사이트 사이에서 수행되며, 원격 사이트 사이에서는 통신이 없다.

도 27의 상태도에서 도시되는 것처럼, 트랜시버가 상태(271)로 전력이 공급되었을 때, 트랜시버는, 마스터 트랜시버로 또는 원격 사이트 트랜시버로 작동할지에 대한 관련된 제어 프로세서로부터 명령 또는 프로세서간 통신(IPC)을 기다리는 대기 모드에 있다. 트랜시버가 마스터로 작동하는 경우, 상태(272)로 진행하고, 그리고 후술하는 것처럼 마스터 트랜시버는 네트워크 초기화 및 감독 기능을 수행하도록 진행한다. 원격 사이트로 작동하는 경우, 트랜시버는 상태(273)로 진행하고, 마스터 사이트 트랜시버와 ‘네트워크 결합’ 과정을 수행한다. 후술되고 ‘프리앰블 결합을 위한 탐색’ 루프(274)에 의하여 나타나는 것처럼, 이것은 네트워크에 결합하려는 원격 사이트를 그렇게 하도록 하는 목적으로 마스터에 의하여 주기적으로 송신되는 소정의 ‘비콘 프리앰블’ 버스트(후술)를 위한 탐색을 수반한다. 원격 사이트가 네트워크에 결합된다면, 상태(275)로 진행하고, 후술되는 것처럼, 마스터에 의하여 폴링되었을 때, 마스터와 데이터 메세지를 교환하는 능력을 가지게 된다.

전술되었던 것처럼, 본 발명에 따르면, 통신 네트워크 자신의 결합을 포함하는 모든 행위는 마스터 사이트 트랜시버에 의하여 초기화된다. 마스터 사이트 트랜 시버가 처음으로 지정되었을 때, 그것은 단순히 네트워크의 구성원일 뿐이다. 마스터의 초기 과제는 네트워크에 결합되려고 하는 원격 사이트가 있는지를 판단하고, 그리고 권한을 주고 원격 사이트가 활성화된 네트워크 구성원이 되는 것을 허락하여, 네트워크를 의도한 사용(예를 들면, 복수의 변환기 사이트들로부터 원격 측정)을 위하여 결합시키는 것이다. 하나 이상의 원격 사이트 수신기가 네트워크에 결합된다면, 마스터는 원격 사이트에 메세지를 송신하고, 그리고 원격 사이트에게 마스터 사이트로 메세지를 반대로 송신하는 권한을 준다. 여기에서, 마스터 사이트는 도 28 ~ 31에 도시된 4 개의 메세지 형식을 사용한다.

보다 상세하게는, 도 28은 네트워크에 결합하기를 원하는 원격 사이트에 응답을 자극하는 목적으로 마스터에 의하여 주기적으로 송신되는 ‘비콘 프리앰블’ 버스트의 내용을 보여준다. 여기서, 비콘 프리앰블은, 마스터가 관심 있는 스펙트럼의 스캔 후에 소거 채널이라고 판단한 순 캐리어의 첫 부분(281)인, 단일 캐리어 버스트를 포함한다. 이 소거 채널 캐리어 부분(281)은 뒤에 교차하는 연속적인 +/- 1들을 포함하는 필드(282)가 뒤따르고, 네트워크 활동에 결합하기 위한 탐색과 특별히 관련된 특유 워드를 포함하는 필드(283)에 의하여 종결된다. 후술되는 것처럼, 활동이 존재하는 관심 있는 (3 MHz) 대역에서 (480) 채널을 스캔하고 비콘 프리앰블을 검출하는 과정에서, 원격 사이트는 비콘 프리앰블에서 검출된 캐리어만을 포함하는 응답 버스트를 마스터 사이트로 반대로 송신하는 과정으로 진행한다. 비콘 프리앰블에서 (마스터가 이미 소거 채널이라고 판단한) 캐리어의 사용은 원격 사이트로부터의 응답이 네트워크의 다른 구성원과 충돌하지 않을 것을 확실하게 한 다.

도 29는, 네트워크에 결합하려고 하고 전술된 도 28에서 도시된 마스터 ‘비콘 프리앰블’에 성공적으로 응답한 원격 사이트로 마스터 사이트에 의해서 송신된 초기화 버스트의 내용을 도시한다. 원격 사이트는 마스터의 비콘 프리앰블이 송신된 채널 외에 다른 소거 채널에 대한 지식이 없으므로, 원격 사이트는 마스터 사이트로부터의 뒤따르는 초기화 메세지를 그 채널에서 듣는 것을 계속한다. 도 29의 뒤따르는 또는 비콘 메세지는, 순 캐리어의 프리앰블(291), 뒤따르는 교차하는 +/- 1들의 필드(292), 및 특유 워드 필드(283)와는 다른 특유 워드 필드(293)를 포함하는 단일 캐리어 메세지(도 28의 비콘으로서 원격 사이트에 의하여 검출되는 같은 소거 채널)이다. 소거 채널 맵, 소거 채널 맵을 통해 호핑하는데 사용되는 PN 순서, PN 순서를 위한 시드, 및 프리앰블 채널 수를 포함하는, 원격 사이트가 네트워크에 결합할 수 있도록 하는 소정의 정보를 포함하는 메세지 필드(254)가 뒤따른다. 원격 트랜시버가 마스터 사이트 트랜시버에 고정되지 않기 때문에, 이 마지막 항목은 원격 사이트가 마스터에 응답해야할 채널 수를 정확하게 인식하게 하고, 그리하여 원격 채널이 메세지를 보내기 위한 소거 채널을 정확하게 사용하도록 하게 한다.

