KR100650020B1 - 수신 신호의 신호 강도 추정을 제공하는 방법 및 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명의 통신 시스템에서 수신된 신호의 신호 강도는 원하는 신호를 재생성하는 신호 프로세서(52)에 수신된 신호를 인가함으로써 추정된다. 에너지 계산기(54)는 원하는 신호의 에너지를 계산하는 반면, 에너지 계산기(56)는 수신 신호의 에너지를 계산한다. 계산된 두 에너지는 신호 강도를 추정하는 신호 강도 계산기(58)에 인가된다. 측정된 신호 강도는 원하는 신호의 에너지를 잡음 에너지로 나눔으로써 계산될 수 있다: 또한 원하는 신호의 신호 강도는 (a) 실제 신호 강도의 최대 가능도 추정으로서 ;(b) 원하는 신호 에너지의 기대값을 기초로; 또는 (c) 원하는 신호의 에너지의 기대값을 기초로 소정의 바이어스를 고려하여 추정될 수 있다.

Description

수신 신호의 신호 강도 추정을 제공하는 방법 및 시스템 {METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING AN ESTIMATE OF THE SIGNAL STRENGTH OF A RECEIVED SIGNAL}

본 발명은 통신에 관한 것으로서, 특히 통신 시스템에서 수신된 신호의 신호 강도 추정을 제공하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

많은 통신 시스템에서, 시스템 자원의 효과적인 사용은 통신 채널 또는 링크의 품질을 정확하게 추정하는 능력에 달려있다. 채널 품질은 통신 채널을 통해 전송된 수신 신호의 신호 강도와 연관된다. 전형적으로 수신된 신호는 원하는 신호와 잡음을 포함한다. 원하는 신호는 파일롯 신호와 같은 정보 전송을 표시하는 신호 또는 정보 전송 신호일 수 있다. 원하는 신호의 신호 강도는 추정될 수 있으며 상기의 신호 강도는 수신 신호의 신호 강도 추정치로서 사용될 수 있다. 신호 강도는 신호 대 잡음비 SNR(잡음 에너지에 의해 나누어진 원하는 신호의 에너지)로서 정의되거나 신호 대 신호+잡음비 S/Nt(총 수신 에너지에 의해 나누어진 원하는 신호의 에너지)로서 정의된다.

통신 시스템은 여러 시스템의 최적화를 실행하기 위해 신호 강도의 측정을 이용할 수 있다. 우선, 시스템은 신호 강도 측정치를 기초로 자원을 효과적으로 할당할 수 있다. 예를 들어, 통신 시스템은 필요한 레벨 또는 성능(예를 들면, 소정의 비트-에러율)을 유지하기 위해 저품질의 채널에 대한 전송에 더많은 자원을 할당할 수 있다. 대안적으로, 상기 시스템은 자원을 보존하기 위해 저품질의 채널에 대한 전송에 보다 적은 자원을 할당할 수도 있다. 소모된 많은 자원량에 비해 적은 정보량이 전송되기 때문에 저품질 채널에 대한 전송이 시스템 자원을 비효율적으로 사용한다고 결정할 수 있다. 둘째로, 신호 강도 측정은 할당된 자원을 보다 효율적으로 이용하기 위해 전송 속도를 조절하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 전송 속도는 고품질 채널의 전송에 대해서는 증가하며 저품질 채널의 전송에 대해서는 감소한다. 셋째로 신호 강도 측정은 통신 시스템을 보다 효과적으로 관리하는데 사용될 수 있다. 예로서, 소프트 핸드오프를 지원하는 통신 시스템을 가정해본다. 소프트 핸드오프는 성능과 신뢰도를 향상시킬 수 있는 공간 다이버시티를 제공하기 위해 두개 이상의 소스 장치로부터 목적 장치로의 리던던트 전송을 나타낸다. 상기 시스템은 소프트 핸드오프 전송으로 또는 그 전송으로부터 효과적으로 소스 장치를 추가하거나 제거하기 위해 신호 강도 측정을 사용할 수 있다. 소프트 핸드오프는 1992년 3월 31일 특허된 미국 특허 번호 제 5,101,501호 "METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANOFF IN COMMUNICATIONS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"에 개시되어 있으며, 또한 1993년 11월 30일 특허된 미국 특허 번호 제 5,267,261호 "MOBILE STATION ASSISTED SOFT HANDOFF IN A CDMA CELLULAR COMMUNICATIONS SYSTEM"에 개시되어 있는데, 상기 두 미국 특허는 본 발명의 양수인에게 양되었고, 여기에서 참조된다.

전형적인 통신 시스템에서, 원하는 신호의 신호 강도는 원하는 신호의 에너지와 잡음의 에너지를 측정하여 계산된다. 원하는 신호의 에너지는 잡음을 제거하기 위해 수신 신호를 처리하여 잔존하는 원하는 신호의 에너지를 계산함으로서 결정될 수 있다. 잡음 에너지가 또한 결정되어 계산될 수 있다. 대안적으로 잡음의 에너지는 자동 이득 제어(AGC) 루프를 통해 소정 레벨에서 수신 신호의 크기를 유지함으로써 소정값으로 세팅될 수 있다.

신호 강도의 정확한 측정은 다양한 요인으로 인해 어렵다. 우선, 통신 시스템은 본래 잡음이 있는 환경에서 동작한다. 잡음은 원하는 신호의 에너지와 잡음 에너지의 측정치 변동을 증가시킨다. 측정치 변동은 긴 시간에 걸친 측정치를 평균화하여 감소시킬 수 있다. 그러나 평균량(길이)과 응답 시간 사이에는 상충관계(trade off)가 존재한다. 둘째로, 이동 통신 시스템의 경우, 신호 강도 측정은 통신 장치의 이동성으로 인한 채널 특성의 변동에 의해 더 복잡해진다. 지상 환경에서, 전송된 신호는 전송 경로 상에 존재하는 인공 구조물의 반사 또는 굴절로 인해 하나 이상의 신호 경로를 통해 목적 장치에 도착할 수 있다. 수신 신호의 여러 복사물은 목적 장치에서 구조적으로 또는 비구조적으로 추가될 수 있다. 목적 장치 위치의 작은 변위는 측정된 에너지의 큰 변동을 초래한다. 이러한 페이딩 현상은 신호 강도 측정치의 큰 변동을 초래할 수 있다. 셋째로, 신호 강도 측정은 신호의 구조와 잡음의 통계치(예를 들어, 아날로그 신호 또는 직교 위상 쉬프트 키잉(QPSK) 변조된 신호)와 통신 링크의 품질에 의존하는 분포 밀도 함수를 가진다.

