KR20110085426A

KR20110085426A - 무선통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20110085426A
Application number: KR1020100005210A
Authority: KR
Inventors: 유화선
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2010-01-20
Filing date: 2010-01-20
Publication date: 2011-07-27
Also published as: US20110176645A1

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법 및 장치를 제공한다. 수신기는, 준직교 신호열들이 매핑 가능한 상향링크 채널을 통해 단말로부터의 상향링크 신호를 수신하면, 상기 준직교 신호열들의 상관 특성을 이용하여 상기 상향링크 신호에 대한 신호 성분의 평균 전력과 상기 상향링크 신호에 대한 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 추정하고, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 반송파대 잡음 및 간섭비로 환산한다. 이러한 본 발명은 상향링크 채널의 준직교 특성을 이용하여 CINR을 간단하고도 정확히 추정함으로써 안정적이고 유연한 시스템 운용을 가능하게 한다.

Description

무선통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ESTIMATING NOISE AND INTERFERENCE POWER IN WIRELESS TELECOMMUNICATIONS SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 송수신기 간의 통신 채널 상에서 준직교 신호열들(semi-orthogonal sequences)의 잡음전력을 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

음성 및 데이터 서비스를 포함하는 멀티미디어 서비스를 지원하는 광대역 무선 통신 시스템에서, 다양한 목적의 제어 정보 등을 전송하기 위해 기지국과 단말 사이에 특정하게 정의된 직교 또는 준직교 신호열이 교환될 수 있다. 이때, 수신단에서는 다중 안테나의 결합 계수(Combining coefficients)나 전력 제어 등을 결정하기 위해 사용되는 신호 및 잡음 전력에 대한 정보, 일 예로서 반송파대 간섭 및 잡음비(Carrier to Interference and Noise Ratio: CINR)를 추정하기 위하여 상기 직교 또는 준직교 신호열을 이용한다.

한편, 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access: OFDMA)를 기반으로 하는 통신 시스템에서는 상향링크 고속 피드백(Fast Feedback) 정보를 전송하기 위한 별도의 물리적 채널들을 사용한다. 상향링크 고속 피드백 정보로는 완전(Absolute) 신호대 잡음비(Signal to Noise ratio: S/N) 혹은 반송파대 간섭비(Carrier to Interference ratio: C/I), 대역별 차분(differential) S/N, 고속 MIMO(Multi Input Multi Output) 모드 정보 등이 있다. 고속의 이동통신 시스템에서 기지국은 하향링크 품질 및 상태를 나타내는 이러한 고속 피드백 정보를 이용하여 패킷 데이터의 전송을 스케줄링하고 전송 파라미터를 결정함으로써 고속 패킷 데이터 서비스를 실현한다.

단말기는 고속 피드백 채널(Fast Feedback Channel: FBCH)이라는 물리적 채널을 통해 기지국으로 고속 피드백 정보를 전송하는데, 고속 피드백 정보는 단말이 통신하고 있는 시간 구간 동안 상향링크에서 주기적으로 보고(Report)된다. 따라서 고속 피드백 채널은 단말에 할당된 상향링크 트래픽 신호가 없는 구간 동안 기지국이 상향링크 채널의 상태 정보를 얻는데 용이하게 사용될 수 있다. 그 중에서 특히 기지국은 고속 피드백 채널에 대한 CINR을 추정함으로써 상향링크 채널들에 대한 전력제어 등이 가능하다. 상향링크의 전력 제어가 제대로 이루어지지 않는다면 셀간 간섭이 커지게 되어 링크성능을 저하시키거나 안정적인 통신 상태를 유지하지 못해 요구되는 QoS(Quality of Service)를 만족시킬 수 없게 된다. 이는 결국 데이터 전송률 감소로 인해 셀 효율(Throughput) 감소를 가져온다.

특히 고속 피드백 채널은 일반적으로 열악한 채널 환경에서도 낮은 에러 수준을 유지해야 하므로, 안정적인 운영을 위해 상향링크 고속 피드백 채널에 대한 신뢰성 있는 잡음 및 간섭 수준과 CINR 추정 방법이 요구된다.

