KR100668662B1 - Ｏｆｄｍ에서 프리앰블을 이용하여 신호 대 간섭 및 잡음비율을 추정하는 방법 및 장치 - Google Patents

Ｏｆｄｍ에서 프리앰블을 이용하여 신호 대 간섭 및 잡음비율을 추정하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 OFDM에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR)을 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
이를 위하여 본 발명은, OFDM 시스템의 수신기에서 CINR을 추정하는 방법으로서, (a) 기지국으로부터 전송되는 프리앰블 심볼 및 전송 부반송파를 수신하는 단계; (b) 프리앰블 심볼 및 전송 부반송파를 이용하여 간섭 전력 및 잡음 전력을 산출하는 단계; (c) 기지국에서 프리앰블 및 데이터 심볼의 전달에 사용된 수신 전력을 산출하는 단계; (d) 간섭 전력, 잡음 전력 및 수신 전력을 이용하여 프리앰블 CINR 값을 추정하는 단계; (e) 프리앰블을 전송하지 않는 부반송파로부터 잡음 전력을 산출하는 단계; 및 (f) 프리앰블 CINR 값과 잡음 전력을 이용하여 데이터 부반송파의 평균 CINR을 산출하는 단계를 포함한다.
본 발명에 의하면, OFDM에서 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭된 경우, 부반송파들이 각 셀에서 다르게 적용된 경우 및 데이터 영역의 트래픽이 부분 로딩인 경우에 프리앰블을 이용하여 정확한 신호대 간섭 및 잡음 비율(CINR)을 추정할 수 있다.
OFDM, 프리앰블, 신호대 간섭 및 잡음비, CINR, SINR, 부반송파

Description

ＯＦＤＭ에서 프리앰블을 이용하여 신호 대 간섭 및 잡음 비율을 추정하는 방법 및 장치{Method and Device for Estimating of CINR by Using Preamble at OFDM}
도 1은 OFDM 방식을 이용하는 데이터 송수신 시스템의 블록 구성도,
도 2는 OFDM에서 데이터 송수신을 위하여 전송되는 프레임의 구조도,
도 3은 종래 사용되는 CINR 추정 알고리즘을 설명하기 위한 블록 구성도,
도 4a 및 4b는 셀룰러 시스템에서 부반송파를 사용하여 프리앰블을 전송할 때의 프리앰블 시퀀스를 할당한 예시도,
도 5a 및 5b는 셀룰러 시스템에서 각각의 셀들이 상이한 부반송파를 사용하여 프리앰블을 전송할 때의 프리앰블 시퀀스를 할당한 예시도,
도 6은 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되었으며, 프리앰블에서 전송하지 않은 부반송파가 존재하는 경우, CINR을 추정하기 위한 블록 구성도,
도 7은 프리앰블 송신 전력과 데이터 송신 전력이 상이한 경우에 발생하는 오차를 표시한 그래프,
도 8은 Null 부반송파를 삽입하여 인접 대역 간섭을 줄이기 위한 IFFT의 신호 입력을 나타낸 도면,
도 9는 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되었으며, 모든 부반송 파가 전송에 사용된 경우, CINR을 추정하기 위한 블록 구성도,
도 10은 각 기지국 별로 프리앰블의 전송 위치가 상이한 경우, 데이터의 CINR을 추정하기 위한 블록 구성도,
도 11은 데이터 영역이 부분 로딩되어 있는 경우, 데이터의 CINR을 추정하기 위한 블록 구성도이다.
본 발명은 OFDM에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR)을 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, OFDM에서 프리앰블의 부반송파나 파일럿 부반송파의 송신 전력이 데이터의 부반송파 송신 전력과 상이한 경우, 각 기지국에서 사용하는 프리앰블의 부반송파 위치가 상이한 경우 또는 데이터 영역이 부분 로딩 되어 있는 경우 효율적인 신호대 간섭 및 잡음 비율(CINR)을 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 랜(WLAN)이나 무선 방송, DMB 등의 대용량의 데이터 전송을 필요로 하는 4세대의 이동통신 시스템에서는, 광대역의 고속 데이터를 전송하기 위하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식을 사용하고 있다. OFDM 방식은 사용 대역폭을 여러 개의 캐리어(Subcarrier)로 나누어 전송하는 방식으로써, 직렬로 입력되는 데이터열을 N개의 병렬 데이터열로 변환하여 각각 분리된 부반송파에 실어 전송함으로써 데이터율을 높이는 방법이다.
도 1은 OFDM 방식을 이용하는 데이터 송수신 시스템의 블록 구성도이다.
OFDM 방식의 송신 시스템은 인코더(102), S/P(104), 프리앰블 또는 파일럿 발생기(106), 멀티플렉서(108), IFFT(110), P/S(112) 및 D/A 변환기 및 필터(114)로 구성되고, 수신 시스템은 A/D 변환기 및 필터(116), S/P(118), FFT(120), 디멀티플렉서(122), 프리앰블 또는 파일럿 추출기(124), P/S(126) 및 디코더(128)를 포함한다.
인코더(110)는 송신하고자 하는 데이터를 전송하고자하는 변조 방식, 예를 들면 BPSK(Binary Phase Shift Key), QPSK(Quadrature Phase Shift Key), 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64 QAM 등으로 변조한다.
S/P(Serial/Parallel)(104)은 직렬 수신되는 고속의 데이터를 저속의 병렬 데이터로 변환하는 기능을 수행하고, 프리앰블 또는 파일럿 추출기(108)는 송신 데이터에 탑재될 파일럿이나 프리앰블을 생성한다. 멀티플렉서(108)는 S/P(104)로부터 수신된 송신 데이터와, 프리앰블 또는 파일럿 추출기(108)에서 생성된 프리앰블이나 파일럿과 데이터를 멀티플렉싱(Multiplexing)하는 기능을 수행한다.
IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)(110)는 멀티플렉싱된 신호를 푸리에(Furier) 변환을 이용하여 시간 축의 신호로 변환시키며, P/S(112)에서는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하고 앞단에 사이클릭 프리픽스(CP: Cyclic Prefix)를 추가한다.
P/S(112)에 의해 직렬 신호로 변환된 디지털 형식의 송신 데이터는 D/A변환기 및 필터(114)를 통해 아날로그 신호로 변환되며, 필터를 통과한 후 RF 단의 안 테나를 통하여 전송된다.
전송된 아날로그 신호는 수신 시스템의 안테나를 통해 수신되고, A/D 변환기 및 필터(116)의 필터를 통과한 후, A/D 변환기에 의해서 디지털 신호로 변환된다. S/P(118)에서는 사이클릭 프리픽스를 제거한 후 병렬 신호로 변환하여 FFT(110)으로 전달하고, FFT(Fast Fourier Transform)(110)는 전달된 병렬 신호를 푸리에 변환을 수행한 후 디멀티플렉서(122)로 전달하고, 디멀티플렉서(122)에서는 데이터를 디멀티플렉싱한 뒤, 프리앰블 또는 파일럿 추출기(124)를 통해 데이터와 프리앰블 또는 파일럿 신호를 분리한다. 데이터가 분리되면 P/S(126)을 통해 병렬 데이터 신호를 직렬 신호로 변환한다. 디코더(128)에서는 프리앰블 또는 파일럿 추출기(124)로부터 추출된 프리앰블이나 파일럿에 의하여 추정된 채널 추정 값을 이용하여, 데이터를 복조한다.