상술한 이유로 통신 시스템에서 수신 신호의 신호 강도를 정확하게 추정할 수 있는 방법 및 장치가 해당 분야에서 매우 필요하다.

본 발명은 통신 시스템 또는 데이터 전송 시스템에서 수신 신호의 신호 강도의 정확한 추정을 제공하는 방법 및 장치이다. 신호 강도는 신호 대 잡음비(SNR) 또는 신호 대 신호+잡음비(S/Nt)로서 측정될 수 있다.

목적 장치의 수신 신호는 원하는 신호와 잡음을 포함한다. 수신 신호는 수신된 잡음 신호로부터 원하는 신호를 분리하기 위해 처리될 수 있다. 원하는 신호의 에너지는 측정되거나 계산될 수 있다. 잡음의 에너지가 또한 측정되거나 계산될 수 있다. 대안적으로, 잡음의 에너지는 수신 신호의 에너지로서 근사화될 수 있다. 원하는 신호의 측정된 신호 강도는 원하는 신호의 에너지를 잡음의 에너지로 나눔으로써 계산될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 총 수신 신호의 크기는 수신 신호의 전력이 대략 일정하게 유지되도록 제어된다. 상기 실시예에서, 원하는 신호의 측정된 신호 강도는 원하는 신호의 에너지에 비례한다.

원하는 신호의 측정된 신호 강도는 분포 밀도 함수를 따른다. 이러한 분포 밀도 함수는 신호 전송의 타입과 원하는 신호의 실제 신호 강도와 같은 여러 조건에 따라 다르다. 측정된 수신 강도가 신호대 신호+잡음비(S/Nt)에 비례하는 실시예에서, 분포 밀도 함수는 f(y│α)로 표현될 수 있으며, 여기서 y는 원하는 신호의 측정 에너지이고 α는 실제적인 신호 강도이며, f(y│α)는 주어진 α에 대한 y의 함수이다. 원하는 신호의 측정된 에너지(y)가 계산되며 분포 밀도 함수f(y│α)가 결정된다면, 원하는 신호의 신호 강도는 여러 실시예 중 하나에서 추정될 수 있다. 수신 신호의 추정된 신호 강도는 원하는 신호의 신호 강도의 추정이다.

제 1 실시예에서, 원하는 신호의 신호 강도는 신호 강도 α의 최대 가능도(likelihood) 추정으로서 추정된다. α의 최대 가능도 추정은 α에 대해 분포 밀도 함수 f(y│α)를 편미분하고, 편도함수(partial derivative)를 제로값으로 세팅하며, 주어진 y에 대해 α를 구함으로써 결정될 수 있다. α₀으로 표기되는 주어진 y에 해당하는 결과적인 α는 α의 최대 가능도 추정이며, 원하는 신호의 신호 강도에 대한 정확한 추정치를 나타낸다.

제 2 실시예에서, 원하는 신호의 신호 강도는 원하는 신호의 에너지의 조건부 평균, 즉 E{y│α}를 기초로 추정된다. 조건부 평균은 평균-제곱 방식에서 랜덤 파라미터의 최적 추정치이다. 상기 실시예에서, E{y│α}는 원하는 신호의 에너지의 측정값으로부터 가장 먼저 추정된다. 수신 신호의 전력이 이득 제어 루프에 의해 대략적으로 일정하게 유지되는 실시예에서, 신호 강도는 E{y│α}/c로서 추정될 수 있으며, c는 이득 제어 루프의 특성, 적분 구간의 길이 및 디지털 이득을 기초로 하는 상수이다.

그리고 제 3 실시예에서, 원하는 신호의 신호 강도는 E{y│α}의 조건부 평균을 기초로 추정되며 소정의 바이어스를 고려한다. 상기 실시예에서, E{y│α}/c는 상술한 바와 같이 가장 먼저 계산된다. 신호 강도의 언바이어싱된 추정은 E{y│α}/c - 1/N으로 계산되며, N은 원하는 신호의 에너지와 수신 신호의 에너지가 계산되는 적분 구간이다.

상술한 실시예중 하나를 사용하여 원하는 신호의 신호 강도의 추정은 임의의 분포 밀도 함수 f(y│α)를 커버하기 위해 일반화된다. 주어진 α에 대해, 신호 강도의 분포 밀도 함수 f(y│α)는 필드 측정을 기초로 또는 시뮬레이션을 통해 수학적이면서 실험적으로 결정될 수 있다. 상기의 f(y│α)의 경우, 신호 강도는 상술한 방식으로 y의 조건부 평균을 기초로 또는 α의 최대 가능도 추정으로서 추정될 수 있다.

수신 신호의 추정 신호 강도는 원하는 신호의 신호 강도를 나타낸다. 파일롯, 트래픽, 동기, 또는 액세스 채널 신호와 같은 다수의 전송된 신호는 본 발명의 영역내에 있으며 수신 신호의 신호 강도를 추정하는데 사용될 수 있다. 게다가 본 발명은 소스 장치로부터 목적 장치로의 임의의 전송에 대해 응용할 수 있다.

본 발명은 도면을 참조로 이하에서 상세히 설명된다.

도 1은 본 발명의 신호 강도 추정기의 블록도이다.

도 2는 가입자국과 통신 중인 다수의 기지국과 가입자국을 포함하는 통신 시스템의 도면이다.

도 3은 가입자국내의 신호 처리의 블록도이다.

도 4는 수신기의 단순화된 블록도이다.

도 5는 짧은 PN 역확산기의 블록도이다.

도 6은 복조기내의 탐색기의 블록도이다.

도 7은 다수의 실제적인 신호 강도에 대해 QPSK 변조된 신호의 측정된 에너지에 대한 분포 밀도 함수의 그래프이다.

도 8은 α의 최대 가능도 추정과 α의 종래 기술의 추정에 대한 추정된 파일롯 신호 α또는 Ec/Io 대 측정된 파일롯 에너지 x의 플롯을 보여주는 도이다.