도 30은 (도 28 및 29를 참조하여 전술되었던 원격 사이트의 초기화가 아닌) 마스터 사이트와 원격 사이트 사이의 송신 정보를 위하여 사용되는 표준 데이터 메세지 버스트의 구성을 도시한다. 특히, 데이터 메세지 버스트는, 순 캐리어의 초기 부분(301)인 단일 채널 프리앰블, 뒤따르는 교차하는 일련의 +/- 1들(302), 및 도 28 및 29의 메세지 형식의 특유 워드 필드와는 다른, 종료시키는 특유 워드 필드(303)를 포함한다. 대개 수십개(예를 들면 48)의 심볼로 이루어진 프리앰블 뒤로, 길이 N 심볼인 다중 캐리어 데이터 필드(304)가 뒤따른다.

도 31은 ‘티클러’ 버스트의 형식을 도시한다. 각각의 다른 소거 채널의 집합이, 마스터 사이트 트랜시버가 원격 사이트 트랜시버으로의 소정의 응답을 초기화하고, 원격 사이트 트랜시버가 마스터 사이트 트랜시버으로의 응답을 초기화하려는 티클러 톤의 집합으로 사용된다. 특히, 후술되는 것처럼, 원격 사이트 트랜시버에서 마스터 사이트로 메세지 송신하는 것이 네트워크에서 가능하다는 것을 알려주는 ‘매체 개방’ 티클러 톤 집합; 접근을 요청하는 원격 사이트 트랜시버에게 시간상 처음으로 네트워크에 접근을 허락하는 ‘접근 허락’ 티클러 톤 집합; 및 마스터 사이트가 메세지를 널리 알리려고 한다고 네트워크로 알리는 ‘마스터 접근’ 티클러 톤 집합을 마스터 사이트 트랜시버는 송신할 수 있다. 원격 사이트 트랜시버는 ‘접근 요청’ 티클론 톤 집합을 송신할 수 있다. 마스터 사이트 트랜시버로부터의 매체 개방 티클러 톤 집합의 검출에 뒤따르는 임의의 지연 기간의 만료 후에, 이 톤 집합은 마스터 사이트 트랜시버로 송신할 데이터를 가진 원격 사이트에 의하여 송신된다. 티클러 톤은 소거 채널 목록에서 추출된 다수의 주파수(예를 들면 3 ~ 5의 주파수)의 집합을 포함하고, 소정의 심볼 스팬, 예를 들면 4 ~ 5 심볼로 동시에 송신된다.

원격 사이트 트랜시버가 네트워크에 가입하거나 재획득하려는 방법을 도시하는 상태도인 도 32에 주목한다. 여기에 도시되고, 도 28에 도시된 마스터의 ‘비콘 프리앰블’ 버스트 형식을 참고하여 전술되었던 것처럼, 마스터는 원격 사이트를 네트워크에 가입시키는 것이 가능하게 하는 것의 성공적인 검출인 ‘비콘 프리앰블’을 주기적으로 송신한다. 여기에서, 상태(321)에서, 원격 사이트가 제어 프로세서에 의해 나타나거나 활성화되었을 때, 원격 사이트는 에너지의 존재에 대해 관심 있는 스펙트럼의 스캔을 수행한다. (480) 채널을 스캔하면서 원격 사이트는 수신된 주파수 에너지 정보를 상태(322)에서 FFT로 결합한다. FFT의 출력은 그리고 가능한 비콘 프리앰블의 잠재적인 후보의 존재에 대하여 상태(323)에서 시험된다. 검출된 에너지가 주기적으로 수신되었는지 여부, 및 다른(데이터를 전달하는) 캐리어에 비해 상대적인 수신된 버스트의 전력 수준(데이터를 포함하는 캐리어보다 더 큰 에너지를 포함하는 순 캐리어)을 포함하는 판별 인자들은 버스트의 길이(비콘 프리앰블은 48 심볼 길이일 수 있고, 45 ~ 50 심볼의 버스트도 좋은 후보인 것을 주목하여야 한다)를 포함한다.

FFT가 시험되고 하나 이상의 캐리어가 발견되었다면, 수신된 캐리어는 기초대역으로 하향 변환이 되고, 앞에서 참조된 비콘 프리앰블과 관련된 특유 워드의 존재에 대하여 동시에 상태(324)에서 시험된다. 소정의 특유 워드를 포함하는 후보가 없다면, 트랜시버는 상태(322)로 되돌아간다. 정확한 특유 워드가 검출되었다면, 원격 수신기는 상태(325)로 진행하고, 전술되었던 것처럼, 원격 수신기는 비콘 프리앰블에서 검출된 캐리어만을 포함하는 응답 버스트를 마스터 사이트로 다시 송신하고, 비콘 프리앰블 내의 캐리어의 사용은 원격 사이트에 의한 응답이 네트워크의 다른 사용자를 방해하지 않을 것이라는 것을 확신하게 한다.