종래 기술에서는 파일럿 등의 부가 정보를 이용하여 신호성분 전력과 잡음성분 전력을 구하였으나, 고속 피드백 채널에는 별도의 파일롯 신호가 존재하지 않기 때문에, CINR 추정이 어려우며 특히 안테나 결합 계수 등을 구하기 어려우며, 특히 RRH(Remote Radio Heads)나 중계기를 포함하는 기지국 수신 환경에서 안정된 수신 성능을 보장할 수 없다는 문제점이 있었다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 고속 피드백 채널의 준직교 신호열을 이용하여 잡음/간섭 성분의 평균 전력을 추정하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신기 측 신호열 판정에 사용되는 비동기 복조기의 출력을 이용하여, 송수신기간 통신 채널의 신호 전력 및 잡음/간섭 전력을 효율적으로 추정하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 단말의 고속 피드백 채널과 같이 잡음 등의 왜곡이 심한 환경에서도 높은 신뢰도를 요구하는 정보에 사용되는 준직교 신호열을 이용하여 송수신기간 통신 채널의 CINR을 효율적으로 추정하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법은; 무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법에 있어서,

준직교 신호열들이 매핑 가능한 상향링크 채널을 통해 단말로부터의 상향링크 신호를 수신하는 과정과, 상기 준직교 신호열들의 상관 특성을 이용하여 상기 상향링크 신호에 대한 신호 성분의 평균 전력과 상기 상향링크 신호에 대한 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 추정하는 과정과, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 반송파대 잡음 및 간섭비로 환산하는 과정을 포함한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 장치는; 무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법에 있어서,

준직교 신호열들이 매핑 가능한 상향링크 채널을 통해 단말로부터의 상향링크 신호를 수신하는 수신기와, 상기 준직교 신호열들의 상관 특성을 이용하여 상기 상향링크 신호에 대한 신호 성분의 평균 전력과 상기 상향링크 신호에 대한 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 추정하는 추정기와, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 반송파대 잡음 및 간섭비를 환산하는 환산기를 포함한다.

본 발명에서는 상향링크 고속 피드백 채널에 대한 변조 등의 용도로 사용되는 준직교 신호열에 대해서 비동기 복조기의 중간 및 최종 출력을 이용하여 CINR을 정확히 추정함으로써 정확한 채널 정보의 전달과 안정적인 시스템 운용이 가능하게 된다. 또한 본 발명은 부반송파 묶음 형태나 CINR 운용 방식에 상관없이 모든 부채널 구조에 적용가능하기 때문에 유연한 시스템 운용을 가능하게 한다.

도 1 은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 상향링크 고속 피드백 정보의 전송을 위한 단말 송신기의 구조를 나타낸 블록 구성도.
도 3는 본 발명의 일 실시예에 따른 상향링크 고속 피드백 정보의 수신을 위한 기지국 수신기의 구조를 나타낸 블록 구성도.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비동기 복조를 포함하는 CINR 추정기의 간략한 구성을 나타낸 도면.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 적용 가능한 P-FBCH의 자원 구조를 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비동기 복조를 포함한 CINR 추정기의 상세 구조를 나타낸 도면.
도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 CINR 계산 동작을 나타낸 흐름도.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기 설명에서는 본 발명의 동작을 이해하는데 필요한 부분만을 설명하며 그 이외의 배경 기술은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략한다.

본 명세서에서는 무선 통신 시스템에서의 잡음 및 간섭 추정 동작을 설명함에 있어서 IEEE 802.16m을 기반으로 하는 통신 표준을 참조할 것이다. 그러나 본 발명에 따른 동작이 특정 통신 프로토콜 혹은 시스템 구성에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 변형이 가능함은 당해 기술분야에서 숙련된 기술을 가진 당업자에게 있어서 자명한 사항임은 물론이다. 구체적으로 후술되는 본 발명의 실시예들은 무선 통신 시스템에서 다양한 목적의 제어 정보 등을 전송하기 위해 준직교 신호열들이 사용되는 경우에 적용 가능하다.

도 1 은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 것이다.

도시한 바와 같이 기지국(102)는 여러 개의 안테나(112,114,116,118)를 이용하여 단말(130)로부터의 상향링크 신호들을 수신 가능하도록 구성된다. 단말은 안테나(112 내지 118)에 의해 형성되는 각 서비스영역(122,124,126,128) 중 어느 하나 혹은 중첩된 영역에 위치하면서, 기지국(102)으로 상향링크 신호들을 송출한다.

기지국(102)에 구비되는 여러 개의 안테나 포트가 안테나(112 내지 118)와 RRH(Remote Radio Heads)의 형태로 연결되어 있거나, 특정 안테나 포트가 중계기(Repeater)로 연결되는 시스템 구조에서는, 특정 안테나(일 예로 114)로는 단말(124)의 수신 신호가 상대적으로 강하게 수신되나, 나머지 안테나(112,116,118)로는 수신 신호의 수준(level)가 매우 낮거나 또는 잡음과 간섭만 수신될 수 있다.