도 2는 OFDM에서 데이터 송수신을 위하여 전송되는 프레임의 구조도이다.
멀티플렉서(108)에서 멀티플렉싱되어 수신 시스템으로 전송되는 데이터는 프리앰블과 데이터를 직접 포함하고 있는 데이터 심볼로 구성된다.
프리앰블은 프레임 동기, 셀 탐색, 시간/주파수 동기, 채널 추정에 관한 정보를 포함한다. 통상적으로, 프리앰블은 프레임의 앞단에 위치하지만, 프레임의 중간이나 끝 부분에도 위치할 수 있다.
한편, HSDPA(High-Speed Downlink Packet Access) 및 1x EV-DO(Evolution Data Only)와 같은 이동통신 시스템에서는 데이터의 전송 속도를 높이기 위하여 채널 상태에 따라서 변조 방식과 채널 코딩률을 가변시키는 AMC(Adaptive Modulation and Coding scheme) 방식을 채택하고 있으며, 채널 환경에 따라서 선택할 수 있는 다양한 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨이 존재한다. 이 때, 정확한 MCS 레벨을 선택하기 위해서는 순시 채널의 신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 'CINR'이라 칭함)을 추정하는 과정이 필요하다.
CINR 추정 방식으로는 데이터를 이용하여 직접 추정하는 방식과, 프리앰블을 이용하여 추정한 CINR을 데이터 영역에 적용하는 방식이 있다.
도 3은 종래 사용되는 CINR 추정 알고리즘을 설명하기 위한 블록 구성도이다.
종래 프리앰블을 이용하여 CINR을 추정하는 방법은 연산기를 이용하여 수신 신호(rm)로부터 인접 부반송파간의 차이를 구하고(S302), 이를 평균하여 간섭 전력을 추정한 뒤(S304), 추정된 간섭 전력의 역수를 구한다(S306).
그리고, 수신 신호로부터 정해진 수만큼 이동 평균 값을 계산한 뒤(S308), 이동 평균 값의 평균을 구하여 신호 전력을 추정한다(S310). 그리고, S306과 S310을 통해 추정된 신호 전력과 간섭 전력으로부터 CINR을 계산한다(S312).
이와 같이 데이터를 이용하여 CINR을 계산하는 방식은 높은 CINR 영역에서는 정확도가 높으나, 수신 데이터의 신뢰성이 떨어지는 낮은 CINR 영역에서는 정확도가 현저하게 감소하는 문제점이 있다.
그리고, 프리앰블을 이용하는 방식은 CINR의 추정 정확도는 높으나, 각 기지 국이 동일한 부반송파의 위치에 프리앰블 시퀀스가 위치해야하며, 프리앰블의 송신 전력과 데이터의 송신 전력이 동일하지 않으면, 높은 CINR 영역에서 오차가 발생하는 문제점이 있다.
프리앰블은 모든 인접 셀들이 항상 전송하고 있으므로, 이를 이용한 CINR의 추정은 데이터 영역의 MCS 결정에 이용된다. 그러나, 인접셀들이 일부의 부반송파(Subcarrier)만을 사용하는 부분 로딩(Partial Loading)의 경우에는 프리앰블의 CINR이 실제 데이터 영역 CINR보다 항상 작은 값이 되어서 최적의 MCS 레벨을 결정할 수 없게 된다.
도 4a 및 4b는 셀룰러 시스템에서 부반송파를 사용하여 프리앰블을 전송할 때의 프리앰블 시퀀스를 할당한 예시도이다.
도 4a는 셀룰러 시스템의 한 예로서 데이터를 수신하기 위한 수신기가 속한 Cell 0와 인접한 6개의 셀을 고려한 경우이며, Cell 0에 속한 수신기의 수신 신호는 인접 셀로부터 간섭을 받는 경우의 예이다.
OFDM의 경우 다양한 프리앰블의 부반송파 할당 방법 및 데이터 영역의 부반송파 할당 방법들이 존재한다. 일반적으로 프리앰블은 N개의 부반송파마다 전송되고, 낮은 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 갖는 시퀀스에 선택되며, 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되어 전송된다.
도 4b에서는 N=4인 부반송파마다 프리앰블 시퀀스가 전송되는 경우의 예시도이다. 이 때, 부반송파 전송 간격이나 전송되는 부반송파의 시작 위치는 다양하게 설정될 수 있다. 여기서, Pm q(n)은 각 기지국에서 사용한 프리앰블 시퀀스이며, q는 셀 번호, m은 부반송파 번호, n은 심볼 번호이다.
도 4b와 같이 모든 셀에서 프리앰블에서 사용한 부반송파들의 위치가 동일하고, 프리앰블과 데이터의 전송 전력이 동일하면, CINR을 비교적 정확하게 추정할 수 있으나, 프리앰블 심볼이 데이터 심볼에 비하여 전송 전력이 증폭된 경우, 높은 CINR 영역에서는 프리앰블에서 추정한 CINR과 데이터 심볼의 CINR 사이에 오차가 발생하게 된다.
프리앰블을 이용한 셀 탐색이나 채널 추정 성능을 향상시키기 위하여 프리앰블 심볼 내의 부반송파들을 각 셀들이 다르게 사용할 수 있다. 이러한 방법은 IEEE 802.16(광대역 무선 통신 표준)에 적용되어 있다. 각 셀에서 사용하는 프리앰블의 부반송파가 상이한 경우 이를 이용하여 추정한 CINR 값과, 모든 부반송파가 사용할 수 있는 데이터 영역의 CINR 값이 다르게 되는 문제점이 있다.
도 5a 및 5b는 셀룰러 시스템에서 각각의 셀들이 상이한 부반송파를 사용하여 프리앰블을 전송할 때의 프리앰블 시퀀스를 할당한 예시도이다.
도 5a는 IEEE 802.16에서 각 셀의 프리앰블에서 사용한 세그멘트를 예시한 도면으로서, 세그멘트 a, 세그멘트 b, 세그멘트 c의 3가지의 세그먼트가 존재한다.
그리고, 도 5b는 도 5a의 셀 구조에서 프리앰블이 사용된 부반송파를 나타낸 도면으로서, 이와 같은 부반송파가 사용되는 경우 프리앰블 구조에서 추정할 수 있는 간섭은 Cell 2, Cell 4, Cell 6만을 추정할 수 있게 된다. 따라서, Cell 1, Cell 3, Cell 5의 간섭은 추정할 수 없게 되므로, 실제 데이터 영역의 CINR보다 프리앰블 CINR 값은 높게 추정되고, 이와 같은 오차는 프리앰블에서 사용하는 세그멘트에 따라서 다양하게 달라지는 문제점이 있다.
또한, 프리앰블을 사용한 CINR 추정은 데이터 영역의 데이터 로딩에 무관하고, 항상 모든 데이터 영역의 부반송파들이 할당되었음을 가정한 상태에서 실행되므로, 데이터 영역이 부분 로딩된 경우에는 프리앰블을 이용한 CINR 값과 데이터 영역의 CINR 값에 오차가 발생하는 문제점이 있다.