Ⅰ. 신호 강도의 추정

본 발명의 일 실시예에서, 원하는 신호의 신호 강도는 수신 신호의 측정된 신호 강도를 기초로 추정된다. 수신 신호는 원하는 신호와 잡음을 포함한다. 원하는 신호는 목적 장치가 여러 시스템 기능을 수행하는 것을 도와주기 위해 소스 장치로부터 목적 장치로 전송된 기준 신호일 수 있다. 원하는 신호는 또한 정보 전송 신호(예를 들면, 트래픽 채널 신호)일 수 있다. 원하는 신호의 측정된 신호 강도는 잡음의 추정된 에너지에 의해 나누어진 원하는 신호의 추정 에너지로서 정의된다. 어떤 응용에서는, 신호 강도가 총 수신 에너지 추정치로 나누어진 원하는 신호의 추정 에너지로서 정의된다.

본 발명의 일 실시예의 신호 강도 추정기(50)의 블록도는 도 1에 도시되어 있다. 수신 신호는 신호 프로세서(52)와 에너지 계산기(56)에 공급된다. 신호 프로세서(52)는 수신 신호를 처리하여 잡음을 제거하고 수신 신호로부터 원하는 신호를 추출한다. 신호 프로세서(52)는 원하는 신호를 획득하기 위해 수신 신호의 필터링을 수행할 수 있다. 대안적으로 신호 프로세서(52)는 예를 들어 직교 채널 복조와 같은 신호 처리를 수행함으로써 원하는 신호를 추출할 수 있다. 신호 프로세서(52)에 의해 수행되는 처리는 수신 신호의 특성에 따라 다르다. 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 신호에 대한 신호 프로세서(52)는 이하에서 설명된다. 원하는 신호는 원하는 신호 에너지를 계산하는 에너지 계산기(54)에 공급된다. 유사하게 에너지 계산기(56)는 잡음의 에너지를 계산하는데 사용될 수 있는 수신 신호의 에너지를 계산한다. 원하는 신호의 에너지와 잡음의 에너지에 대한 측정값은 신호 강도 계산기(58)에 공급된다. 신호 강도 계산기(58)는 수신 신호와 잡음 에너지 측정값의 각각의 해당 세트에 대해 원하는 신호의 신호 강도 추정을 제공할 수 있다.

통신 채널의 잡음으로 인해, 수신 신호는 원하는 신호와 채널 잡음을 포함한다. 채널 잡음은 에너지 측정값의 불확실성을 초래한다. 예를 들어, 채널 잡음은 전송된 신호에 보강적으로(constructive) 추가되어 원하는 신호 에너지의 높은 측정값을 초래할 수 있다. 대안적으로, 채널 잡음은 전송된 신호에 비보강적으로(deconstructive) 추가되어 원하는 신호 에너지의 낮은 측정값을 초래할 수도 있다. 보다 신뢰성있는 측정값을 제공하기 위해, 에너지 계산기(54,56)는 소정의 시간 간격에 걸쳐 각각 원하는 신호와 수신 신호의 에너지를 계산한다. 긴 시간 간격에 걸친 평균화는 에너지 측정값의 변동량을 감소시킨다.

본 발명의 일 실시예에서, 수신 신호의 크기는 수신 신호의 전력이 자동 이득 제어(AGC) 루프에 의해 대략 일정하게 유지되도록 제어된다. AGC 루프는 수신 신호의 전력을 측정하며, 소정의 전력 임계값과 측정된 전력을 비교하며, AGC 루프의 출력이 전력 임계값으로 유지되도록 목적 장치의 수신기에서 이득 엘리멘트를 조절한다. 수신 신호의 전력을 대략 일정하게 유지함으로써, 원하는 신호의 측정된 신호 강도는 원하는 신호의 에너지에 비례한다.

원하는 신호 에너지의 측정값은 분포 밀도 함수를 따른다. 상기 분포 밀도 함수의 형태는 전형적으로 신호 구조와 처리 타입에 따른다. 예를 들면, 아날로그 변조된 신호는 가우시안 분포 밀도 함수를 따르는 에너지 측정값을 초래할 수 있으며, 직교 위상 쉬프트 키잉(QPSK) 변조 신호는 비중심 카이-제곱(non-central Chi-square) 분포 밀도 함수를 따르는 에너지 측정값을 초래할 수 있다. 수신 신호의 신호 성분을 신중하게 모델링함으로써, 분포 밀도 함수의 형태는 통신 링크의 품질(또는 원하는 신호의 실제 신호 강도)에 추가적으로 의존할 수 있다. 이는 다양한 실제 신호 강도(0, α_a, 2α_a, ..., 5α_a)에 대해 QPSK 변조 신호의 측정된 에너지의 분포 밀도 함수가 그려진 도 7에 도시되어 있다. 분포 밀도 함수는 고채널품질(예를 들면, 5α_a)에서 가우시안 함수와 비슷하며, 저채널품질(예를 들면, α_a)에서 비중심 카이-제곱 함수와 비슷하다. 주어진 한 세트의 조건들(예를 들면, 주어진 신호 전송 타입과 주어진 채널 품질)에 대한 분포 밀도 함수는 실험을 통한 측정값 또는 시스템 시뮬레이션과 같은 다수의 방법중 하나에 의해 결정될 수 있다. 분포 밀도 함수 f(y│α)는 따라서 주어진 실제 신호 강도 α에 대한 원하는 신호의 측정 에너지 y의 함수이다.

본 발명의 제 1 실시예에서, 원하는 신호의 신호 강도는 실제 신호 강도 α의 최대 가능도 추정(maximum likelihood estimate)으로 추정된다. α의 최대 가능도 추정은 α에 대해 분포 밀도 함수 f(y│α)를 편미분하고, 편도함수를 제로값으로 세팅하며 원하는 신호의 주어진 측정 에너지 y에 대해 α를 구함으로써 결정될 수 있다. α₀으로 표시되는 주어진 y에 해당하는 결과적인 α는 α의 최대 가능도 추정이며, 원하는 신호의 신호 강도의 정확한 추정을 나타낸다. 상기 실시예를 다르게 기술하면, 각각의 실제 신호 강도 α_z는 분포 밀도 함수 f(y│α_z)에 해당한다. 상기 분포 밀도 함수 f(y│α_Z)는 특정 y 또는 y_z에서 피크값을 가진다. 상기 y_z의 경우, α의 최대 가능도 추정은 y_z에서 피크를 가지는 함수 f(y│α_z)에 해당한다. 그러므로 α의 최대 가능도 추정과 특정 y_z 사이에는 1 대 1 대응이 존재한다. 제 1 실시예에서, 각각의 측정된 에너지 y는 상기 측정된 에너지 y에서 피크를 가지는 함수 f(y│α_z)에 해당하는 특정 y로서 취급된다. 상기 함수 f(y│α_z)의 해당 α_z는 α의 최대 가능도 추정이다.