이와 같은 경우 기지국(102)은 안테나 결합(combining) 동작시 수신 신호 품질이 낮은 안테나(112,116,118)에 대해서 낮은 가중치를 부여하거나 혹은 결합 동작에서 제외함으로써, 기지국 모뎀의 수신 성능을 높일 수 있다. 이와 같은 안테나별 전력 제어를 수행하기 위해서는 안테나 결합계수의 계산이 필수적이며, 안테나 결합계수의 계산을 위해서는 신호 수준과 잡음 및 간섭 수준에 대한 비율을 나타내는 CINR이 요구된다.

대부분의 상향링크 트래픽 신호에는 각 단말에 대한 고유의 전용 파일럿(dedicated pilot)이 할당되므로, 기지국은 상기 전용 파일럿을 이용하여 단말로부터 기지국으로의 상향링크 채널에 대한 잡음 및 간섭 수준(level)을 측정할 수 있으며, 비트 검출(detection) 이전 단에서 수행되는 백색화 절차(whitening process)를 통해서 각 안테나 포트 별로 수신 품질이 각각 다른 문제가 해결된다. 이와는 달리, 고속 피드백 채널에는 전용 파일럿이 존재하지 않으므로 고속 피드백 채널의 수신기가 비동기 복조기, 즉 비동기 검파기(Non-coherent detector)를 사용하여 구성되기 때문에, 트래픽 채널에서 사용하는 잡음 및 간섭 수준에 대한 추정 방법과 백색화 절차에 의한 보상 방법은 고속 피드백 채널에 적용될 수 없다.

특히 고속 피드백 채널은 일반적으로 열악한 채널 환경에서도 낮은 에러 수준을 유지해야 하므로, 안정적인 운영을 위해 상향링크 고속 피드백 채널에 대한 신뢰성 있는 CINR 추정 방법이 요구된다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 상향링크 고속 피드백 정보의 전송을 위한 단말 송신기의 구조를 나타낸 블록 구성도이다. 도시한 바와 같이, 단말 송신기는 M-진 채널 부호기(M-ary Channel Encoder)(202), 신호 변조기(Modulator)(204) 및 IFFT 변환기(Inverse Fast Fourier Transformer)(206)를 포함하여 구성된다.

도 2를 참조하면, 보내고자 하는 상향링크 고속 피드백 정보를 구성하는 데이터 비트는 상기 상향링크 고속 피드백 정보의 내용에 따라 4~6 비트의 길이 l을 가질 수 있으며, 이는 M-진 채널 부호기(202)로 입력된다. 채널 부호기(202)의 동작은 M개의 신호열(즉 부호워드) 중에서, 송수신기 사이에 약속된 대응 관계에 따라 상기 입력된 데이터 비트에 대응하는 하나의 신호열을 선택하는 절차로 구성되며, 상기 상향링크 고속 피드백 정보의 길이에 따라 M=2 ^l 의 관계를 성립된다. 여기서 상기 M개의 신호열(즉 부호워드)로서 준직교 신호열(Semi-Orthogonal Sequence)이 사용되므로 상기 M-진 채널 부호기(202)는 예컨대 신호열 대응기(sequence mapper)라고 칭할 수도 있다. 신호 변조기(204)는 채널 부호기(202)로부터 출력되는 부호워드를 입력받아, 지정된 전송 방식에 따라 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 또는 QPSK(Quadrature PSK) 변조하여, 전송 심볼들로서 생성한다. IFFT 변환기(206)는 신호 변조기(204)로부터 출력되는 전송 심볼들을 입력받아 IFFT를 수행한 후 전송한다.

도 3는 본 발명의 일 실시예에 따른 상향링크 고속 피드백 정보의 수신을 위한 기지국 수신기의 구조를 나타낸 블록 구성도이다. 도시한 바와 같이, 기지국 수신기는, FFT 변환기(302), 고속 피드백 채널 자원 선택기(304), 곱셈기(306), 잡음 및 간섭 추정기(308), 안테나 결합계수 연산기(310) 및 수신 안테나 신호 결합기(312), M-진 채널 복호기(M-ary Channel Decoder)(314)를 포함하여 구성된다.