비콘 캐리어를 마스터 사이트 트랜시버로 다시 송신한 뒤, 원격 사이트 트랜시버는 단계(326)로 진행하고, 여기서 원격 사이트 트랜시버는 도 29의 비콘 버스트를 송신하는 마스터를 찾는다. 도 29의 비콘 버스트가 소정의 타임아웃 윈도우 내에서 마스터로부터 수신되었다면, 트랜시버는 상태(327)로 진행하고 네트워크에 결합한다. 전술되었던 것처럼, 마스터 사이트로부터의 비콘 버스트의 메세지 필드는, 소거 채널 맵, 소거 채널 맵을 통해 호핑하는데 사용되는 PN 순서, PN 순서의 시드 및 프리앰블 채널 수를 포함하는, 원격 사이트가 네트워크에 결합하는 것을 가능하게 하는 소정의 정보를 포함한다. 반면에, 비콘 버스트가 마스터로부터 타임아웃 윈도우 내에 수신되지 않았다면, 트랜시버는 상태(322)로 되돌아간다.

앞서 언급되었던 것처럼, 마스터 사이트 트랜시버로부터 송신된 버스트의 프리앰블 부분은 소거 채널 평가(CCA)을 수행하는데 이상적인 시간으로 만드는, 말하자면 네트워크 내의 각 원격 유닛이 (1차 사용자로부터 기원한) 에너지의 존재에 대한 관심있는 3 MHz 주파수 대역(예를 들면, 여기에서는 217 ~ 220 MHz 대역)을 감시하는 이상적인 시간으로 만드는, 단일 캐리어만을 포함한다. 프리앰블 중에서, 수신된 신호 세기 표시 인자 및 주파수 옵셋 계산 뒤에, 남은 프리앰블의 대부분은 심볼 타이밍 복원을 위하여 사용된다. 그러므로, 초기 시간 동안(특유 워드 처리가 시작될 때까지), 각 유닛의 제어 프로세서의 주된 목표는 간섭자(1차 사용자 및 다른 사용자)의 존재에 대해 217 ~ 220 MHz 대역 내의 480-6.25 KHz 채널을 감시하는 것이다. 24 ~ 32 심볼이 소거 채널 평가를 위한 각각의 버스트에 가능한다.

소거 채널 평가는 마스터 사이트 및 원격 사이트 각각 모두에서 수행되고, 네트워크 내의 모든 원격 사이트에 분배된 마스터 사이트의 간섭없는(소거) 채널의 현재 목록을 유지하는데 도움을 준다. 소거 채널에서만 송신함으로써, 관심 있는 스펙트럼의 다른 1차 사용자가 간섭하지 않는다는 것을 각각의 사이트는 확신하게 된다.

도 33은 마스터 사이트가 네트워크 내의 모든 원격 사이트로의 소거 채널의 집합 목록을 유지하고 분배하는 방법론의 순차도이다. 마스터로 메세지를 송신하지 않을 때, 각 원격 사용자는, 마스터 사이트 트랜시버에 의해 송신될 수 있는 메세지로 네트워크의 모든 사용자에게 먼저 알려진 의사 임의 호핑 순서에 따른, 소거 채널의 현재 목록(마스터 유닛으로부처 이전에 얻어진)을 순차적으로 한 단계씩 나아가면서 감시한다.

단계(331)에서 마스터에 의해 송신된 메세지의 프리앰블 기간 동안, 단계(332)에서 각 원격 노드의 트랜시버는 217 ~ 220 MHz 스펙트럼 내의 모든 480-6.25 KHz 빈에서 에너지의 존재를 스캔한다. 소정의 기준보다 큰 에너지를 가진 빈은 비-소거 채널로 표시되고, 480 개의 가능한 채널 중 남은 것들은 소거 채널로 표시된다.

프리앰블 스캔닝 단계(332)의 결과로 소거 채널 목록을 형성한 원격 사이트 트랜시버에 있어서, 단계(333)에서 마스터 트랜시버는 네트워크 내의 각 원격 트랜시버에 대하여 소거 채널 요청 메세지를 통해 소거 채널 목록에 대하여 순차적으로 신호를 보낸다. 소거 채널 요청 메세지 수신에 응답하여, 단계(334)에서 각각의 원격 사이트 트랜시버는 마스터 채널로 마스터의 메세지의 프리앰블 부분 동안 얻어 진 소거 채널 목록을 되돌려 보낸다. 마스터 사이트 트랜시버는 연속적인 소거 채널 목록 요청을 통해서 마지막 원격 사이트로의 신호가 종결할 때까지 각 원격 사이트 트랜시버에 순차적으로 신호를 보내는 것을 계속한다.

단계(335)에서, 마스터 사이트 트랜시버는 모든 신호를 받은 원격 트랜시버로부터의 소거 채널 목록 모두를 ‘전체’ 소거 채널 목록을 맞들기 위하여 논리적으로 결합한다. 이 전체 소거 채널 목록은 마스터 트랜시버에 저장되고 단계(336)에서 모든 원격 트랜시버로 널리 알려진다. 전체 소거 채널 목록은 보통 다중-캐리어(단일 캐리어가 아닌) 호핑 전송을 사용하여 원격 트랜시버로 널리 알려진다. 초기화(비콘) 메세지만이 단일 캐리어로 송신된다. 총 소거 채널 목록이 각 원격 사이트 트랜시버에 수신되면 메모리에 저장된다.