제 2 실시예에서, 원하는 신호의 신호 강도는 원하는 신호의 측정 에너지의 조건부 평균, 즉 E{y/α}을 기초로 하여 추정된다. 상기 실시예에서, E(y│α)는 원하는 신호의 에너지 y의 측정값을 평균하여 먼저 추정된다. 그리고 나서, 신호 강도는 y/c로서 추정될 수 있으며, c는 이득 제어 루프의 특성, 적분 구간의 길이, 디지털 이득에 따른 상수이다.

제 3 실시예에서, 원하는 신호의 신호 강도는 y의 조건부 평균을 기초로 추정되며 소정의 바이어스(bias)를 고려한다. 상기 실시예에서, y/c는 상술한 바와 같이 먼저 계산된다. 신호 강도의 언바이어싱된 추정은 y/c-1/N으로 계산되며, N은 원하는 신호의 에너지와 수신 신호의 에너지가 계산되는 적분 구간이다.

본 발명의 상기 실시예는 특히 확산 스펙트럼 통신 시스템의 신호 강도를 추정하는데 적당하다. 상기 시스템 중 하나는 신호 강도 측정이 자원을 할당하고 여러 기지국 사이에서 가입자국의 핸드오프를 제어하는데 사용되는 코드 분할 다중 액세스 통신(CDMA) 시스템이다.

수신 신호의 강도를 결정하는 것은 또한 레인징 시스템(ranging system)에 유용하다. 상기 시스템은 범용 위치확인 시스템(GPS)이다. 상기 레인징 시스템에서, 신호 강도의 추정은 신호 처리 루틴의 트랙킹과 동기포착 모두의 파라미터를 최적으로 조절하는데 사용된다. 탐색(또는 유지) 시간은 강한 신호에 대해서는 수마이크로초부터 약한 신호에 대해서는 수십 마이크로초까지 변경될 수 있다. 탐색 시간을 최소화 하기 위해, 탐색 루틴은 탐색 시간을 적절히 조절하기 위해 추정된 신호 강도의 정보를 사용할 수 있다.

본 발명은 공통 입력을 가지며 각각의 출력에서 동상 및 직교위상 성분을 제공하는 한 쌍의 상관기를 가지는 수신기를 포함하는 임의의 통신 시스템에 사용될 수 있다.

Ⅱ. CDMA 통신 시스템에 대한 본 발명의 실시예의 응용

본 발명에 따른 수신 신호의 신호 강도의 추정에 관한 기술은 CDMA 통신 시스템에서 널리 사용될 수 있다. 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 나타낸다. 상기 시스템은 여러 가입자국(6; 단지 하나의 가입자국(6)만이 간명함을 위해 도시되어 있음)과 통신하는 여러 기지국(4)을 포함한다. 시스템 제어기(2)는: (1) 통신 시스템의 모든 기지국(4), (2) 공중 교환 전화망(PSTN), 및 (3) 다른 통신 시스템의 시스템 제어기와 접속되어 있다. 시스템 제어기(2)는 PSTN에 접속된 사용자, 다른 시스템, 또는 가입자국(6)간의 통신을 조정한다. 기지국(4)에서 가입자국(6)으로의 통신은 신호 경로(10)를 통해 순방향 링크에서 발생하며 가입자국(6)에서 기지국(4)으로의 통신은 신호 경로(12)를 통해 역방향 링크에서 발생한다. 상기 신호 경로는 신호 경로(10a)와 같은 직진 경로이거나 신호 경로(10d)와 같은 반사 경로일 수 있다. 반사 경로(10d)는 기지국(4a)으로부터 전송된 신호가 반사 소스(16)로부터 반사되어 직진 경로와는 다른 경로를 통해 가입자국(6)에 도착할 때 발생한다. 도 2에 블록으로 도시되었지만, 반사 소스(16)는 가입자국(6)이 예를 들면 빌딩 또는 다른 구조물에서 동작하는 환경에서의 인공 구조물이 된다.

가입자국 내의 신호 처리에 대한 간략화된 블록도는 도 3에 도시되어 있다. 기지국내의 신호 처리는 도 3에 도시된 것과 유사하지만, 개별 블록의 실행은 당업자에 의해 쉽게 이해되듯이 기지국에 대해 서로 다를 수 있다는 차이점을 가진다. 기지국은 여러 데이터 스트림(예를 들면, 음성 데이터 스트림, 페이징 메세지, 및 파일롯 데이터 스트림)을 수신하며, 개별 인코딩 포맷을 사용하여 각 스트림을 인코딩하고, 개별 변조 포맷을 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 각각 변조하며, 확산 신호를 공급하기 위해 변조된 데이터를 결합시킨다. 확산 신호는 필터링, 업컨버팅, 증폭되며 순방향 링크에서 전송된다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 순방향 링크 신호 처리는 미국 특허 번호 4,901,307호의 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"와 미국 특허 번호 5,103,459호의 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"에 개시된 바와 같이 실행되는데, 상기 두 미국 특허는 본 발명의 양수인에게 그 권리가 양도되었으며, 본 명세서에서 참조된다. 본 발명의 실시예는 또한 1997년 11월 3일 출원된 미국 특허 출원 번호 08/963,386호의 "METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATA TRANSMISSION"에 기술된 시스템과 같은 다른 통신 시스템에 적용될 수 있는데, 상기 미국 특허 출원은 본 발명의 양수인에게 그 권리가 양도되었으며, 본 명세서에서 참조된다. 변조기(122)는 이하에서 상세히 기술된다.