도 3을 참조하면, 각 안테나에서의 수신 신호는 FFT 변환기(302)로 입력된다. FFT 변환기(302)는 상기 수신 신호를 입력받아 FFT를 수행하여 고속 피드백 채널의 시간 주파수 자원에 매핑된 신호를 분리 및 추출한다. CINR 추정기(308)는 상기 추출된 신호에 대해 잡음 및 간섭 수준을 추정하고, CINR로 환산한다.

상기 잡음 및 간섭 수준 또는 상기 CINR은 안테나 결합계수 연산기(310)로 입력되어 해당 수신 안테나에 대한 안테나 결합 계수로 변환된다. 곱셈기(306)는 고속 피드백 채널 자원 선택기(304)로부터 출력되는 각 수신 안테나에 대한 고속 피드백 채널의 수신 신호와 안테나 결합계수 연산기(310)로부터 출력되는 해당 안테나 결합 계수를 곱하며, 수신 안테나 신호 결합기(312)는 모든 수신 안테나에 해당하는 결합계수가 곱해진 신호를 결합하여 신호 대 간섭을 고려한 안테나 결합 신호(Antenna combined signal)을 출력한다. M-진 채널 복호기(314)는 수신 안테나 신호 결합기(312)에서 출력된 안테나 결합 신호를 복호함으로써 데이터 비트를 검출해 낼 수 있다.

고속 피드백 채널에 파일럿 등의 부가 정보가 존재하는 경우, CINR을 추정하기 위해 필요한 신호성분 전력과 잡음성분 전력은 상기 파일롯을 이용함으로써 구해진다. 반면 고속 피드백 채널에 별도의 파일롯 신호가 존재하지 않는 경우, 파일럿을 이용한 CINR 추정이 수행될 수 없다.

CINR 추정 기술의 효율성을 높이기 위한 방안으로, 본 발명의 바람직한 실시예에서는 신호열의 상관 특성을 이용하여 신호 성분과 잡음 성분 전력을 추정하는 방법을 제시함으로써, 상향링크 채널 상태 추정의 정확성이나 운용의 유연성을 향상시킨다.

먼저, 준직교 신호열들에서의 비동기 복조를 간단히 설명한다.

도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비동기 복조를 포함하는 CINR 추정기(308)의 간략한 구성을 나타낸 것이다.

도 4를 참조하면, CINR 추정에 사용되는 채널 신호, 즉 고속 피드백 채널의 수신 신호열은 M개의 신호열 상관기들(402,404)로 입력된다. 신호열 상관기들(402,404)은 고속 피드백 채널에 사용될 수 있는 M개의 모든 신호열들을 각각 저장하고 있으며, 각각 해당 저장된 신호열과 상기 수신 신호열을 상관하여 그 상관값을 출력한다. 제곱기들(406,408)은 상기 신호열 상관기들(402,404)로부터의 출력된 상관값들에 포함된 위상 성분을 제거하기 위하여 상기 상관값들의 제곱을 계산한다.

상기 제곱기들(406,408)의 출력은 하기의 <수학식 1>으로 표현될 수 있다.

여기서, C_k[i]는 길이 L인 M개의 부호워드, 즉 신호열 중에서 신호열 인덱스 i를 가지는 신호열의 k번째 신호 성분을 나타낸다. Y_k는 수신 신호열의 k번째 신호 성분을 나타내며, Z[i]는 신호열 인덱스 i를 가지는 신호열에 대한 비동기 복조 출력을 나타낸다.

CINR 연산기(410)는, M개의 비동기 복조기 출력들 중 최대값과 평균값을 이용하여 다음의 <수학식 2>와 같이 CINR을 추정한다.

여기서, ρ는 서로 다른 신호열들에 대한 비동기 복조 출력들의 합을 의미하며, 다음 <수학식 3>과 같이 정의된다.

상기 <수학식 3>에서, ρ_l은 고속 피드백 채널에 할당되는 신호열들의 준직교 특성에 의해 신호열 인덱스 l에 무관하게 일정한 값을 가지므로, ρ로 간단히 쓸 수 있다. 즉 ρ는 수신 환경과는 무관하게, 사용되는 준직교 신호열들로부터 직접 결정된다.

본 발명의 실시예에 대한 보다 상세한 설명을 위하여, OFDMA 통신 시스템에서 상향링크 고속 피드백 채널의 특성을 설명한다. 여기에서는 일 예로서 IEEE 802.16m 시스템에서 사용되는 상향링크 고속 피드백 채널을 설명한다.