앞서 지적되었던 것처럼, 원격 사이트 트랜시버는 마스터 사이트와의 사이에서만 통신을 수행하도록 구성되었다. 마스터 사이트는 전방향성 안테나를 사용하고, 원격 사이트는 마스터 사이트를 향한 지향성 안테나를 사용한다. 통신은 두 가지 유형이 있다: 1- 원격 사이트는 송신할 데이터를 가지고 있고 그 데이터를 마스터 사이트로 송신하기 위한 마스터 사이트로부터의 허락을 기다린다; 그리고 2- 마스터 사이트는 리모트 사이트로 송신할 메세지를 가지고 있다. 통신의 첫 유형을 위해, 마스터는 소정의 ‘임의 후퇴’ 조정안에 따라 네트워크으로의 접속을 요청하는 첫 원격 사이트 트랜시버에 대하여 네트워크 또는 매체를 ‘개방’시킨다. 뒷 유형을 위해, 마스터는 소정의 ‘마스터 접근’ 티클러 버스트를 널리 알린다.

원격 사이트가 송신할 데이터를 가지고 있고 그 데이터를 (마스터 사이트 트 랜시버로) 송신하기 위한 마스터 사이트로부터의 허락을 기다리는 경우에 통신과정은 도 34, 35 및 36의 상태도 및 순차도를 참조하여 이해될 수 있다. 네트워크에 접근을 원할 때, 초기 상태(351)로부터 원격 사이트는 상태(352)로 진행한다. 네트워크 매체가 메세지 요청에 ‘개방’되어있다는 것을 표시하기 위하여, 마스터 사이트 트랜시버는 도 35의 (361) 및 도 36의 (371)에서 도시되는 것처럼 ‘매체 개방’ 티클러를 송신한다.

도 36의 경쟁과 백오프 그림 내의 371에서 도시되는 것처럼, 송신을 기다리고 대기 메세지를 가지는 각 원격 사이트 트랜시버는, 도 34의 상태도 내의 접근 신청 송신(353), 도 35에서 티클러(362), 및 도 36의 순차도 내의 접근 신청(372)에 해당하는 접근 신청을 송신하기 전에, 임의로 배열된 후퇴에 응답할 것이다. 그러므로, 신청하는 원격 트랜시버는 마스터 사이트가 도 35의 363 및 도 36의 373에서 도시된 ‘접근 허락’ 티클러를 송신하기를 기다린다. 원격 노드가 채널에 접근하는 것이 허락되면, 도 34의 상태도 내의 상태(354)에 도시되는 것처럼, 마스터 노드는 도 35에서 신호 획득(AOS) 타임아웃 기간(265)으로 도시된 시간 동안 원격 노드(도 35에서 데이터 메세지(364) 및 도 36에서 데이터 메세지(373))로부터의 송신(도 34의 상태도에서 상태(355))을 수신할 준비를 한다.

도 36의 경쟁과 후퇴 도해에서, 마스터로부터의 접근 허락(373)이 원격 트랜시버 RTU2가 접근 요청을 송신할 때와 동시에 송신되어서, RTU2가 접근 허락을 검출하지 못하였기 때문에, 원격 트랜시버 RTU2는 데이터 메세지를 보내려고 시도하려 하지 않는 것을 볼 수 있다. RTU3가 접근 허락을 초기화하기 전에 마스터로부터 송신되는 접근 허락을 보고, 그래서 RTU3는 마스터 사이트로부터의 접근 허락이 다른 원격 트랜시버를 위한 것임을 알기 때문에, 원격 트랜시버 RTU3는 접근 신청을 보낼 시도를 하지 않는다.

마스터 사이트 트랜시버가 원격 사이트로 데이터 메세지를 송신하는 경우, 마스터는 도 35의 (366)에서 도시된 소정의 마스터 접근 티클러를 송신한다. 이 티클러에 응답하여, 원격 사이트 트랜시버는 도 34의 상태도에서 상태(351)로부터 상태(356)로 진행한다. 마스터 사이트 트랜시버가 도 34의 상태도 내의 상태(356)에서 수신된 도 35의 367 메세지를 송신하는 것이 뒤를 잇는다.

마스터 사이트가 원격 사이트와 통신하는 방법이 도 37의 상태도를 참조하여 이해될 수 있다. 여기서 보이는 것처럼 마스터 사이트는 초기에 아이들 상태(380)에 있다. 이 상태에서 마스터 사이트 트랜시버는 소거 채널 목록을 갱신하기 위하여 관심 있는 (3 MHz) 대역폭의 (480) 주파수 빈을 반복적으로 스캔한다. 마스터 사이트 트랜시버는 또한 원격 트랜시버가 네트워크에 결합되는 것을 허락하기 위하여, 마스터 사이트가 도 28의 비콘 프리앰블을 송신하는 비율을 제어하는 소정의 주기적인 타임아웃을 사용한다(단계 381). 다음으로 단계(382)로 진행하여 송신된 비콘 프리앰블에 대해 원격 트랜시버로부터의 응답을 수신할 준비를 한다. 소정의 타임아웃 윈도우 내에서 응답이 없다면, 마스터 트랜시버는 상태(380)으로 되돌아간다. 그러나 원격 사이트 트랜시버 응답이 수신되면, 마스터 사이트 트랜시버는 상태(383)로 진행하여 도 29의 초기화 비콘을 송신한다. 마스터 사이트 트랜시버는 그리고 상태(380)로 되돌아간다.

아이들 상태(380)에 있을 때, 마스터 사이트 트랜시버가 송신을 기다리는 데이터 메세지를 가지고 있다면, 상태(384)로 진행하고 도 35의 마스터 접근 티클러(366)를 송신한다. 마스터 사이트 트랜시버는 그리고 상태(385)로 진행하고 도 35의 (367)에서 도시된 데이터 메세지를 송신한다. 그리고 아이들 상태(380)으로 되돌아간다.