이와 같은 OFDM에서 신호대 잡음비를 측정하기 위하여, 국내 특허 출원 10-2003-0039580 "OFDM에서 반복 신호를 이용한 신호대 잡음비 측정 장치 및 방법", 2003년 IEEE PIMRC 논문 "Experimental Evaluation Throughput Performance in Broadband Packet Wireless Access Based on VSF-OFCDM and VSF-CDMA" 및 2003년 IEEE GLOBECOM 논문 "Novel Noise Variance and SNR Estimation Algorithm for Wireless MIM OFDM"을 통하여, 반복 신호, 파일럿 심볼의 인접 두 개의 부반송파, 2개의 연속적인 트래이닝(Tranning) 심볼을 이용한 신호대 잡음비의 측정 방법을 제안하고 있으나, 여전히 셀간 프리앰블이 사용하는 부반송파가 상이한 경우나 데이터가 부분 로딩된 경우 데이터의 CINR 등에 대해서는 여전히 추정할 수 없는 문제점을 포함하고 있다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭된 경우에 프리앰블을 이용한 CINR 추정 방법과, 부반송파들이 각 셀에서 다르게 적용된 경우의 CINR 추정 방법 및 데이터 영역의 트래픽이 부분 로딩인 경우에 데이터 영역의 CINR 추정 방법을 제공한다.
이러한 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명은, OFDM에서의 CINR 추정 방법으로서, OFDM 시스템의 수신기에서 프리앰블 심볼 송신 전력이 데이터 심볼 송신 전력에 비하여 증폭되었으며, 프리앰블을 전송하지 않은 부반송파가 존재할 때의 CINR을 추정하는 방법에 있어서, (a) 기지국으로부터 전송되는 프리앰블 심볼 및 전송 부반송파를 수신하여 간섭 전력, 전송 부반송파 잡음 전력 및 수신 전력 ― 여기서, 수신 전력은 기지국에서 프리앰블 및 데이터 심볼의 전달에 사용된 전력값 ― 을 산출하는 단계; (b) 간섭 전력, 전송 부반송파 잡음 전력 및 수신 전력을 이용하여 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 단계; (c) 프리앰블을 전송하지 않는 부반송파로부터 비전송 부반송파 잡음 전력을 산출하는 단계; 및 (d) 프리앰블의 CINR 값과 비전송 부반송파 잡음 전력을 이용하여 데이터 부반송파의 평균 CINR을 산출하는 단계를 포함한다.
또한, 제2의 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명은, OFDM에서의 CINR 추정 방법으로서, OFDM 시스템의 수신기에서 프리앰블 심볼 송신 전력이 데이터 심볼 송신 전력에 비하여 증폭되었으며, 모든 부반송파가 프리앰블의 전송에 사용되는 경우의 CINR을 추정하는 방법에 있어서, (a) 기지국으로부터 전송되는 프리앰블 심볼 및 전송 부반송파를 수신하여 간섭 전력, 전송 부반송파 잡음 전력 및 수신 전력 ― 기지국에서 프리앰블 및 데이터 심볼의 전달에 사용된 전력값 ― 을 산출하 는 단계; (b) 간섭 전력, 전송 부반송파 잡음 전력 및 수신 전력을 이용하여 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 단계; (c) 인접 대역 간 간섭을 줄이기 위하여 사용되는 Null 부반송파를 이용하여 Null 부반송파 잡음 전력을 산출하는 단계; 및 (d) 프리앰블의 CINR 값과 Null 부반송파 잡음 전력을 이용하여 데이터 부반송파의 평균 CINR을 산출하는 단계를 포함한다.
또한, 제3의 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명은, OFDM 시스템의 수신기에서 각 기지국에서 전송하는 프리앰블의 전송 위치가 상이한 경우의 CINR을 추정하는 방법에 있어서, (a) 수신기가 포함된 기지국의 세그멘트와 동일한 세그멘트 값을 갖는 인접 셀과, 상이한 세그멘트 값을 갖는 인접 셀로부터의 간섭 전력을 각각 산출하는 단계; (b) 각각 산출된 간섭 전력으로부터 전체 간섭, 잡음 전력 및 프리앰블의 CINR을 추정하는 단계; (c) 인접 대역 간 간섭을 줄이기 위하여 사용되는 Null 부반송파를 이용하여 Null 부반송파 잡음 전력을 산출하는 단계; 및 (d) 프리앰블의 CINR과 Null 부반송파 잡음 전력을 이용하여 데이터 영역의 CINR을 추정하는 단계를 포함한다.
또한, 제4의 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명은, OFDM 시스템의 수신기에서 데이터 영역의 트래픽이 부분 로딩인 경우의 CINR을 추정하는 방법에 있어서, (a) 수신기가 위치한 기지국이 다른 수신기에 할당하지 않은 부반송파를 이용하여 인접 셀 간섭 전력을 산출하는 단계; (b) 프리앰블 심볼 및 부반송파를 이용하여 간섭 전력 및 잡음 전력을 산출하는 단계; (c) 간섭 전력, 잡음 전력을 이용하여 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 단계; 및 (d) 간섭 전력 및 잡음 전력과, 프 리앰블의 CINR 값을 이용하여 부분 로딩된 데이터 영역의 CINR을 산출하는 단계를 포함한다.
또한, 제5의 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명은, OFDM 시스템에서 CINR을 추정하는 장치에 있어서, 수신된 프리앰블 심볼이나 부반송파를 이용하여 전송 부반송파 간섭 전력 및 전송 부반송파 잡음 전력을 추정하는 전송 부반송파 간섭 및 잡음 전력 추정기; 프리앰블 심볼 및 데이터 심볼의 전송에 사용된 수신 전력을 산출하는 수신 전력 추정기; 프리앰블 심볼을 전송하지 않은 부반송파, Null 부반송파 또는 기지국이 다른 수신기에 할당하지 않은 부반송파 중 하나 이상을 이용하여 잡음 전력이나 간섭 전력을 산출하는 잡음/간섭 전력 추정기; 잡음 전력, 간섭 전력 및 수신 전력을 이용하여 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 프리앰블 CINR 추정기; 및 프리앰블 CINR 값과, 잡음/간섭 전력 추정기에서 추정된 잡음 전력이나 간섭 전력을 이용하여 데이터 영역의 CINR을 추정하는 데이터 부반송파 CINR 추정기를 포함한다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
데이터 영역의 인접 셀 간섭을 고려한 수신 신호를 구하는 방법은 수학식 1 과 같다.
Figure 112005064227785-pat00001
여기서, Q는 전체 기지국의 수, PD는 데이터 부반송파의 송신 전력, dm q(n)은 q번째 기지국의 m번째 부반송파의 n번째 심볼의 데이터, hm q(n)은 q번째 기지국의 m번째 부반송파의 n번째 심볼의 채널, wm(n)은 m번째 부반송파의 n번째 심볼의 잡음이다.