IEEE 802.16m 시스템에서 사용되는 상향링크 고속 피드백 채널은 프라이머리 고속 피드백 채널(Primary FBCH: P-FBCH)과 세컨더리 고속 피드백 채널(S-FBCH)로 구분되며, CINR의 추정을 위해서는 주기적 특성을 가지는 P-FBCH가 사용된다.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 적용 가능한 P-FBCH의 자원 구조를 도시한 것이다.

도시한 바와 같이, P-FBCH의 신호열(510)은 주파수-시간 축(Frequency-Time domain) 상에 다수 개의 부반송파 묶음(subcarrier tiles)의 형태로 할당되는데, 여기서 각 부반송파 묶음은 인접한 2개의 부반송파와 6개의 OFDM 심볼로 구성된 2*6의 형태를 가진다. 각 부반송파 묶음은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 서로 다른 주파수 위치(502,504,506)에 3번 할당 된다.

도 2에서 이미 설명한 바와 같이, 각 부반송파 묶음을 통해 보내고자 하는 정보 데이터는 먼저 M-진 채널 부호기(202)를 통과하면서 하나의 신호열로 변환되게 된다. P-FBCH에 사용될 수 있는 신호열들은 일 예로 하기 <표 1>에 나타낸 바와 같이 상호간에 준직교 특성을 가지며, 따라서 준직교 신호열들이라 불린다.

Index	Sequence	Index	Sequence
0	111111111111	32	101011001001
1	101111010110	33	111011100000
2	011010111101	34	001110001011
3	001010010100	35	011110100010
4	101010101010	36	100111111010
5	111010000011	37	110111010011
6	001111101000	38	000010111000
7	011111000001	39	010010010001
8	110011001100	40	111110011100
9	100011100101	41	101110110101
10	010110001110	42	011011011110
11	000110100111	43	001011110111
12	100110011001	44	101010011111
13	110110110000	45	111010110110
14	000011011011	46	001111011101
15	010011110010	47	011111110100
16	101011111100	48	111111001010
17	111011010101	49	101111100011
18	001110111110	50	011010001000
19	011110010111	51	001010100001
20	111110101001	52	110010101111
21	101110000000	53	100010000110
22	011011101011	54	010111101101
23	001011000010	55	000111000100
24	100111001111	56	100110101100
25	110111100110	57	110110000101
26	000010001101	58	000011101110
27	010010100100	59	010011000111
28	110010011010	60	110011111001
29	100010110011	61	100011010000
30	010111011000	62	010110111011
31	000111110001	63	000110010010

M-진 채널 부호기(202)는 정보 데이터에 대응하는 신호열 인덱스를 결정하고, <표 1>에 나타난 신호열 인덱스와 신호열의 대응 관계를 이용하여, 대응하는 길이 12인 신호열을 선택한다.

상기 선택된 신호열은 신호 변조된 후, 도 5에 도시된 바와 같은 각 부반송파 묶음(502,504,506)을 통해 전송된다. 고속 환경에 적응하고 주파수 다이버시티 이득을 향상시키기 위하여, 각 부반송파 묶음(502,504,506) 내에서 부반송파 매핑 순서는 각각 다를 수 있다.

수신단에서 M-진 채널 복호기(314)는 고속 피드백 채널의 수신 신호열을 <표 1>에 나타낸 모든 신호열들과 각각 상관시킴으로써 역확산하여, 최대 상관값을 가지는 신호열에 해당하는 정보 데이터가 전송되었다고 판단하게 된다. 이때의 수신 신호열에 대한 상관기들의 출력은 다음의 <수학식 4>와 같이 쓸 수 있다.

여기서, Z_r[i]는 r번째 안테나를 통해 수신된 신호에 대한 i번째 신호열의 상관 및 제곱 합 출력을 의미한다. Y_m,k는 m번째 부반송파 묶음의 k번째 부반송파를 통해 수신된 신호 성분을 의미하며, m은 1과 n_tile 범위의 정수이고, k는 1과 n_tone 범위의 정수이다. 여기서 n_tile은 동일한 신호열을 반복 전송하는 타일의 개수이며, n_tone은 각 부반송파 묶음을 구성하는 톤들의 개수로서 신호열의 길이와 동일하다. 상기 타일은 소정 개수의 부반송파 및 심볼들로 이루어진 자원 할당의 단위를 의미한다. 또한 C_m,k ^*[i]는 Y_m,k와 상관되기 위한 신호열 인덱스 i를 가지는 신호열의 k번째 신호 성분을 의미하며, N_m,k와 H_m,k는 Y_m,k에 대응하는 부가 잡음과 채널 계수를 각각 나타낸다.

