KR100604636B1 - Converter Including Power Source Part - Google Patents

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Abstract

본 발명의 스텝 다운 컨버터는 a) 스위치의 턴온에 따라 전원용 인덕터를 자화시킨 후 전원용 캐패시터의 전압이 소정값으로 클램핑되기까지 전원용 인덕터와 전원용 캐패시터의 공진을 수행하고 스위치가 턴오프되면 출력 임피던스에 따라 방전 속도가 달라지는 전원용 캐패시터의 방전을 통하여 부하단에 정전류가 흐르도록 하는 전원부 및 b) 스위치의 턴온에 따라 전원부의 출력에 따라 출력용 인덕터와 출력용 캐패시터에 에너지를 축적한 후 스위치의 턴오프 따라 축적된 에너지를 공급함으로써 부하단에 정전류를 공급하는 출력부를 포함한다. 본 발명은 병렬 동작시 전류 불균형을 제거할 수 있고 입출력 관계의 선형성을 향상시킬 수 있다. The step-down converter of the present invention a) magnetizes the power inductor according to the turn-on of the switch, and then performs resonance between the power inductor and the power capacitor until the voltage of the power capacitor is clamped to a predetermined value. B) a power supply which allows a constant current to flow to the load stage through the discharge of a power capacitor having a different discharge rate, and b) the energy is accumulated in the output inductor and the output capacitor according to the output of the power supply according to the turn-on of the switch, and then accumulated according to the turn-off of the switch. And an output unit for supplying a constant current to the load stage by supplying energy. The present invention can eliminate the current imbalance in parallel operation and can improve the linearity of the input-output relationship.

Description

전원부를 포함하는 컨버터{Converter Including Power Source Part}Converter Including Power Source Part

도 1a는 일반적인 스텝-다운(step-down) DC-DC 컨버터의 회로도이다.1A is a circuit diagram of a typical step-down DC-DC converter.

도 1b는 스위치가 턴온되었을 때 도 1b의 등가회로이다.FIG. 1B is the equivalent circuit of FIG. 1B when the switch is turned on. FIG.

도 1c는 스위치가 턴오프되었을 때 도 1a의 등가회로이다. 1C is the equivalent circuit of FIG. 1A when the switch is turned off.

도 2는 일반적인 DC-DC 컨버터의 인덕터 전류 파형과 전압 파형을 나타낸 것이다.2 shows an inductor current waveform and a voltage waveform of a typical DC-DC converter.

도 3은 일반적인 스텝 다운 컨버터의 병렬 연결을 나타낸 회로도이다.3 is a circuit diagram illustrating a parallel connection of a typical step-down converter.

도 4는 병렬 연결된 일반적인 스텝 다운 컨버터 각각의 출력 전류를 나타낸 것이다. Figure 4 shows the output current of each of the typical step down converter connected in parallel.

도 5는 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 회로도이다. 5 is a circuit diagram of a DC-DC converter according to the present invention.

도 6a 내지 도 6e는 본 발명의 DC-DC 컨버터의 동작 모드를 나타낸 것이다.6a to 6e show the operation mode of the DC-DC converter of the present invention.

도 7은 본 발명의 DC-DC 컨버터의 동작 모드에 따른 전원용 인덕터와 전원용 캐패시터의 전류 및 전압의 파형을 나타낸 것이다. 7 shows waveforms of current and voltage of a power inductor and a power capacitor according to an operation mode of the DC-DC converter of the present invention.

도 8은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 병렬 연결을 나타낸 회로도이다.8 is a circuit diagram illustrating a parallel connection of a DC-DC converter according to the present invention.

도 9는 병렬 연결된 본 발명의 DC-DC 컨버터의 동작 모드에 따른 전원용 인덕터와 전원용 캐패시터의 전류 및 전압의 파형을 나타낸 것이다. 9 illustrates waveforms of current and voltage of a power inductor and a power capacitor according to an operation mode of a DC-DC converter of the present invention connected in parallel.

도 10은 병렬 연결된 본 발명의 DC-DC 컨버터의 각각의 출력 전류를 나타낸 것이다. 10 shows the output current of each of the DC-DC converters of the present invention connected in parallel.

도 11은 일반적인 공진형 DC-DC 컨버터의 회로도이다. 11 is a circuit diagram of a general resonant DC-DC converter.