프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭된 경우 프리앰블을 이용하여 데이터 영역의 CINR 추정은 프리앰블에 전송하지 않는 부반송파가 존재하는 경우와, 모든 프리앰블 부반송파가 전송에 사용되는 경우의 2가지 상황으로 분리할 수 있다.
도 6은 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되었으며, 프리앰블에서 전송하지 않은 부반송파가 존재하는 경우, CINR을 추정하기 위한 블록 구성도이다.
여기서, 도 6을 설명함에 있어서, 전송되는 프리앰블은 도 4b에 도시된 프리앰블을 기준으로 설명하기로 한다. 이 때, 수신 프리앰블 심볼(602)을 통해 확인할 수 있는 수신 신호는 수학식 2와 같다.
Figure 112005064227785-pat00002
여기서, PP는 프리앰블 부반송파의 송신 전력이다.
이 때, 수신기가 속해 있는 기지국이 i번째 기지국이면, 인접 프리앰블 부반송파의 차이는 수학식 3에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112005064227785-pat00003
여기서, 지연 확산(Delay Spread)이 매우 크지 않는 채널 환경에서는,
Figure 112005064227785-pat00004
이라고 가정할 수 있다. 이와 같은 과정에 의해 수학식 3은 다음과 같이 계산된다.
Figure 112005064227785-pat00005
이와 같이 계산되는 수신 프리앰블 심볼 및 전송 부반송파를 이용하여 간섭 전력 및 잡음 전력 추정기(606)에서는 간섭 전력 및 잡음 전력(V)을 다음과 같은 수학식 5를 통하여 계산할 수 있다.
Figure 112005064227785-pat00006
여기서, M은 프리앰블에서 시퀀스가 전송된 부반송파의 숫자이고, I는 정규화된 각 부반송파 간섭 전력의 평균이며, W는 잡음 전력의 평균값이다.
수신 전력 추정기(608)에 의한 수신 전력은
Figure 112005064227785-pat00007
이므로, 프리앰블 CINR 추정기(610)에서 추정하는 프리앰블의 CINR 값은 수학식 6과 같다.
Figure 112005064227785-pat00008
여기서, S는 정규화된 간섭과 잡음이 제외된 부반송파 수신 전력의 평균값이다. 이 때, 프리앰블의 송신 전력과 데이터 부반송파의 송신 전력이 동일하다면, 즉 PP = PD라면, 프리앰블 추정 CINR이 데이터 영역 CINR과 동일하므로, 프리앰블 추정 CINR로부터 데이터 영역 CINR을 곧바로 추정할 수 있다. 그러나, 프리앰블 송신 전력과 데이터 부반송파 송신 전력이 상이하다면 오차가 발생하게 된다. 이와 같은 오차에 대해서는 도 7을 통해 상세하게 설명하기로 한다.
이와 같이 발생하는 오차를 보정하기 위해서 잡음 전력 추정기(604)를 이용 하여 프리앰블 시퀀스를 전송하지 않는 부반송파로부터의 잡음 전력을 계산한다.
프리앰블 시퀀스를 전송하지 않는 부반송파의 수신 신호는 r4m +g(n) = w4m +g(n), (g=1,2,3)이고, 따라서 프리앰블 시퀀스를 전송하지 않는 부반송파의 잡음 전력 Wunused는 다음과 같이 계산된다.
Figure 112005064227785-pat00009
여기서, W = Wunused이므로, 정규화된 간섭 전력의 크기는 I = (V-Wunused)/PP이다. 이에 따라, 데이터 부반송파 CINR 추정기(612)에서 산출되는 데이터 부반송파의 평균 CINR은 수학식 7과 같다.
Figure 112005064227785-pat00010
도 7은 프리앰블 송신 전력과 데이터 송신 전력이 상이한 경우에 발생하는 오차를 표시한 그래프이다.
수학식 6에 따라 추정 프리앰블의 CINR을 계산할 때, S/W=10dB라고 하고, 프리앰블과 데이터 부반송파의 전력비를 β라고 하면, 도 7에 도시된 그래프를 통하여 프리앰블이 데이터보다 10dB 증폭된 경우로서 CIR(Carrier to Interference Ratio)이 높아짐에 따라 오차가 점점 커짐을 확인할 수 있다.
이와 같이 발생하는 오차를 보정하기 위하여, 잡음 전력 추정기(604)에서는 프리앰블 시퀀스를 전송하지 않는 부반송파로부터의 잡음 전력을 계산한다.
이와 같은 방법을 통하여 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되었으며, 프리앰블에서 전송하지 않은 부반송파가 존재하는 경우의 CINR을 추정하는 것이 가능하다.
한편, 모든 프리앰블의 부반송파가 데이터 전송에 사용되는 경우, 즉, 프리앰블에 전송하지 않는 부반송파가 존재하지 않는 경우의 CINR 추정 방법은 다음과 같다.
도 8은 Null 부반송파를 삽입하여 인접 대역 간섭을 줄이기 위한 IFFT의 신호 입력을 나타낸 도면이다.
OFDM에서는 인접 대역 간의 간섭을 줄이기 위하여 도 8과 같이 Null 부반송파를 사용한다. IFFT(110)는 멀티플렉서(108)로부터 DC 부반송파, 프리앰블 또는 데이터 부반송파 및 Null 부반송파를 수신하여, 푸리에 변환을 수행한다. 이와 같은 IFFT와 Null 부반송파를 이용하면 이용하여 잡음 전력을 계산할 수 있게 된다.
도 9는 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되었으며, 모든 부반송파가 전송에 사용된 경우, CINR을 추정하기 위한 블록 구성도이다.
도 9에 따라 모든 부반송파가 전송에 사용되는 경우의 CINR 추정은, 도 6을 통해 언급된 프리앰블에서 전송하지 않은 부반송파가 존재하는 경우의 CINR 추정과는 잡음 전력 추정기(604)의 기능만 상이하다.
즉, Null 부반송파의 숫자를 MNull이라고 하면, Null 부반송파를 이용하여 잡 음 전력 추정기(902)에서 추정하는 잡음 전력은 다음의 수학식 8과 같이 계산된다.
Figure 112005064227785-pat00011
여기서, rm(n) = wm(n)이며, a는 Null 부반송파의 인덱스이다. 따라서, 데이터 영역의 CINR은 다음의 수학식 9에 의해 계산된다.
Figure 112005064227785-pat00012
이와 같이 수학식 9에 따라 모든 프리앰블의 부반송파가 데이터 전송에 사용되는 경우, 즉, 프리앰블에 전송하지 않는 부반송파가 존재하지 않는 경우의 CINR을 추정하는 것이 가능하다.
한편, 각 기지국에서 사용하는 프리앰블의 부반송파 위치한 상이한 경우에는 프리앰블 송신 전력의 증폭 여부에 상관없이, 프리앰블로 추정된 CINR과 데이터 부반송파의 CINR이 상이하게 된다.
이하의 설명에서는 IEEE 802.16의 OFDMA 방식에서, 각 기지국에서 사용하는 프리앰블의 부반송파의 위치가 상이한 경우를 기준으로서 설명하기로 한다.