도 4를 참조하면, 가입자국에서 순방향 링크 신호는 안테나(102)에 의해 수신되어 듀플렉서(104)를 통해 경로지정되고 수신기(106)에 공급된다. 수신기(106)내에서, 수신된 순방향 링크 신호는 아날로그-디지털 변환기(ADC;220)의 양자화된 베이스밴드 신호의 크기가 수신 신호의 전력 레벨과 무관하게 대략 일정하게 유지되도록 수신 신호를 증폭하는 자동 이득 제어(AGC) 증폭기(212)로 공급된다. 증폭기(212)의 이득 제어된 신호는 밴드외 잡음을 필터링하는 밴드패스 필터(214)에 공급된다. 일 실시예에서, 밴드패스 필터(214)는 수신 신호의 밴드폭에 해당하는 밴드폭을 가지는 탄성 표면파(SAW) 필터이다. 밴드패스 필터(214)의 필터링된 신호는 RF 주파수의 수신 신호를 대략 베이스 밴드로 하향 변환시키는 다운컨버터(216)에 공급된다. 일 실시예에서 다운컨버터(216)는 각각 동상 및 직교위상 신호를 공급하기 위해 동상 및 직교 시누소이드를 가진 필터링된 신호를 하향변환하는 직교 다운컨버터이다. 다운컨버터(216)는 단일 하향 변환 단계(직접 하향 변환) 또는 여러 변환 단계를 포함할 수 있다. 다운 컨버터(216)의 동상 및 직교위상 신호는 이득 및/또는 버퍼링을 제공할 수 있는 버퍼(BUF;218a,218b)에 각각 공급된다. 버퍼(218a,218b)의 버퍼링된 신호는 각각 I와 Q 베이스밴드 신호를 공급하기 위해 신호를 샘플링하는 ADC(220a,220b)에 공급된다. 도 4에 도시된 수신기는 기본적인 신호 처리 기능들 중 일부를 나타내는 간략화된 블록도이다. 본 발명의 다른 실시예에서, 상술한 기능들을 수행하는 다른 수신기가 대안적으로 사용될 수 있다.

짧은 PN 역확산기(320)의 블록도는 도 5에 도시되어 있다. I와 Q 베이스밴드 신호는 다운컨버터(216;도4 참조)내의 하향 변환 사인파에서 위상 에러를 고려하기 위해 하나 또는 둘 모두의 신호를 스왑 및/또는 인버터할 수 있는 IQ 극성 제어기(352)에 공급된다. IQ 극성 제어기(352)의 위상 보정된 신호는 신호의 필터링 및/또는 데시메이션을 공급할 수 있는 데시메이터(354)에 공급된다. 일 실시예에서, 데시메이터(354)로부터 데시메이션된 신호는 칩 당 한샘플의 샘플율을 가진다. 일예로서, 만일 수신 신호가 칩 당 8 샘플의 비율로 샘플링된다면, 데시메이터(354)는 8 대 1의 비율로 신호를 데시메이션한다. 데시메이터(354)의 데시메이션된 신호는 각각 짧은 PNI와 PNQ 시퀀스를 가진 신호를 역확산하는 승산기(356a,356b)에 공급된다. 짧은 PN 역확산은 기지국에서 해당 변조기내의 짧은 PN 확산기에 의해 수행된 확산의 반대이다. 승산기(356a,356b)의 출력은 역확산 I 및 Q 데이터를 포함한다.

도 3을 참조하면, 일실시예에서 제어 프로세서(114)는 수신기(106), 복조기(108) 및 디스플레이(116)에 접속된다. 제어 프로세서(114)는 복조기(108)의 데이터를 수신하여 수신 신호의 신호 강도를 추정한다. 추정된 신호 강도는 여러 형태로 정보를 디스플레이할 수 있는 디스플레이(116)에 공급될 수 있다. 추정된 신호 강도는 또한 기지국으로 다시 전송하기 위해 인코더(120), 변조기(122) 또는 송신기(124)에 공급될 수 있다. 상기 정보는 또한 기지국이 핸드오프 및/또는 다른 시스템 기능을 수행하는 것을 돕는데 사용될 수 있다. 제어 프로세서(114)는 또한 수신 신호의 총 전력이 수신 신호의 전력 레벨과는 무관하게 대략 일정하게 유지되도록 ADC(220)의 양자화된 베이스밴드 신호의 크기를 조절하기 위해 수신기(106)에 이득 제어 신호를 공급할 수 있다. 제어 프로세서(114)는 상술한 기능을 수행하기 위해 프로그래밍된 주문형 집적 회로(ASIC) 또는 마이크로 제어기, 마이크로프로세서, 디지털 신호 처리(DSP) 칩으로서 구현될 수 있다.

상술한 바와 같은 하드웨어는 여러 기지국의 전송을 수신하여 복조하기 위해 가입자국에 의해 사용될 수 있는 많은 실시예중 하나이다. 다른 하드웨어 구조가 또한 상술한 기능을 수행하기 위해 설계될 수 있다. 상기의 여러 구조는 본 발명의 영역내에 존재한다.

Ⅲ. 수신 신호의 신호 강도 추정

단일 기지국으로부터 전송되는 신호는 하나 이상의 신호 경로를 통해 수신될 수 있다. 게다가, 소프트 핸드오프인 동안은 가입자국이 두개 이상의 기지국의 전송을 수신할 수 있다. 도 6을 참조하면, 가입자국내의 탐색기(312)는 소정의 탐색기 임계값을 초과하며 상관기에 할당되지 않은 강한 신호 경로에 대한 수신 신호를 탐색한다. 일 실시예에서, 강한 신호 경로는 추정된 파일롯 강도를 기초로 결정된다. 그러므로 대부분의 시간에서 상관기는 강한 신호 경로에 할당된다.

탐색기(312)의 블록도는 도 6에 도시되어 있다. 수신기(106)의 디지털화된 I 및 Q 베이스밴드 신호는 탐색기(312)내의 짧은 PN 역확산기(320a)에 공급된다. 짧은 역확산기(320a)는 탐색된 특정 신호의 오프셋에 매칭하는 오프셋을 가진 짧은 PN 시퀀스로 I 및 Q 신호를 역확산한다. 짧은 PN 역확산은 기지국의 해당 변조기내의 짧은 PN 확산기에 위해 수행된 확산의 반대 개념이다. 짧은 PN 역확산기(320a)의 출력은 각각 이득 엘리멘트(G;414a,414b)에 공급되는 역확산 I 및 Q 신호를 포함한다. 이득 엘리멘트(414a,414b)는 스케일링 인자 G로 각각의 역확산 신호를 스케일링하며 상기 스케일링된 신호를 각각 코히런트 적분기(416a,416b)에 공급한다. 코히런트 적분기(416)내에서 스케일링되며 역확산된 I 및 Q 신호의 순환 위상 에러는 수신된 파일롯 신호와 PNI 및 PNQ 신호의 도트 프로덕트를 수행함으로써 제거된다.