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비동기 복조를 포함한 CINR 추정기(308)의 상세 구조를 나타낸 것이다.

도 6을 참조하면, CINR 추정에 사용되는 채널 신호, 즉 고속 피드백 채널의 수신 신호열은 M개의 신호열 상관기들(602,604)로 입력된다. 신호열 상관기들(602,604)은 고속 피드백 채널에 사용될 수 있는 M개의 모든 신호열들을 각각 저장하고 있으며, 각각 해당 저장된 신호열과 상기 수신 신호열을 상관하여 그 상관값을 출력한다. 제곱기들(606,608)은 상기 신호열 상관기들(602,604)로부터의 출력된 상관값들에 포함된 위상 성분을 제거하기 위하여 상기 상관값들의 제곱 값들을 계산한다.

내림차순 정렬기(Descending order sorting unit)(610)는, 상기 상관값들의 제곱 값들에 대한 최대값(Z _max)과 평균값(Z _avg)을 구하여 전력 추정기(612)로 전달한다. 전력 추정기(612)는 상기 최대값 및 평균값을 근거로 신호 성분의 톤당 평균 전력과 잡음 및 간섭 성분의 톤당 평균 전력을 각각 계산한다.

CINR 환산기(614)는 상기와 같이 추정된 신호 성분의 평균 전력과 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 이용하여 각 안테나 당 CINR을 계산한다. 그러면 안테나 결합계수 연산기(310)는 CINR 환산기(614)에서 계산된 상기 각 안테나당 CINR이나 또는 전력 추정기(612)에서 추정된 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력에 대한 역을 사용하여 RRH나 중계기를 포함하도록 연결된 기지국의 수신 성능을 향상시키기 위한 안테나 결합계수를 계산할 수 있다. 또한, 안테나 결합 이후 P-FBCH의 결정단에서 다시 계산된 CINR은, 단말의 전력 제어를 위한 참조값으로도 사용이 가능하다.

도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 CINR 계산 동작을 나타낸 흐름도이다.

도시한 바와 같이, 과정 702에서 고속 피드백 채널을 포함하는 신호가 수신되면, 과정 704에서 수신기는 상기 수신 신호에 대한 FFT 연산을 수행한 후 고속 피드백 채널에 할당된 타일들에 매핑된 신호, 즉 고속 피드백 신호를 분리한다. 과정 706에서 수신기는 상기 각 타일에 매핑된 신호에 대한 상관값들의 제곱값들을 산출한다. 즉 상기 각 타일에 매핑된 신호를, 고속 피드백 채널을 통해 전송 가능한 모든 신호열들과 각각 상관하여 상기 상관값들의 제곱값들을 산출한다.

과정 708에서 수신기는 상기 상관값들의 제곱값들 중 최대값(max{Z})을 추출하며, 과정 710에서 상기 상관값들의 제곱값들 중 평균값(sum{Z}/M)을 추출한다. 그러면 과정 712에서 상기 고속 피드백 신호에 대한 신호 성분의 평균 전력 C_est가 하기 <수학식 5>와 같이 산출된다.

또한 과정 714에서 수신기는 상기 고속 피드백 채널에 할당된 준직교 신호열들 간의 평균 상관값 ρ를 메모리로부터 독출한다. 앞서 설명한 바와 같이 ρ는 수신 환경과는 무관하게, 사용되는 준직교 신호열들로부터 직접 결정되므로, 미리 계산되어 메모리에 저장될 수 있다. 과정 716에서 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력 NI_est는 하기 <수학식 6>과 같이 계산된다.

최종적으로 과정 718에서 CINR은 상기 신호 성분의 평균 전력과, 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력으로부터 하기 <수학식 7>과 같이 계산된다.

하기에서는 <표 1>의 상관 특성을 이용하여, CINR을 추정하는 구체적인 실시예들을 설명한다.

<표 1>을 참조하면, 특정 신호열, 일 예로서 신호열 인덱스 0을 가지는 신호열 111111111111은, 준직교한 51개의 신호열들과 직교한 12개의 신호열들을 가진다. 따라서 신호열 111111111111가 전송된 경우, 동일한 신호열에 대한 상관기가 가장 큰 상관값(즉 최대값)을 출력하게 되며, 준직교한 신호열들에 대한 상관기들은 다음으로 큰 상관값들을, 직교한 신호열들에 대한 상관기들은 가장 작은 상관값들을 출력하게 된다. 이러한 상관 특성을 이용하면, 상관값들의 제곱값들에 대한 최대값 및 평균값을 이용함으로써 신호 성분의 톤당 평균 전력과 잡음 및 간섭 성분의 톤당 평균 전력을 계산하는 것이 가능하다.