원격 사이트 트랜시버가 네트워크에 결합되게 하고 원격 사이트 트랜시버에 메세지를 송신하는 것 외에, 마스터 사이트는 또한 원격 사이트 트랜시버가 데이터 메세지를 자신에게 송신하는 것을 제어적으로 가능하게 한다. 이 목적으로, 전술되었던 것처럼, 마스터 사이트 트랜시버는 도 35의 361에 도시된 매체 개방 티클러를 송신한다. 매체 개방 티클러를 송신할 때를 제어하기 위하여, 매체 개방 타임아웃이 마스터 사이트가 아이들 상태에 있는 경우를 위해 사용된다. 매체 타임아웃 티클러가 만료되었을 때, 마스터 사이트 트랜시버는 상태(391)로 진행하고, 매체 개방 티클러를 송신한다. 그리고 상태(392)로 진행하고 도 35의 362 및 도 36의 372에서 도시된 것처럼 원격 사이트 트랜시버로부터의 접근 요청 티클러의 회신을 찾는다.

소정의 타임아웃 내에 접근 요청 티클러가 수신되지 않았다면, 마스터 트랜시버는 상태(380)로 되돌아간다. 반면에, 접근 요청 티클러가 수신된 경우, 마스터 트랜시버는 상태(393)으로 진행하고, 도 35의 363 및 도 36의 373에서 도시된 것처럼 접근 허락 티클러를 송신한다. 그리고 상태(394)로 진행하고, 도 35의 364 및 도 36의 374에서 도시된 것처럼 네트워크의 송신 접근이 허락된 원격 트랜시버로부 터의 데이터 메세지를 수신한다. 데이터 메세지를 수신하거나 소정의 타임아웃이 만료한 경우, 마스터 트랜시버는 아이들 상태(380)로 되돌아간다.

소정의 설명으로부터 인식되는 것처럼, 허락된 라디오 주파수 대역에서 2차적인 이용을 어떻게 위치시켜 다른 사용자(허락된 1차 그리고 2차 사용자)를 간섭하지 않는가의 문제는, 새로운 스펙트럼 재사용 트랜시버의 수단, 그리고, 간섭하지 않은 라디오 채널의 부분집합을 만들기 위하여 직교 주파수 분할 복합의 선택적으로 필터링 된 형태를 사용하는, 관련된 스펙트럼의 활동에 기초한 결합 이용 제어 방법에 의한 본 발명에 따라서 성공적으로 처리된다.

본 발명에 따른 실시예가 도시되고 설명되었지만, 이와 같은 것에 제한되지 아니하고 기술 분야에서 당업자로 알려진 자에게 다양한 변화 및 변형이 가능하다는 것이 이해되어야 한다. 그러므로 우리는 여기에서 도시되고 설명된 상세에 제한되기를 바라지 않고, 기술 분야에서 통상의 기술 수준을 가진 자에게 당연한 변화 및 변형과 같은 모든 것을 포함하고자 한다.

Claims

복수개의 서브-대역채널이 포함된 규정통신대역의 선택부분을 이용하여 통신 네트워크의 각각의 트랜시버들간에 통신을 수행하는 방법으로서, 상기 방법은:

(a) 상기 규정 통신 대역내에서 전송이 없이, 상기 서브-대역 통신 채널 상에 RF 에너지가 존재하는 상기 규정 통신 대역을 감시하는 단계와, 상기 각각의 트랜시버에 의해 사용되는 유용한 소거 채널로서 RF 에너지가 존재하지 않는 상기 서브-대역 통신 채널 중의 하나를 확인하는 단계 및;

(b) 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 소거 채널중의 선택채널을 이용하여 상기 각각의 트랜시버들간에 통신을 실행하도록 하는 단계로 구성되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1 항에 있어서, 상기 실행단계(b)는, 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 소거 채널중의 서로 다른 선택채널 각각을 순차적으로 이용하여 상기 트랜시버들간에 통신을 수행하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1 항에 있어서, 상기 통신 네트워크에는 마스터 사이트 트랜시버와 복수개의 원격 사이트 트랜시버가 포함되며, 상기 네트워크내에서의 통신은 상기 마스터 사이트 트랜시버와 복수개의 원격 사이트 트랜시버 사이에 수행되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 3 항에 있어서, 상기 확인단계(a)에는:

(a1) 상기 마스터 사이트 트랜시버로 하여금, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버들에 의해 검출 가능한 규정 메세지를 전송하도록 하고, 상기 규정메세지에 대한 응답하여, 각각의 원격 사이트 트랜시버로 하여금 상기 서브-대역 통신 채널 상의 RF 에너지를 위한 상기 규정 통신 대역 내에서의 전송이 없이 상기 규정 통신 대역을 감시하도록 하고, 상기 서브-대역 통신 채널이 RF 에너지가 없는 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에 나타나는 것을 확인하도록 하여 그에 의해 사용 가능한 소거 채널을 구성하는 단계;

(a2) 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버는 상기 구성단계(a1)에서 확인된 상기 소거 채널 확인메세지를 상기 마스터 사이트 트랜시버에 전송하는 단계; 및