다음으로, 위상 보정된 I와 Q 신호는 수신 파일롯 신호를 공급하기 위해 N칩에 걸쳐 각각 적분된다. 적분은 파일롯 신호(일 실시예에서 월시 코드 0으로 커버링된)를 디커버링하며 논-파일롯 코드 채널들로부터의 신호를 제거한다. 일 실시예에서, N은 월시 심볼의 정수에 해당한다(예를 들면, IS-95 시스템에서 8 월시 심볼에 대해 N=512). 코히런트 적분기(416)는 또한 k의 인자에 의한 스케일링을 제공할 수 있다. 예를 들어, 만일 코히런트 적분기(416)로의 입력이 13 비트를 포함하고 코히런트 적분기(416)의 출력이 8개의 최상위 비트들을 포함한다면, 그 연산은 32로 나누는 것과 동일하다.

I와 Q 파일롯 신호는 입력 신호를 제곱하는 스퀘어러(418a,418b)에 각각 공급된다. 스퀘어러(418)의 스퀘어링된 출력은 에너지 측정값을 제공하기 위해 신호를 합산하는 가산기(420)에 공급된다. 측정값은 일 실시예에서 M 측정값에 대해 파일롯 신호의 에너지를 다음과 같이 계산하는 에너지 계산기(422)에 공급된다.

(1)

이 목적은 하나 이상의 여러 관측결과, y_j, j=1,2,...,p를 사용하여 원하는 신호의 강도를 추정하는 것이다. 상기 관측결과 각각은 확률 변수를 나타낸다. 일부의 경우, 직관(intuition)을 기초로 합리적인 추정기들이 발견될 수 있지만, 여러 일반적인 방법들이 더욱 효과적인 추정기를 도출하기 위해 개발되었다. 본 발명은 바람직하게 매우 자주 바람직한 특성을 처리하는 추정기를 유도하는 방법을 사용한다. 이러한 사상은 신호 강도의 추정으로서, 관측된 데이터에 대해 최대 "가능도(likelihood)"에 해당하는 값을 사용하는 것이다. p 확률 변수 y1,y2,...,yp의 조인트(joint) 밀도 함수 f(y1,y2,...yp│α)는 가능도 함수로서 지칭된다. 고정된 y1,y2,...,yp의 경우, 가능도 함수는 α의 함수이며 종종 L(α)로 지정된다. 추정에 관한 최대 가능도 원리는 주어진 세트의 관측에 대해 α의 추정으로서, 관측된 세트의 데이터가 발생할 확률이 가장 큰 값을 선택하는 것이다. 즉, 만일 주어진 세트의 관측들을 관측하는 가능도가 α=α₂보다 α=α₁일 때 더 크다면, α₂보다는 오히려 α₁을 선택하게 된다는 것이다. 일반적으로 만일 L(α)가 미분가능하며 모든 가능한 공간에 대해 최대값을 가정하면, 최대 가능도 추정은 다음 방정식의 해가 될 것이다.

(2)

만일 상술한 방정식에 대해 하나 이상의 해가 존재한다면, L(α)를 최대로 하는 것이 어느 것인지를 증명해야 한다. L(α)를 최대로 하는 임의의 값은 로그-가능도(log-likelihood) lnL(α) 역시 최대로 할 것이며, 따라서 계산상 편의를 위해 최대 가능도 방정식의 대안적인 형태는 다음과 같다.

(3)

일 실시예에서, 수신 신호의 신호 강도는 수신 파일롯 신호의 신호 강도 또는 파일롯 강도에 의해 추정된다. 파일롯 강도는 총 간섭 밀도에 대한 칩당 파일롯 에너지의 비율, 즉 E_c/N_t로 정의된다. 이하에서, 파일롯 강도는 "α"로서 정의된다. 주어진 α에 대해, I와 Q 파일롯 신호는 독립 확률 변수이다. 임의의 시간에 각각에 대해 측정되는 에너지량은 도 7에 도시된 바와 같이 값의 범위에 걸쳐 서로 다르다. 원하는 신호가 없을 경우, 가능한 값의 범위에 대한 에너지 분포는 전형적으로 가우시안 분포를 따른다.

신호의 존재시에는 y의 조건 확률 밀도 함수가 비중심 카이-스퀘어 분포 밀도 함수를 가지는 확률 변수이며, 다음과 같이 정의되는 f(y│α)로 지칭된다:

(4)

여기에서 :

y≥0;

f(y│α)= 주어진 α값에 대해 측정된 파일롯 에너지 y의 분포 밀도 함수, μ는 아래와 같이 정의되는 α의 함수;

I_M-1()= 첫번째 종류의 (M-1) 번째 차수의 수정된 베슬 함수(Bessel function); 및

μ²=μ₁ ²+μ_Q ²=cα, (5)

여기에서,

μ₁=파일롯 신호의 I 성분의 기대값,

μ_Q=파일롯 신호의 Q성분의 기대값, 및

c=t는 다음과 같은 디지털 이득과 적분 구간의 길이 및 이득 제어 루프의 특성을 따르는 상수

, (6)

여기에서,

N=코히런트 적분 구간의 시간 또는 코히런트하게 적분된 칩의 개수,

G=이득 엘리멘트(414)의 신호 처리 이득, 및

k= 코히런트 적분기(416)의 스케일링 인자.

전형적으로, 수신 신호의 크기는 자동 이득 제어(AGC) 회로의 출력에서 수신된 신호의 총 전력이 AGC 회로에 의해 조정되기 전에 수신 신호의 전력레벨과는 무관하게 대략 일정하게 유지되도록 AGC 회로에 의해 제어된다. 상기의 이득 제어 루프는 효과적으로 Nt=2σ_n ²의 공지된 값으로 총전력 레벨 Nt를 설정한다. 스케일링 인자(N,G,k)는 구간(P)동안 처리된 측정 횟수(N), 이득 엘리멘트(414)에 의한 신호처리의 이득(G), 및 코히런트 적분기(416)에 의해 수행된 스케일링(k)을 고려하기 위해 방정식(6)의 c의 계산에 포함된다.