IEEE 802.16에서 하향링크 전송의 첫번째 심볼은 프리앰블이며, 3개의 프리앰블 반송파 집합이 존재한다. 그리고, 3개의 프리앰블 반송파 집합 각각에 대한 서로 다른 부반송파가 할당되고, 부반송파는 특정한 의사 잡음(PN: Pseudo Noise) 부호와 증폭된 BPSK 변조를 사용하여 변조된다.
여기서, 특정 프리앰블에 할당된 부반송파의 확인은 다음의 공식에 의해 가능하다.
PreambleCarrierSetn = n + 3 × k
여기서 n은 0, 1, 2로 인덱스화된 프리앰블 반송파 집합의 수를 의미하며, k는 FFT의 크기가 2048인 경우, 0, 1, 2, … ,567로 설정되는 연속 인덱스를 의미한다.
그리고, 각각의 세그멘트는 세그멘트 0, 세그멘트 1, 세그멘트 2로 설정되고, 각각의 세그멘트는 3개의 가용한 반송파 집합으로 구성된 하나의 프리앰블을 사용한다. 즉, 세그멘트 0은 프리앰블 반송파 집합 0을 사용하고, 세그멘트 1은 프리앰블 반송파 집합 1을 사용하며, 세그멘트 2는 프리앰블 반송파 집합 2를 사용한다.
따라서, IEEE 802.16의 OFDMA 방식에서 각 세그멘트는 도 5b와 같이 각각의 3번째 부반송파를 변조하게 된다.
도 10은 각 기지국 별로 프리앰블의 전송 위치가 상이한 경우, 데이터의 CINR을 추정하기 위한 블록 구성도이다.
각 기지국 별로 전송되는 프리앰블의 위치가 상이한 경우, 데이터의 CINR을 추정하기 위하여 수신 프리앰블 부반송파와 수신 Null 부반송파를 각각 계산하여야 한다.
먼저, 수신 프리앰블 부반송파를 추정하기 위하여 수신기가 포함되어 있는 기지국에 해당하는 세그멘트에 속한 인접 셀로부터의 간섭 전력을 결정해야한다.
수신기가 세그멘트 a의 값을 가지는 셀에 위치하고 있다면, 세그멘트 a의 셀로부터 수신되는 프리앰블의 부반송파별 수신 신호는 잡음 전력 추정기(1008)에 의해 수학식 10과 같이 산출된다.
Figure 112005064227785-pat00013
여기서, a는 3개의 세그멘트 0, 1, 2 중 하나의 값이며, k는 연속 인덱스, qa는 세그멘트 a에 속하는 인접 기지국의 수이다.
이 때, 수학식 3을 이용하여, 세그멘트 a에서 사용한 부반송파끼리의 차이를 구하면 수학식 11과 같아진다.
Figure 112005064227785-pat00014
따라서, 잡음 전력 추정기(1008)에 의해 산출되는 세그멘트 a에 의한 간섭 전력 및 잡음 전력은 다음과 같다.
Figure 112005064227785-pat00015
여기서, K1은 세그멘트 a에서 프리앰블 시퀀스를 전송하는 부반송파의 수이며, Ia는 정류화된 간섭 전력이고, Wa는 잡음 전력이다.
그리고, 수신기가 속한 기지국과 다른 세그멘트 값을 갖는 셀, 즉 세그멘트 b, 세그멘트 c의 값을 갖는 주변의 셀로부터 수신되는 간섭 전력을 산출하여야 한다.
먼저, 세그멘트 b의 값을 갖는 셀들로부터의 수신 신호는 다음과 같다.
Figure 112005064227785-pat00016
따라서, 세그멘트 b에 의한 간섭 및 잡음 전력 추정기(1010)에 의해 산출되는 간섭 및 잡음 전력은 다음과 같다.
Figure 112005064227785-pat00017
여기서, K2는 세그멘트 b에서 프리앰블 시퀀스를 전송하는 부반송파의 수이고, Ib는 정류화된 간섭 전력, Wb는 잡음 전력이다.
이와 유사한 방법으로 세그멘트 c에 의한 간섭 및 잡음 전력 추정기(1012)를 이용하여 세그멘트 c에 의한 수신 신호 및 간섭 및 잡음 전력을 산출하면 다음과 같다.
Figure 112005064227785-pat00018
여기서, K3는 세그멘트 c에서 프리앰블 시퀀스를 전송하는 부반송파의 수이고, Ic는 정류화된 간섭 전력, Wc는 잡음 전력이다.
이 때, 세그멘트 b 및 세그멘트 c에서의 간섭 및 잡음 전력은 세그멘트 a의 간섭 결정 과정과 유사하게 산출할 수도 있다.
이 때, 세그멘트 b에 의한 간섭 잡음 전력과, 세그멘트 c에 의한 간섭 및 잡음 전력은 다음과 같다.
Figure 112005064227785-pat00019
Figure 112005064227785-pat00020
Figure 112005064227785-pat00021
Figure 112005064227785-pat00022
이상과 같은 방법에 의해서 세그멘트 a, 세그멘트 b, 세그멘트 c에 의한 간섭 및 잡음 전력이 추정되면, 각 세그멘트에 따른 간섭 전력으로부터 프리앰블의 간섭 및 잡음 전력을 추정해야한다. 이를 위하여 간섭 및 잡음 전력 추정기(1016)를 이용하여 전체의 간섭 및 잡음 전력을 산출해야한다. 전체 간섭 및 잡음 전력 (V)은 다음과 같다.
Figure 112005064227785-pat00023
여기서, 각 세그멘트에서의 잡음 전력은 통계적으로 동일한 특성을 보이므로,
Figure 112005064227785-pat00024
인 관계가 성립된다. 이 때,
Figure 112005064227785-pat00025
라고 하면, 간섭 및 잡음 전력 추정기(1016)에서 산출되는 전체 간섭 및 잡음 전력은 다음의 수학식 12와 같다.
Figure 112005064227785-pat00026
이 때, 수신 전력은
Figure 112005064227785-pat00027
이므로, 프리앰블 CINR 추정기(1018)는 다음의 수학식 13과 같이 프리앰블을 추정할 수 있다.
Figure 112005064227785-pat00028
이와 같이 수신 프리앰블 부반송파의 CINR이 추정되면, Null 부반송파를 이용하여 오차를 보정해야한다. 오차 보정을 위하여 Null 부반송파를 이용한 잡음 전력 추정기(1004)에서는 수학식 8을 이용하여 잡음 전력 WNull을 계산한다.
잡음 전력 WNull이 계산되면 데이터 부반송파 CINR 추정기는 수학식 9에 의해 데이터 영역의 CINR을 다음의 수학식 14와 같이 산출할 수 있게 된다.
Figure 112005064227785-pat00029
이상의 수학식 9 및 수학식 14를 통해 산출한 CINRdata는 기지국들이 모든 부반송파들을 모두 전송하는 풀 로딩(Full Loading)의 경우의 데이터 영역의 CINR이다. 그러나, 데이터 영역이 모든 부반송파를 사용하지 않은 부분 로딩에서는 이러한 풀 로딩으로 구한 CINR을 적용하게 되면, 실제 부분 로딩의 CINR보다 작은 값을 적용하게 되므로, 최적의 MCS 레벨을 설정할 수 없게 된다.