(a3) 상기 전송단계(a2)에서의 상기 원격 사이트 트랜시버에 의하여 상기 마스터 사이트 트랜시버로 전송된 상기 소거 채널 확인메세지들을 기초로, 상기 마스터 사이트 트랜시버는 상기 소거 채널의 총 확인이 포함된 통신 제어 메세지를 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버들에 전파시키도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 4 항에 있어서, 상기 구성단계(a1)는, 상기 마스터 사이트 트랜시버로 하여금 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버들에 의해 감시되는 상기 규정메세지의 일부분으로서의 소정의 프리앰블을 전송토록 하고, 상기 소정의 프리앰블에 대한 응답하여, 상기 원격 사이트 트랜시버는 상기 서브-대역 통신채널상에서의 RF 에너지를 위한 상기 규정 통신 대역을 감시하여, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에 대하여 상기 서브-대역 통신채널중에서 RF 에너지가 없는 채널을 확인하도록 하여, 이로써 사용가능한 소거 채널을 구성토록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 4 항에 있어서, 상기 마스터 사이트 트랜시버에 의해 전파되는 상기 통신 제어 메세지에는, 상기 전파단계(a3)에서 전파되는 것으로서, 상기 마스터 사이트 트랜시버와 상기 원격 사이트 트랜시버간의 메세지 전달에 순차적으로 채택되는, 각각 서로 다른 소거 채널들의 시퀀스를 나타내는 정보가 포함되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1 항에 있어서, 상기 실행단계(b)에는, 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 소거 채널중의 선택채널의 확인값을 고속 푸리에 역변환 연산기와 다위상 필터가 포함된 변조 필터 뱅크에 결합시키는 단계와, 이로부터 상기 소거 채널중의 선택채널에 각각 대응하는 복수개의 캐리어 주파수를 추출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 7 항에 있어서, 상기 실행단계(b)에는, 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 서로 다른 소거 채널의 연속채널에 대하여 차분 직각 위상 쉬프트 키잉 변조방법을 사용하여 트랜시버들간의 통신을 수행하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1 항에 있어서, 상기 규정통신대역은 217 ~ 220 ㎒ 이고, 상기 각각의 서브-대역채널은 6.25 ㎑ 채널폭인 것을 특징으로 하는 통신방법.
복수개의 서브-대역채널이 포함된 규정통신대역의 선택부분을 이용한 통신 네트워크의 각각의 사이트들간에 통신을 수행하는 통신시스템으로서, 상기 통신시스템은:

마스터 사이트 트랜시버와 복수개의 원격 사이트 트랜시버들을 포함하며,

상기 각각의 원격 사이트 트랜시버들은, 상기 규정 통신 대역 내에서 전송이 없이 상기 서브-대역 통신채널상에서 RF 에너지가 존재하는지를 확인하기 위해 상기 규정통신대역을 감시하고, 상기 서브-대역 통신채널중에서 RF 에너지가 없는 상기 서브-대역 통신채널을 상기 마스터 사이트 트랜시버에 통보하여, 상기 통신시스템에 의해 사용가능한 소거 채널을 구성하도록 작동하며,

상기 마스터 사이트 트랜시버는, 상기 복수개의 원격 사이트 트랜시버들에 의해 확인된 상기 소거 채널의 총 목록을 수집하며, 상기 소거 채널의 총 목록을 나타내는 정보가 포함된 메세지를 상기 복수개의 원격 사이트 트랜시버들에 전송하도록 동작하며,

상기 마스터 사이트 트랜시버와 상기 원격 사이트 트랜시버는 상기 총 목록에 포함된 상기 소거 채널들 중에서 선택된 채널을 사용하여 그들간의 통신을 수행하도록 작동하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제 10 항에 있어서, 상기 마스터 사이트 트랜시버와 상기 원격 사이트 트랜시버는 상기 총 목록에 포함된 상기 소거 채널들 중에서 선택된 서로 다른 각각의 채널을 순차적으로 사용하여 그들간의 통신을 수행하도록 작동하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제 11 항에 있어서, 상기 마스터 사이트 트랜시버는, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버들에 의해 검출 가능한 메세지를 전송하도록 작동하고, 상기 메세지에 대한 응답으로, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버는 상기 서브-대역 통신채널상에서의 RF 에너지 확인을 위해 상기 규정통신대역을 감시하고, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에 대하여 상기 서브-대역 통신채널중에서 RF 에너지가 없는 것으로 나타나는 채널을 확인하며, 이로써 사용가능한 소거 채널을 구성토록 작동하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제 10 항에 있어서, 상기 각각의 마스터 사이트 트랜시버와 원격 사이트 트랜시버들은 상기 소거 채널중의 선택채널의 확인값을 고속 푸리에 역변환 연산기와 다위상 필터가 포함된 변조 필터 뱅크에 결합시키고, 이로부터 상기 소거 채널중의 선택채널에 각각 대응하는 복수개의 캐리어 주파수를 추출하도록 작동하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제 10 항에 있어서, 상기 각각의 마스터 사이트 트랜시버와 원격 사이트 트랜시버들은 상기 서로 다른 소거 채널의 순차채널에 대하여 차분 직각 위상 쉬프트 키잉변조방법을 사용하여 그들간의 통신을 수행하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제 10 항에 있어서, 상기 규정통신대역은 217 ~ 220 ㎒ 이고, 상기 각각의 서브-대역채널은 6.25 ㎑ 채널폭인 것을 특징으로 하는 통신시스템.
복수개의 서브-대역채널이 포함된 규정통신대역의 선택부분을 이용하여 통신 네트워크의 트랜시버들간에 통신을 수행하는 방법으로서, 상기 방법은:

(a) 마스터 사이트 트랜시버에서, 각각의 원격 사이트 트랜시버들에 의해 검출 가능한 소거 채널 평가메세지를 전송하는 단계;

(b) 상기 소거 채널 평가메세지를 수신하고, 이에 대한 응답하여, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에서, 상기 서브-대역 통신채널상에서의 RF 에너지의 확인을 위해 상기 규정통신대역을 조사하고, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에 대하여 상기 서브-대역 통신채널중에서 RF 에너지가 없는 것으로 나타나는 채널을 확인하며, 이로써 사용가능한 소거 채널을 구성토록 하는 단계;

(c) 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에서, 상기 마스터 사이트 트랜시버에서 상기 소거 채널이 확인되었다는 정보가 포함된 메세지를 상기 마스터 사이트 트랜시버에 전송하는 단계;

(d) 상기 마스터 사이트 리시버에서, 상기 서브-대역 통신 채널 상의 RF 에너지를 위한 상기 규정 통신 대역을 조사하고, 상기 서브-대역 통신 채널이 RF 에너지가 없는 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버로 나타나는 것을 확인하여, 이로써 사용가능한 소거 채널을 구성하는 단계;

(e) 상기 전송단계(c)에서의 상기 원격 사이트들로부터 전송된 메세지들을 수신하는 상기 마스터 사이트 트랜시버에서, 상기 수신된 메세지들에서 확인된 소거 채널 및 상기 구성단계(d)에서 상기 마스터 사이트 전송기에 의해 확인된 소거 채널의 총 목록을 수집하고, 상기 총 목록을 나타내는 소거 채널 활용메세지를 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에 전송하는 단계; 및

(f) 상기 소거 채널의 총 목록중에서 선택된 하나를 이용하여 상기 마스터 사이트 및 원격 사이트 트랜시버들간에 통신을 수행하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 16 항에 있어서, 상기 수행단계(f)에는, 상기 마스터 사이트 트랜시버와 상기 원격 사이트 트랜시버가 상기 총 목록에 포함된 상기 소거 채널들 중에서 선택된 서로 다른 각각의 채널을 순차적으로 사용하여 그들간의 통신을 수행하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 17 항에 있어서, 상기 마스터 사이트 트랜시버에 의해 전송된 상기 소거 채널 활용메세지에는, 상기 마스터 사이트 트랜시버와 상기 원격 사이트 트랜시버간의 메세지 전달에 순차적으로 사용되는, 각각 서로 다른 소거 채널들의 시퀀스를 나타내는 정보가 포함되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 16 항에 있어서, 상기 전송단계(e)는, 확인된 상기 소거 채널중의 선택채널의 확인값을 고속 푸리에 역변환 연산기와 다위상 필터가 포함된 변조 필터 뱅크에 결합시키는 단계와, 이로부터 상기 소거 채널중의 선택채널에 각각 대응하는 복수개의 캐리어 주파수를 추출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 16 항에 있어서, 상기 전송단계(a) 내지 수행단계(f)에서, 상기 통신 네트워크에 합류하기를 원하는 원격 사이트가 상기 마스터 사이트에 관여하도록 하기 위하여, 상기 통신 네트워크에 합류하기를 원하는 상기 원격 사이트와 상기 마스터 사이트 트랜시버간에 규정메세지 교환을 수행하는 단계(g)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 20 항에 있어서, 상기 교환수행단계(g)는:

(g1) 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터, 비콘 프리앰블 메세지와 독점배타적으로 관련된 특유워드와 소거 채널이 포함된 비콘 프리앰블 메세지를 전송하는 단계;

(g2) 상기 비콘 프리앰블 메세지의 검출에 대한 응답으로, 상기 통신 네트워크에 합류하기를 원하는 상기 원격 사이트 트랜시버에서, 상기 전송단계(a)에서 상기 마스터 사이트로부터 전송된 상기 비콘 프리앰블 메세지에 포함된 상기 소거 채널에 대응하는 순 캐리어 신호를 전송하는 단계; 및

(g3) 상기 캐리어신호 전송단계(g2)에서의 상기 통신 네트워크에 합류하기를 원하는 상기 원격 사이트 트랜시버에 의해 전송된 상기 순 캐리어 신호의 검출에 대한 응답으로, 상기 마스터 사이트 트랜시버에서, 초기화 메세지와 독점배타적으로 관련된 특유워드, 상기 소거 채널, 및 상기 통신 네트워크에 합류하기를 원하는 상기 원격 사이트가 상기 통신 네트워크에 합류하도록 해주는 초기화정보들이 포함된 초기화 메세지를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 16 항에 있어서, 상기 수행단계(f)는:

(f1) 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터, 규정된 복수의 소거 채널 주파수로 구성된 매체 개방 메세지를 전파하는 단계;

(f2) 상기 메세지 전파단계(f1)에서 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터 전파된 상기 매체 개방 메세지의 검출에 대한 응답으로, 상기 마스터 사이트 트랜시버에 전송되는 정보를 갖는 원격 사이트 트랜시버에서, 랜덤 지연기간의 만료 이후에, 상기 규정된 복수의 소거 채널 주파수와는 다른 소정의 복수의 소거 채널 주파수가 포함된 엑세스 요청 메세지를 전송하는 단계;