방정식(4)로부터 알 수 있듯이, M=1의 경우, 분포 곡선의 군(family)이 존재하며, 각 곡선은 α값에 따라 서로 다른 형태를 가진다. 6개의 서로 다른 α값에 대한 f(y│α)을 도시한 그래프는 도 7에 도시되어 있다. 높은 α값(예를 들어, α₆=6α_a)의 경우, f(y│α₆)는 가우시안 분포를 닮는다. 반대로 낮은 α값(예를 들어, α_a)의 경우, f(y│α_a)는 보다 왜곡되거나 또는 리시안(Rician) 확률 분포 밀도 함수를 닮는다.

제 1 실시예에서, α의 추정은 α의 최대 가능도 추정을 기초로 한다. α의 최대 가능도 추정은 최소 가능 편차를 가지며 동등하게 크레이머-라오(Cramer-Rao) 바운드를 만족시키는 효과적인 추정이다. α의 최대 가능도 추정은 α에 대해 L(α)를 편미분하며, 편도함수를 제로값으로 세팅하며, 주어진 y에 대해 α를 구함으로써 결정될 수 있다. 최종 α는 α 또는 α₀의 최대 가능도 추정이 된다. y₁,y₂,...,y_P는 f(y│α)를 갖는 함수 분포로부터의 무작위 샘플을 나타내기 때문에 다음과 같다.

(7)

방정식(7)에 도시된 가능도 함수 L(α)에 방정식(3)에 도시된 미분을 적용하고, 편도함수를 제로값으로 세팅하고 α 또는 α₀의 최대 가능도 추정을 획득하기 위해 α를 구함으로써, 다음 식이 도출된다.

여기에서,

(8)

I_M-2(),I_M-1() 및 I_M()는 각각 첫번째 종류의 (M-2), (M-1), (M)번째 차수의 수정된 베슬 함수이다.

M=1의 경우, 방정식(1)의 파일롯 신호의 에너지는 x=I²+Q²으로 단순화될 수 있다. x의 확률 밀도 함수는 f(x│α)로 지칭되며, 다음과 같이 정의될 수 있다.

(9)

여기에서:

x≥0;

f(x│α)=주어진 α의 값에 대해 측정된 파일롯 에너지 x의 분포 밀도 함수, μ는 상술한 바와 같이 α의 함수임; 및

I₀()=첫번째 종류의 제로번쩨 차수의 수정된 베슬 함수.

M=1의 경우 방정식(9)로부터, 여러 관측에 대한 α의 최대 가능도 추정은 다음과 같이 표현될 수 있다.

(10)

여기에서,

.

α의 최대 가능도 추정은 방정식(10)을 만족시킨다. 방정식(10)은 폐쇄형으로 명료하게 주어지지 않았기 때문에, α의 최대 가능도 추정은 해당분야에 공지된 임의의 기술중 하나를 사용하여 수치적으로 구해질 수 있다. 수치적인 계산은 마이크로 프로세서, 마이크로 제어기 또는 해당 분야에 공지되어 사용되는 다른 계산 장치의 마이크로 코드에 의해 수행될 수 있다.

방정식(10)을 사용하여, x의 여러 값에 대해 변환표가 계산될 수 있다. 도 6을 참조하면, 상기 변환표는 판독 전용 메모리, 랜덤 액세스 메모리, 또는 변환표(424)로서 도시된 다른 저장 장치에 로딩될 수 있다. 정상 동작동안, α의 최대 가능도 추정은 측정된 파일롯 에너지 x가 계산되면 처리될 수 있다.

x의 여러 값에 대한 α의 최대 가능도 추정을 나타낸 변환표가 표 1에 도시되어 있다. 표 1은 다음 세트의 파라미터: 2σ_n ²=18, N=512,G=2,k=32,p=1, 및 M=1이 주어지는 경우에 생성된다. 표 1의 측정된 파일롯 에너지 x의 값은 일차형식(lnear form)으로 주어지고, α의 최대 가능도 추정은 데시벨(dB)로 주어진다. 유사한 표가 또한 본 발명의 영역내에서 서로 다른 시스템 파라미터에 대해 생성될 수 있다.

α의 최대 가능도 추정 대 측정된 파일롯 에너지 x는 도 8에 도시되어 있으며, 실선으로 나타난다. 도 8에 도시된 점선은 종래기술의 x의 추정치 대 측정된 파일롯 에너지 x이다. 두 개의 그래프는 실질적으로 x의 높은 값(예를 들면, x값이 -10과 0dB 사이의 α에 해당할 때)에서는 유사하다. 낮은 x값에서는 두 그래프간의 차이가 상당하다. 예를 들어 x=72인 경우, α의 최대 가능도 추정은 -23.0dB이고, 종래 기술의 α의 추정은 -27.0dB이다. 이는 4.0dB의 차이를 보인다. 상기 차이는 상당하며 통신 시스템의 성능을 현저하게 저하시킬 수 있다.

제 2 및 제 3 실시예에서, 수신 신호의 조건부 평균 또는 평균값이 수신 신호의 신호 강도를 추정하는데 사용된다. 방정식(1)로부터, 주어진 α에 대한 y의 기대값 E{y│α}는 다음과 같이 계산될 수 있다.

(11)

방정식(11)의 항을 재배열하면 다음과 같다.

(12)

만일 p 샘플이 평균 수신 신호를 추정하는데 사용된다면, (12)는 다음과 같이 기록될 수 있다.

(13)

가입자국에서, x의 기대값은 측정된 파일롯 에너지 x와 상수 c에 의해 추정될 수 있다. 일 실시예에서, c는 수신 신호의 총 전력이 이득 제어 루프에 의해 대략 일정하게 유지되기 때문에, 공지되어 있다. 그러므로 x/c의 비율은 파일롯 강도 α의 추정치로서 사용될 수 있다. α의 언바이어싱된 추정은 x/c로부터 1/N인 항을 감산함으로써 획득될 수 있다.

α의 언바이어싱된 추정치가 α의 더 나은 추정치일지라도, 언바이어싱된 추정치는 여전히 실제의 시행(또는 측정)에 대해 α의 준최적화된 추정치일 것이다. 예를 들어, 언바이어싱된 추정치가 큰 편차를 가지는 분포 밀도 함수 f(y│α)에 대해 준최적일 수 있는데, 이는 α의 언바이어싱된 추정치가 또한 큰 편차를 가지기 때문이다.