이에 따라 부분 로딩인 경우에는 다른 방법을 사용하여 데이터 부반송파의 CINR을 산출하여야 한다.
도 11은 데이터 영역이 부분 로딩되어 있는 경우 데이터의 CINR을 추정하기 위한 블록 구성도이다.
데이터 영역에서 수신기가 위치하고 있는 기지국이 다른 수신기에 할당하지 않은 부반송파를 이용하면 인접 셀 간섭 전력을 추정할 수 있다. 이 때, 간섭 전력 추정기(1104)를 이용하여 산출하는 잡음 전력과 인접 셀의 간섭 전력의 평균값(NID)은 다음과 같다.
Figure 112005064227785-pat00030
여기서,
Figure 112005064227785-pat00031
으로서, n번째 사용하지 않는 부반송파의 수신 신호를 의미한다. 그리고, j는 사용하지 않는 부반송파가 존재하는 심볼 번호, m은 사용되지 않은 부반송파를 순서대로 정렬한 후의 인덱스를 의미한다.
그리고, 간섭 및 잡음 전력 추정기(1108) 및 프리앰블 CINR 추정기(1106)에서는 수학식 5 또는 수학식 6, 수학식 12 또는 수학식 13을 이용하여 CINRpreamble과 V를 각각 산출할 수 있다. CINRpreamble과 V가 산출되면, 부분 로딩된 데이터 영역의 CINR을 다음과 같은 수학식 15로 산출할 수 있다.
Figure 112005064227785-pat00032
이와 같이 수학식 7 및 수학식 9를 이용하여 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭된 경우의 CINR을 추정할 수 있으며, 수학식 14를 이용하여 부반송파들이 각 셀에서 다르게 적용된 경우의 CINR을 추정할 수 있고, 수학식 15를 이용하여 데이터 영역의 트래픽이 부분 로딩인 경우에 데이터 영역의 CINR를 추정할 수 있게 된다.
이상의 내용은 CINR을 추정하는 방법을 설명하고 있으나, Eb(I+No), SINR(Symbol to Interference and Noise power Ratio) 등의 신호대 간섭 및 잡음 비율 추정에도 동일한 방법으로 적용될 수 있다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, OFDM에서 프리앰블이 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭된 경우, 부반송파들이 각 셀에서 다르게 적용된 경우 및 데이터 영역의 트래픽이 부분 로딩인 경우에 프리앰블을 이용하여 정확한 신호대 간섭 및 잡음 비율(CINR)을 추정할 수 있다.
또한, 프리앰블의 송신 전력과 데이터의 송신 전력이 동일하지 않은 경우나 수신 데이터의 신뢰성이 떨어지는 낮은 CINR 영역에서도 높은 정확도를 가지는 신호대 간섭 잡음 비율을 추정할 수 있다.

Claims (27)

  1. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 시스템의 수신기에서 프리앰블 심볼 송신 전력이 데이터 심볼 송신 전력에 비하여 증폭되었으며, 프리앰블을 전송하지 않은 부반송파가 존재할 때의 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)을 추정하는 방법에 있어서,
    (a) 기지국으로부터 전송되는 프리앰블 심볼 및 전송 부반송파를 수신하여 간섭 전력, 전송 부반송파 잡음 전력 및 수신 전력 ― 여기서, 수신 전력은 상기 기지국에서 상기 프리앰블 및 데이터 심볼의 전달에 사용된 전력값 ― 을 산출하는 단계;
    (b) 상기 간섭 전력, 상기 전송 부반송파 잡음 전력 및 상기 수신 전력을 이용하여 상기 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 단계;
    (c) 상기 프리앰블을 전송하지 않는 부반송파로부터 비전송 부반송파 잡음 전력을 산출하는 단계; 및
    (d) 상기 프리앰블의 CINR 값과 상기 비전송 부반송파 잡음 전력을 이용하여 상기 데이터 부반송파의 평균 CINR을 산출하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 단계 (c)는,
    상기 비전송 부반송파 잡음 전력은 상기 프리앰블 심볼 송신 전력과 상기 데 이터 심볼 송신 전력의 차이에 의해 발생되는 오차에 대응되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 단계 (a)는,
    상기 수신되는 프리앰블 심볼을 r4m(n), 상기 전송 부반송파의 송신 전력을 PP, 상기 프리앰블에서 전송된 상기 전송 부반송파의 숫자를 M, 정규화된 각 전송 부반송파 간섭 전력의 평균을 I, 전송 부반송파 잡음 전력의 평균값을 W, 상기 전송 부반송파 간접 전력 및 전송 부반송파 잡음 전력을 V라 하면, 지연 확산이 매우 크지 않는 채널 환경에서의 상기 전송 부반송파 차이를
    Figure 112005064227785-pat00033
    이라고 하면,
    상기 전송 부반송파 간접 전력 및 전송 부반송파 잡음 전력은,
    Figure 112005064227785-pat00034
    을 통해 산출되며, 상기 수신 전력은
    Figure 112005064227785-pat00035
    을 통해 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 단계 (b)는,
    상기 간섭과 잡음이 제외된 전송 부반송파의 수신 전력의 평균값을 S라고 하면, 상기 프리앰블 CINR 값은,
    Figure 112005064227785-pat00036
    을 통해 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 단계 (c)는,
    상기 비전송 부반송파 잡음 전력을 Wunused라고 하면,
    Figure 112005064227785-pat00037
    로부터 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 단계 (d)는,
    상기 데이터 심볼의 전송 전력이 PD이고, W=Wunused이며, 정규화된 간섭 전력의 크기가 I=(V-Wunused)/PP이면, 상기 데이터 부반송파의 평균 CINR은,
    Figure 112005064227785-pat00038
    을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  7. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 시스템의 수신기에서 프리앰블 심볼 송신 전력이 데이터 심볼 송신 전력에 비하여 증폭되었으며, 모든 부반 송파가 프리앰블의 전송에 사용되는 경우의 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)을 추정하는 방법에 있어서,
    (a) 기지국으로부터 전송되는 프리앰블 심볼 및 전송 부반송파를 수신하여 간섭 전력, 전송 부반송파 잡음 전력 및 수신 전력 ― 상기 기지국에서 상기 프리앰블 및 데이터 심볼의 전달에 사용된 전력값 ― 을 산출하는 단계;
    (b) 상기 간섭 전력, 상기 전송 부반송파 잡음 전력 및 상기 수신 전력을 이용하여 상기 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 단계;
    (c) 인접 대역 간 간섭을 줄이기 위하여 사용되는 Null 부반송파를 이용하여 Null 부반송파 잡음 전력을 산출하는 단계; 및
    (d) 상기 프리앰블의 CINR 값과 상기 Null 부반송파 잡음 전력을 이용하여 상기 데이터 부반송파의 평균 CINR을 산출하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 단계 (c)는,
    상기 프리앰블 심볼의 부반송파, 데이터 심볼의 부반송파 및 상기 Null 부반송파를 푸리에 변환하여, 상기 Null 부반송파 잡음 전력을 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  9. 제7항 또는 제8항에 있어서, 상기 단계 (c)는,
    상기 Null 부반송파의 숫자를 MNull, 상기 Null 부반송파의 인덱스를 a, 상기 기지국으로부터 수신되는 신호를 rm(n), 상기 Null 부반송파 잡음 전력을 WNull이라 하면, 상기 잡음 전력은,
    Figure 112005064227785-pat00039
    을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 단계 (d)는,
    상기 단계 (c)에서 추정되는 상기 프리앰블 CINR 값을 CINRpreamble라고 하면, 상기 데이터 부반송파의 평균 CINR은,
    Figure 112005064227785-pat00040