일 실시예로서, <표 1>의 신호열들이 고속 피드백 채널에 사용되는 경우 신호 성분의 톤당 평균 전력을 하기 <수학식 8>에 의해 계산된다.

또한, 잡음 및 간섭 성분의 톤당 평균 전력은 하기 <수학식 9>에 의해 계산된다.

상기한 수학식들은 앞서 언급한 <표 1>에 개시된 신호열들의 준직교 상관 특성에 의하여 구해진 것이다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 내림차순 정렬기(610)는, 상기 상관값들의제곱값들 중 가장 큰 값인 제1 최대값(1^st maximum peak value, Z _max1)와 다음으로 큰 값인 제2 최대값 (2^nd maximum peak value, Z _max2)을 계산하여 전력 추정기(612)로 제공한다. 그러면 전력 추정기는 하기의 <수학식 10> 및 <수학식 11>를 이용하여 신호 성분의 톤당 평균 전력과 잡음 및 간섭 성분의 톤당 평균 전력을 계산한다.

마찬가지로 상기한 수학식들은 앞서 언급한 <표 1>에 개시된 신호열들의 준직교 상관 특성에 의하여 구해진 것이다.

이외에 구체적으로 설명하지는 않을 것이지만, 신호열들의 상관 특성을 이용하면, 내림차순 정렬기(610)를 통해 상관값들의 제곱값들을 이용하여, CINR 추정을 위한 다양한 실시예들이 만들어질 수 있다. 즉, CINR의 계산식은 그 추정 목적, 요구되는 정확도 및/또는 시스템 복잡도에 따라 다양하게 구현할 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법에 있어서,
준직교 신호열들이 매핑 가능한 상향링크 채널을 통해 단말로부터의 상향링크 신호를 수신하는 과정과,
상기 준직교 신호열들의 상관 특성을 이용하여 상기 상향링크 신호에 대한 신호 성분의 평균 전력과 상기 상향링크 신호에 대한 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 추정하는 과정과,
상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 반송파대 잡음 및 간섭비로 환산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 추정하는 과정은,
상기 상향링크 신호를 상기 상향링크 채널에 매핑 가능한 상기 준직교 신호열들과 각각 상관하여 상관값들을 계산하는 과정과,
상기 상관값들의 제곱값들을 정렬하여 상기 상관값들의 제곱값들 중 최대값과 평균값을 획득하는 과정과,
상기 최대값과 평균값을 이용하여 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력은 하기 수학식에 의해 계산됨을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 방법.

여기서
는 상기 신호 성분의 평균 전력을 나타내며,
은 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 나타내고, Z_max는 상기 상관값들의 제곱값들 중 최대값을 나타내고, Z_avg는 상기 상관값들의 제곱값들의 평균값을 나타냄.
제 1 항에 있어서, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 추정하는 과정은,
상기 상향링크 신호를 상기 상향링크 채널에 매핑 가능한 상기 준직교 신호열들과 각각 상관하여 상관값들을 계산하는 과정과,
상기 상관값들의 제곱값들을 정렬하여 상기 상관값들의 제곱값들 중 제1 최대값과 제2 최대값을 획득하는 과정과,
상기 제1 최대값과 상기 제2 최대값을 이용하여 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력은 하기 수학식에 의해 계산됨을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 방법.