낮은 α값의 경우, y 또는 E{x│α}의 기대값을 기초로 수신 파일롯 신호의 Ec/Nt를 추정하는 것은 통신 시스템의 성능을 저하시킬 수 있는 준최적의 추정을 초래할 것이다. 특히, E{x│α}를 기초로 하는 α의 추정은 시스템 자원의 준최적 사용을 유도할 수 있는 약간 높은 α의 추정을 초래할 수 있다. 예를 들어, 만일 실제 파일롯 강도가 -14dB이지만 추정된 파일롯 강도가 -12dB라면, 상기 파일롯에 해당하는 기지국은 추가되지 않아야함에도 불구하고, 가입자국의 소프트 핸드오프에 추가될 것이며, 따라서 시스템 자원의 불필요하게 높은 사용성을 초래할 것이다. 도 6을 참조하면, 탐색기(312)는 이득 엘리멘트(414), 코히런트 적분기(416), 스퀘어러(418), 가산기(420), 에너지 계산기(422) 및 변환표(424)를 포함한다. 하나 이상의 상기 기능들은 필요한 하드웨어를 최소로하기 위해 제어 프로세서(114)내에 위치할 수 있다. 예를 들어, 에너지 계산기(422)와 변환표(424)를 특정 시스템 설계시 제어 프로세서(114)에 통합하는 것이 보다 효율적이다. 게다가 변환표(424)는 필요에 따라 방정식(8),(10),(12)중 하나의 계산을 실행함으로써 제거될 수 있다. 상기의 탐색기(312)와 제어 프로세서(114)의 여러 실시는 본 발명의 영역내에서 고려될 수 있다.

바람직한 실시예의 상술한 기술들은 당업자가 본 발명을 사용할 수 있도록 제공된다. 상기 실시예의 여러 변용은 당업자들이 쉽게 이해할 수 있으며, 그 원칙은 진보한 능력을 사용하지 않고 다른 실시예에 응용될 수 있다. 그러므로 본 발명은 여기에서 제시한 실시예에 제한되지 않으며 상술한 원칙과 특성을 포함하는 가장 넓은 범위에 해당한다.

Claims (38)

1. 삭제
2. 삭제
3. 수신 신호 강도의 추정을 제공하는 방법으로서,

   신호를 수신하는 단계 - 상기 수신된 신호는 원하는 신호를 포함함 - ;

   측정된 에너지를 제공하기 위해 상기 원하는 신호의 에너지를 측정하는 단계; 및

   상기 측정된 에너지에 따라 상기 원하는 신호의 신호 강도를 추정하는 단계 - 상기 추정된 신호 강도는 상기 수신 신호 강도를 나타내고, 상기 추정 단계는 상기 측정된 에너지에 기초하여 상기 수신 신호 강도의 최대 가능도 추정치(maximum likelihood estimate)를 계산하는 단계를 포함하며, 상기 신호 강도는 상기 최대 가능도 추정치에 기초함 - 를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 강도의 추정을 제공하는 방법.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 계산 단계는 변환 표를 통해 수행되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 강도의 추정을 제공하는 방법.
5. 삭제
6. 삭제
7. 통신 시스템에서 수신 신호의 신호 강도의 추정을 제공하는 신호 강도 추정기로서,

   수신 신호를 제공하는 수신기 - 상기 수신 신호는 원하는 신호를 포함함 - ;

   상기 수신 신호를 수신하여 상기 원하는 신호를 제공하기 위해서 상기 수신기에 접속된 신호 프로세서;

   상기 원하는 신호를 수신하여 측정된 에너지를 제공하기 위해서 상기 신호 프로세서에 접속된 에너지 계산기 ; 및

   상기 측정된 에너지를 수신하며 상기 측정된 에너지에 기초하여 상기 원하는 신호의 신호 강도 추정치를 제공하기 위해 상기 에너지 계산기에 접속된 신호 강도 추정기 - 상기 신호 강도 추정치는 상기 수신 신호의 신호 강도를 나타내고, 상기 신호 강도 추정기는 상기 측정된 에너지에 기초하여 상기 수신 신호 강도의 최대 가능도 추정치를 계산하기 위한 수단을 포함하며, 상기 신호 강도는 상기 최대 가능도 추정치에 기초함 - 를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 추정기.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 계산 수단은 변환 표인 것을 특징으로 하는 신호 강도 추정기.
9. 적어도 한 기지국으로부터 적어도 한 가입자국으로의 전송을 제공할 수 있는 통신 시스템에서, 링크 신호 강도를 측정하는 방법으로서,

   적어도 한 기지국으로부터 가입자국으로 원하는 신호를 전송하는 단계;

   측정된 에너지를 제공하기 위해 상기 가입자국에서 상기 원하는 신호를 수신하는 단계; 및

   상기 측정된 에너지에 기초하여 상기 수신된 원하는 신호의 신호 강도를 추정하는 단계 - 상기 추정 단계는 상기 측정된 에너지에 기초하여 수신 신호 강도의 최대 가능도 추정치를 계산하는 단계를 포함하고, 상기 신호 강도는 상기 최대 가능도 추정치에 기초함 - 를 포함하는 것을 특징으로 하는 링크 신호 강도 측정 방법.
10. 제 9 항에 있어서,

    상기 계산 단계는 변환 표를 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 링크 신호 강도 측정 방법.
11. 적어도 한 기지국으로부터 적어도 한 가입자국으로의 소프트 핸드오프 전송을 제공할 수 있는 통신 시스템에서, 상기 소프트 핸드오프 전송을 선택하는 방법으로서,

    적어도 한 기지국으로부터 가입자국으로 원하는 신호를 전송하는 단계;

    측정된 에너지를 제공하기 위해 상기 가입자국에서 상기 원하는 신호를 수신하는 제 1 수신 단계;

    상기 측정된 에너지에 기초하여 상기 수신된 원하는 신호의 신호 강도를 추정하는 단계 - 상기 추정 단계는 상기 측정된 에너지에 기초하여 수신 신호 강도의 최대 가능도 추정치를 계산하는 단계를 포함하고, 상기 신호 강도는 상기 최대 가능도 추정치에 기초함 - ;

    상기 적어도 한 기지국에 상기 수신 신호의 추정된 신호 강도를 전송하는 단계; 및

    상기 수신 신호의 추정된 신호 강도를 수신하는 제 2 수신 단계를 포함하며,

    상기 소프트 핸드오프 전송은 상기 수신된 추정 신호 강도에 기초하여 선택되는 것을 특징으로 하는 소프트 핸드오프 전송 선택 방법.
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