    을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  11. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 시스템의 수신기에서 각 기지국에서 전송하는 프리앰블의 전송 위치가 상이한 경우의 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)을 추정하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 수신기가 포함된 기지국의 세그멘트와 동일한 세그멘트 값을 갖는 인접 셀과, 상이한 세그멘트 값을 갖는 인접 셀로부터의 간섭 전력을 각각 산출하 는 단계;
    (b) 상기 각각 산출된 간섭 전력으로부터 전체 간섭, 잡음 전력 및 프리앰블의 CINR을 추정하는 단계;
    (c) 인접 대역 간 간섭을 줄이기 위하여 사용되는 Null 부반송파를 이용하여 Null 부반송파 잡음 전력을 산출하는 단계; 및
    (d) 상기 프리앰블의 CINR과 Null 부반송파 잡음 전력을 이용하여 데이터 영역의 CINR을 추정하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 단계 (a)는,
    상기 기지국의 세그멘트는 세그멘트 a, 세그멘트 b, 세그멘트 c 중 하나의 값을 갖는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 단계 (b)는,
    상기 세그멘트 a에 의한 간섭 전력을 Va, 잡음 전력을 Wa, 정규화된 간섭 전력을 Ia, 상기 세그멘트 b에 의한 간섭 전력을 Vb, 잡음 전력을 Wb, 정류화된 간섭 전력을 Ib, 상기 세그멘트 c에 의한 간섭 전력을 Vc, 잡음 전력을 Wc, 정류화된 간섭 전력을 Ic,라고 하고, 상기 프리앰블의 송신 전력을 PP라 하면,
    상기 Va는
    Figure 112005064227785-pat00041
    , 상기 Vb는
    Figure 112005064227785-pat00042
    , 상기 Vc는
    Figure 112005064227785-pat00043
    로 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 단계 (b)는,
    전체 간섭 및 잡음 전력을 V라 하면, 상기 V는,
    Figure 112005064227785-pat00044
    을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 V는,
    Figure 112005064227785-pat00045
    이고,
    Figure 112005064227785-pat00046
    이면,
    Figure 112005064227785-pat00047
    인 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  16. 제11항에 있어서, 상기 단계 (b)는,
    상기 세그멘트 a에서 상기 프리앰블을 전송하는 부반송파의 수를 K1이라 하면,
    Figure 112005064227785-pat00048
    을 통해 상기 프리앰블 CINR을 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 단계 (d)는,
    상기 Null 부반송파 잡음 전력을 Wnull이라고 하고, 상기 데이터 영역의 CINR을 CINRdata라 하면, 상기 CINRdata는,
    Figure 112005064227785-pat00049
    을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  18. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 시스템의 수신기에서 데이터 영역의 트래픽이 부분 로딩인 경우의 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)을 추정하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 수신기가 위치한 기지국이 다른 수신기에 할당하지 않은 부반송파를 이용하여 인접 셀 간섭 전력을 산출하는 단계;
    (b) 상기 프리앰블 심볼 및 상기 부반송파를 이용하여 간섭 전력 및 잡음 전력을 산출하는 단계;
    (c) 상기 간섭 전력, 상기 잡음 전력을 이용하여 상기 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 단계; 및
    (d) 상기 간섭 전력 및 잡음 전력과, 상기 프리앰블의 CINR 값을 이용하여 부분 로딩된 데이터 영역의 CINR을 산출하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 단계 (a)는,
    상기 인접 셀 간접 전력의 평균값을 NID라고 하고, n번째 사용하지 않는 부반송파의 수신 신호를 um(n), 사용하지 않는 부반송파가 존재하는 심볼 번호를 j, 사용하지 않은 부반송파를 순서대로 정렬한 후의 인덱스를 m이라고 하면, 상기 um(n)은,
    Figure 112005064227785-pat00050
    이고, 상기 NID는,
    Figure 112005064227785-pat00051
    을 통하여 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  20. 제18항에 있어서, 상기 단계 (b)는,
    Figure 112005064227785-pat00052
    또는
    Figure 112005064227785-pat00053
    을 이용하여 상기 간섭 전력 및 잡음 전력을 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  21. 제18항에 있어서, 상기 단계 (c)는,
    Figure 112005064227785-pat00054
    또는
    Figure 112005064227785-pat00055
    을 이용하여 상기 프리앰블 CINR 값을 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  22. 제19항에 있어서, 상기 단계 (d)는,
    상기 부분 로딩된 데이터 영역의 CINR을 CINRPartial이라고 하고, 상기 프리앰블 CINR 값을 CINRpreamble, 상기 간섭 전력 및 잡음 전력을 V, 프리앰블 부반송파의 송신 전력을 PP, 데이터 심볼의 송신 전력을 PD, PP/PD 값을 β라고 하면, 상기 CINRPartial은,
    Figure 112005064227785-pat00056
    을 통하여 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 방법.
  23. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 시스템에서 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)을 추정하는 장치에 있어서,
    수신된 프리앰블 심볼이나 부반송파를 이용하여 전송 부반송파 간섭 전력 및 전송 부반송파 잡음 전력을 추정하는 전송 부반송파 간섭 및 잡음 전력 추정기;
    상기 프리앰블 심볼 및 데이터 심볼의 전송에 사용된 수신 전력을 산출하는 수신 전력 추정기;
    상기 프리앰블 심볼을 전송하지 않은 부반송파, Null 부반송파 또는 기지국이 다른 수신기에 할당하지 않은 부반송파 중 하나 이상을 이용하여 잡음 전력이나 간섭 전력을 산출하는 잡음/간섭 전력 추정기;
    상기 잡음 전력, 간섭 전력 및 수신 전력을 이용하여 프리앰블의 CINR 값을 추정하는 프리앰블 CINR 추정기; 및
    상기 프리앰블 CINR 값과, 상기 잡음/간섭 전력 추정기에서 추정된 잡음 전력이나 간섭 전력을 이용하여 데이터 영역의 CINR을 추정하는 데이터 부반송파 CINR 추정기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 장치.
  24. 제23항에 있어서, 상기 잡음/간섭 전력 추정기는,
    상기 프리앰블 심볼이 상기 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되었으며, 상기 프리앰블 심볼을 전송하지 않은 부반송파가 존재할 때에는 상기 프리앰블 심볼을 전송하지 않은 부반송파를 이용하여 상기 잡음 전력을 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 장치.
  25. 제23항에 있어서, 상기 잡음/간섭 전력 추정기는,
    상기 프리앰블 심볼이 상기 데이터 심볼에 비하여 전력이 증폭되었으며, 모든 부반송파가 상기 프리앰블 심볼의 전송에 사용되는 경우나, 하나 이상의 기지국에서 각각 전송하는 상기 프리앰블 심볼의 전송 위치가 상이한 경우에는 상기 Null 부반송파를 이용하여 상기 잡음 전력을 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 장치.