(f3) 상기 엑세스 요청 메세지의 수신에 대한 응답으로, 상기 마스터 사이트 트랜시버에서, 상기 규정된 복수개의 소거 채널 주파수 및 상기 소정의 복수개의 소거 채널 주파수와는 다른 미리 정해진 수의 소거 채널 주파수가 포함된 엑세스 승인 메세지를 전파하는 단계; 및

(f4) 상기 메세지 전파단계(f1)에서의 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터 전파된 상기 엑세스 승인 메세지의 검출에 대한 응답으로, 상기 마스터 사이트 트랜시버로 전송된 정보를 갖는 상기 원격 사이트 트랜시버에서, 상기 정보를 포함하는 데이터 메세지를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 16 항에 있어서, 상기 수행단계(f)는:

(f1) 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터, 규정된 복수의 소거 채널 주파수로 구성된 메체 엑세스 메세지를 전파하는 단계;

(f2) 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터, 원격 사이트 트랜시버를 대상으로 하는 정보를 포함하는 데이터 메세지를 전파하는 단계;

(f3) 상기 메세지 전파단계(f1)에서의 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터 전파된 상기 매체 엑세스 메세지의 검출에 대한 응답으로, 상기 원격 사이트 트랜시버에서, 상기 통신 네트워크를 감시하고, 상기 데이터 메세지 전파단계(f2)에서의 상기 마스터 사이트 트랜시버로부터 전파된 상기 데이터 메세지를 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
복수개의 서브-대역 인가채널이 포함된 통신대역의 선택부분을 이용하여 통신 네트워크의 각각의 비인가 트랜시버들간에 통신을 수행하는 방법으로서, 상기 방법은:

(a) 상기 통신 대역 내에서 전송이 없이, 상기 서브-대역 인가 통신채널상에서 인가받은 사용자에 의한 RF 에너지가 존재하는지를 확인하기 위해 상기 통신대역을 감시하고, 상기 서브-대역 인가 통신채널중에서 상기 각각의 2차적으로 인가받은 트랜시버들에 의해 이용가능한 소거 채널로서 RF 에너지가 없는 상기 서브-대역 인가 통신채널을 확인하는 단계; 및

(b) 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 소거 채널중의 선택채널을 이용하여 상기 각각의 2차적으로 인가받은 트랜시버들간에 통신을 수행하도록 하는 단계로 구성되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 24 항에 있어서, 상기 통신 네트워크에는, 비인가된 마스터 사이트 트랜시버와 복수개의 비인가 원격 사이트 트랜시버가 포함되며, 상기 네트워크내에서의 통신은 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버와 비인가 원격 사이트 트랜시버들 사이에서 수행되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 25 항에 있어서, 상기 확인단계(a)에는:

(a1) 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버는, 상기 각각의 비인가 원격 사이트 트랜시버들에 의해 검출 가능한 규정메세지를 전송하고, 상기 규정메세지에 대한 응답으로, 상기 비인가 원격 사이트 트랜시버는, 상기 규정 통신 대역 내에서 전송이 없이, 상기 인가된 사용자에 의한 상기 서브-대역 통신채널상에서의 RF 에너지의 확인을 위해 상기 규정통신대역을 감시하고, 상기 각각의 원격 사이트 트랜시버에 대하여 상기 서브-대역 통신채널중에서 상기 인가된 사용자에 의한 RF 에너지가 없는 것으로 나타나는 채널을 확인하며, 이로써 사용가능한 소거 채널을 구성토록 하는 단계;

(a2) 상기 각각의 비인가 원격 사이트 트랜시버는 상기 구성단계(a1)에서의 확인된 상기 소거 채널 확인메세지를 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버에 전송토록 하는 단계; 및

(a3) 상기 전송단계(a2)에서의 상기 비인가 원격 사이트 트랜시버에 의하여 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버로 전송된 상기 소거 채널 확인메세지들을 기초로, 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버는 상기 소거 채널의 총 확인값이 포함된 통신 제어 메세지를 상기 각각의 비인가 원격 사이트 트랜시버들에 전파시키도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 26 항에 있어서, 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버에 의해 전파되는 상기 통신 제어 메세지에는, 상기 전파단계(a3)에서 전파되는 것으로서, 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버와 상기 비인가 원격 사이트 트랜시버간의 메세지 전달에 순차적으로 채택되는, 각각 서로 다른 소거 채널들의 시퀀스를 나타내는 정보가 포함되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 24 항에 있어서, 상기 수행단계(b)에는, 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 소거 채널중의 선택채널의 확인값을 고속 푸리에 역변환 연산기와 다위상 필터가 포함된 변조 필터 뱅크에 결합시키는 단계와, 이로부터 상기 소거 채널중의 선택채널에 각각 대응하는 복수개의 캐리어 주파수를 추출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 28 항에 있어서, 상기 수행단계(b)에는, 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 소거 채널 중에서 각각 서로 다른 소거 채널의 연속채널에 대하여 차분 직각 위상 쉬프트 키잉변조방법을 사용하여 상기 비인가 마스터 사이트 트랜시버와 원격 사이트 트랜시버들간의 통신을 수행하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 24 항에 있어서, 상기 규정통신대역은 217 ~ 220 ㎒ 이고, 상기 각각의 서브-대역채널은 6.25 ㎑ 채널폭인 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 24 항에 있어서, 상기 수행단계(b)는, 상기 확인단계(a)에서 확인된 상기 소거 채널중의 서로 다른 선택채널 각각을 순차적으로 이용하여 상기 2차적으로 인가된 트랜시버들간에 통신을 수행하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신방법.