여기서
는 상기 신호 성분의 평균 전력을 나타내며,
은 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 나타내고, Z_max1은 상기 상관값들의 제곱값들 중 상기 제1 최대값을 나타내고, Z_max2는 상기 상관값들의 제곱값들 중 상기 제2 최대값을 나타냄.
제 1 항에 있어서, 상기 준직교 신호열들은 하기 <표 2>와 같이 구성됨을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 방법. Index Sequence Index Sequence 0 111111111111 32 101011001001 1 101111010110 33 111011100000 2 011010111101 34 001110001011 3 001010010100 35 011110100010 4 101010101010 36 100111111010 5 111010000011 37 110111010011 6 001111101000 38 000010111000 7 011111000001 39 010010010001 8 110011001100 40 111110011100 9 100011100101 41 101110110101 10 010110001110 42 011011011110 11 000110100111 43 001011110111 12 100110011001 44 101010011111 13 110110110000 45 111010110110 14 000011011011 46 001111011101 15 010011110010 47 011111110100 16 101011111100 48 111111001010 17 111011010101 49 101111100011 18 001110111110 50 011010001000 19 011110010111 51 001010100001 20 111110101001 52 110010101111 21 101110000000 53 100010000110 22 011011101011 54 010111101101 23 001011000010 55 000111000100 24 100111001111 56 100110101100 25 110111100110 57 110110000101 26 000010001101 58 000011101110 27 010010100100 59 010011000111 28 110010011010 60 110011111001 29 100010110011 61 100011010000 30 010111011000 62 010110111011 31 000111110001 63 000110010010
무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 전력의 추정 방법에 있어서,
준직교 신호열들이 매핑 가능한 상향링크 채널을 통해 단말로부터의 상향링크 신호를 수신하는 수신기와,
상기 준직교 신호열들의 상관 특성을 이용하여 상기 상향링크 신호에 대한 신호 성분의 평균 전력과 상기 상향링크 신호에 대한 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 추정하는 추정기와,
상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 반송파대 잡음 및 간섭비를 환산하는 환산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 추정기는,
상기 상향링크 신호를 상기 상향링크 채널에 매핑 가능한 상기 준직교 신호열들과 각각 상관하여 상관값들을 계산하는 상관기들과,
상기 상관값들의 제곱값들을 계산하는 제곱기들과,
상기 제곱값들을 정렬하여 상기 상관값들의 제곱값들 중 최대값과 평균값을 획득하는 내림차순 정렬기와,
상기 최대값과 평균값을 이용하여 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 계산하는 전력 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력은 하기 수학식에 의해 계산됨을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 장치.

여기서
는 상기 신호 성분의 평균 전력을 나타내며,
은 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 나타내고, Z_max는 상기 상관값들의 제곱값들 중 최대값을 나타내고, Z_avg는 상기 상관값들의 제곱값들의 평균값을 나타냄.
제 7 항에 있어서, 상기 추정기는,
상기 상향링크 신호를 상기 상향링크 채널에 매핑 가능한 상기 준직교 신호열들과 각각 상관하여 상관값들을 계산하는 상관기들과,
상기 상관값들의 제곱값들을 계산하는 제곱기들과,
상기 제곱값들을 정렬하여 상기 상관값들의 제곱값들 중 제1 최대값과 제2 최대값을 획득하는 내림차순 정렬기와,
상기 제1 최대값과 상기 제2 최대값을 이용하여 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 계산하는 전력 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 신호 성분의 평균 전력과 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력은 하기 수학식에 의해 계산됨을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 장치.

여기서
는 상기 신호 성분의 평균 전력을 나타내며,
은 상기 잡음 및 간섭 성분의 평균 전력을 나타내고, Z_max1은 상기 상관값들의 제곱값들 중 상기 제1 최대값을 나타내고, Z_max2는 상기 상관값들의 제곱값들 중 상기 제2 최대값을 나타냄.
제 7 항에 있어서, 상기 준직교 신호열들은 하기 <표 3>과 같이 구성됨을 특징으로 하는 잡음 및 간섭 전력 추정 장치. Index Sequence Index Sequence 0 111111111111 32 101011001001 1 101111010110 33 111011100000 2 011010111101 34 001110001011 3 001010010100 35 011110100010 4 101010101010 36 100111111010 5 111010000011 37 110111010011 6 001111101000 38 000010111000 7 011111000001 39 010010010001 8 110011001100 40 111110011100 9 100011100101 41 101110110101 10 010110001110 42 011011011110 11 000110100111 43 001011110111 12 100110011001 44 101010011111 13 110110110000 45 111010110110 14 000011011011 46 001111011101 15 010011110010 47 011111110100 16 101011111100 48 111111001010 17 111011010101 49 101111100011 18 001110111110 50 011010001000 19 011110010111 51 001010100001 20 111110101001 52 110010101111 21 101110000000 53 100010000110 22 011011101011 54 010111101101 23 001011000010 55 000111000100 24 100111001111 56 100110101100 25 110111100110 57 110110000101 26 000010001101 58 000011101110 27 010010100100 59 010011000111 28 110010011010 60 110011111001 29 100010110011 61 100011010000 30 010111011000 62 010110111011 31 000111110001 63 000110010010