  26. 제23항에 있어서, 상기 잡음/간섭 전력 추정기는,
    상기 데이터 영역의 트래픽이 부분 로딩인 경우에는 상기 기지국이 다른 수신기에 할당하지 않은 부반송파를 이용하여 상기 간섭 전력을 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 장치.
  27. 제23항에 있어서, 상기 간섭 및 잡음 전력 추정기는,
    하나 이상의 기지국에서 각각 전송하는 상기 프리앰블 심볼의 전송 위치가 상이한 경우에는, 수신기가 위치한 기지국의 세그멘트와 동일한 세그멘트 값을 갖는 인접 셀의 간섭 전력과, 다른 세그멘트 값을 갖는 인접 셀의 간섭 전력을 산출하여, 상기 간섭 및 잡음 전력을 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM에서의 CINR 추정 장치.
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1956784A1 (en) 2007-02-06 2008-08-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Mobile terminal and method for measuring channel quality
KR100870671B1 (ko) 2006-12-29 2008-11-26 포스데이타 주식회사 무선통신 시스템의 신호 대 간섭 잡음비 추정 방법 및 장치
KR100918762B1 (ko) * 2007-05-28 2009-09-24 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치 및 방법
EP2130371A1 (en) * 2007-02-26 2009-12-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital transmission system for transmitting additional data and method thereof
KR101106692B1 (ko) 2007-10-10 2012-01-18 삼성전자주식회사 다중입출력 통신시스템의 동작 모드 선택 장치 및 방법
KR101513569B1 (ko) 2008-10-02 2015-04-21 삼성전자주식회사 광대역 무선통신 시스템에서 상향링크 스케줄링 우선순위 결정 장치 및 방법
US11968146B2 (en) 2021-03-01 2024-04-23 Wisig Networks Private Limited Method for communication in a communication network

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100740174B1 (ko) * 2006-11-30 2007-07-16 (주)카이로넷 직교주파수분할 다중 무선이동통신 시스템 및 그 신호대잡음비 추정방법
JP2008160380A (ja) * 2006-12-22 2008-07-10 Nec Corp セル間干渉抑圧方法、無線基地局、ユーザ端末
WO2008137840A1 (en) * 2007-05-04 2008-11-13 Amicus Wireless Technology Ltd. Ofdm-based device and method for performing synchronization
US8379762B2 (en) * 2007-07-19 2013-02-19 Cisco Technology, Inc. Physical carrier to interference-plus-noise ratio techniques for wideband wireless communication networks
WO2009087591A2 (en) * 2008-01-07 2009-07-16 Runcom Technologies Ltd. Cinr formula for spatial multiplexing
US8625685B2 (en) * 2008-02-21 2014-01-07 Qualcomm Incorporated Signal quality estimation for OFDMA systems
US8611477B1 (en) 2008-05-21 2013-12-17 Marvell International Ltd. Estimating and compensating for noise on antennas of a multi-antenna wireless system
WO2010027304A1 (en) * 2008-09-02 2010-03-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Frequency selective sinr regeneration
US8588186B1 (en) * 2008-10-10 2013-11-19 Marvell International Ltd. Automatic override of power control parameters for WiMAX mobile stations
US8615198B2 (en) * 2009-08-27 2013-12-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for triggering multicell MIMO schemes in multiple antenna system
US9143286B2 (en) * 2010-01-19 2015-09-22 Nitero Pty Limited Estimation of signal to noise ratio in receivers
KR20110085426A (ko) * 2010-01-20 2011-07-27 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법 및 장치
EP2681957B1 (en) 2011-03-01 2016-05-11 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Load estimation in a user equipment
US8831530B2 (en) * 2012-04-30 2014-09-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication system with transmission power estimation mechanism and method of operation thereof
JP6111765B2 (ja) * 2013-03-18 2017-04-12 富士通株式会社 基地局装置及び送信電力決定方法
JP5894105B2 (ja) * 2013-04-04 2016-03-23 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線基地局、ユーザ端末及び無線通信方法
US9692484B2 (en) 2015-03-16 2017-06-27 Texas Instruments Incorporated Optimized PHY frame structure for OFDM based narrowband PLC
EP3456138B1 (en) * 2016-05-11 2023-07-19 Nokia Technologies Oy Method and apparatus for implementing preamble zone selection
CN108736919B (zh) * 2017-04-14 2020-05-26 大唐移动通信设备有限公司 一种噪声功率估计方法及装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1176750A1 (en) * 2000-07-25 2002-01-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Link quality determination of a transmission link in an OFDM transmission system
US7260054B2 (en) * 2002-05-30 2007-08-21 Denso Corporation SINR measurement method for OFDM communications systems
JP2004158901A (ja) * 2002-11-01 2004-06-03 Kddi Corp Ｏｆｄｍ及びｍｃ−ｃｄｍａを用いる送信装置、システム及び方法
KR20040110342A (ko) 2003-06-18 2004-12-31 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ 시스템에서 반복 신호를 이용한 신호대잡음비측정장치 및 방법
KR101015736B1 (ko) * 2003-11-19 2011-02-22 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식의 이동통신 시스템에서선택적 전력 제어 장치 및 방법
US7623569B2 (en) * 2004-01-14 2009-11-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system
KR100946923B1 (ko) * 2004-03-12 2010-03-09 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서 채널 품질 정보의 송수신 장치 및 방법, 그리고 그에 따른 시스템
KR100957408B1 (ko) * 2004-06-17 2010-05-11 삼성전자주식회사 광대역 무선 분할 다중 접속 통신 시스템에서 핸드오버 지원을 위한 방법 및 장치

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100870671B1 (ko) 2006-12-29 2008-11-26 포스데이타 주식회사 무선통신 시스템의 신호 대 간섭 잡음비 추정 방법 및 장치
EP1956784A1 (en) 2007-02-06 2008-08-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Mobile terminal and method for measuring channel quality
EP2130371A1 (en) * 2007-02-26 2009-12-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital transmission system for transmitting additional data and method thereof
EP2130371A4 (en) * 2007-02-26 2012-09-12 Samsung Electronics Co Ltd DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM FOR TRANSMITTING ADDITIONAL DATA AND ASSOCIATED METHOD
US8891674B2 (en) 2007-02-26 2014-11-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital transmission system for transmitting additional data and method thereof
KR100918762B1 (ko) * 2007-05-28 2009-09-24 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치 및 방법
US8018991B2 (en) 2007-05-28 2011-09-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for estimating carrier-to-interference and noise ratio in a communication system
KR101106692B1 (ko) 2007-10-10 2012-01-18 삼성전자주식회사 다중입출력 통신시스템의 동작 모드 선택 장치 및 방법
US8144796B2 (en) 2007-10-10 2012-03-27 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for selecting operation mode in MIMO communication system
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US11968146B2 (en) 2021-03-01 2024-04-23 Wisig Networks Private Limited Method for communication in a communication network

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US20080240217A1 (en) 2008-10-02

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