도 12는 일반적인 공진형 DC-DC 컨버터의 파형도이다. 12 is a waveform diagram of a general resonant DC-DC converter.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *Explanation of symbols on the main parts of the drawings

510 : 전원부 530 : 출력부510: power supply unit 530: output unit

810 : 모듈1 830 : 모듈2810: Module 1 830: Module 2

본 발명은 컨버터에 관한 것으로서, 더욱 자세하게는 전원단을 포함하는 컨버터에 관한 것이다.The present invention relates to a converter, and more particularly, to a converter including a power stage.

전기, 전자 및 통신 기기의 직류 안정화 전원으로서 폭넓게 이용되고 있는 스위치 모드 파워 서플라이(Switched-Mode Power Supply)는 반도체 소자의 스위칭 프로세서를 이용하여 전력의 흐름을 제어함으로써 고효율, 소형 및 경량화에 큰 장점을 갖는 안정화 전원이라고 할 수 있다. 스위치 모드 파워 서플라이의 대표적인 장치가 DC-DC 컨버터이다. Widely used as a DC stabilized power supply for electrical, electronic and communication equipment, Switched-Mode Power Supply has a great advantage in high efficiency, small size and light weight by controlling the flow of power using a switching processor of semiconductor devices. It can be said to have a stabilized power supply. A typical device of a switch mode power supply is a DC-DC converter.

도 1은 일반적인 DC-DC 컨버터의 회로도이다. 도 2는 일반적인 DC-DC 컨버터의 인덕터 전류 파형과 전압 파형을 나타낸 것이다. 1 is a circuit diagram of a general DC-DC converter. 2 shows an inductor current waveform and a voltage waveform of a typical DC-DC converter.

스위치 S는 주기적으로 온, 오프를 반복하며 전체 주기는 T이고 스위치가 온되는 시간을 DT라 한다. 따라서 스위치가 오프되는 시간은 (1-D)T가 된다. 스위치 가 턴온되는 시간 동안의 회로는 도 1b에 도시된 것과 같고, 스위치가 턴오프되는 시간 동안의 회로는 인덕터 전류(iL)가 다이오드(D)를 통해 환류되므로 도 1c에 도시된 것과 같다. The switch S periodically turns on and off, and the entire period is T and the time at which the switch is turned on is called DT. Therefore, the time when the switch is turned off becomes (1-D) T. The circuit during the time when the switch is turned on is as shown in FIG. 1B, and the circuit during the time when the switch is turned off is as shown in FIG. 1C since the inductor current i L is refluxed through the diode D.

도 1b에 도시된 바와 같이 스위치(S)가 턴온되는 동안에 인덕터 전류(iL)의 변화량은 다음의 수학식1과 수학식2를 통하여 알 수 있다.As shown in FIG. 1B, the change amount of the inductor current i L while the switch S is turned on can be known through Equations 1 and 2 below.

Figure 112004060774732-pat00001
Figure 112004060774732-pat00001

Figure 112004060774732-pat00002
Figure 112004060774732-pat00002

즉, 수학식2를 통하여 알 수 있는 바와 같이 일반적인 스텝 다운 DC-DC 컨버터의 인덕터 전류(iL)는 턴온 시간(DT) 동안 일정한 기울기로 증가한다. That is, as can be seen from Equation 2, the inductor current i L of the typical step-down DC-DC converter increases with a constant slope during the turn-on time DT.

도 1c에 도시된 바와 같이 스위치(S)가 턴오프되는 시간(T-DT) 동안에 인덕터 전류(iL)의 변화량은 다음의 수학식3과 수학식4를 통하여 알 수 있다. As illustrated in FIG. 1C, the change amount of the inductor current i L during the time T-DT during which the switch S is turned off may be known through Equations 3 and 4 below.

Figure 112004060774732-pat00003
Figure 112004060774732-pat00003

Figure 112004060774732-pat00004
Figure 112004060774732-pat00004

수학식4를 통하여 알 수 있는 바와 같이 일반적인 스텝 다운 DC-DC 컨버너의 인덕터 전류(iL)는 턴오프 시간(T-DT) 동안 일정한 기울기로 감소한다. As can be seen from Equation 4, the inductor current i L of the typical step-down DC-DC converter decreases with a constant slope during the turn-off time T-DT.

이 때 DC-DC 컨버터의 동작은 주기적으로 반복되기 때문에 인덕터 전류(iL)의 최종값은 다음 주기의 초기값이 된다. 이를 통하여 부하 저항에 인가되는 출력 전압(Vo)를 알 수 있다. At this time, since the operation of the DC-DC converter is repeated periodically, the final value of the inductor current i L becomes the initial value of the next period. Through this, the output voltage Vo applied to the load resistance can be known.

Figure 112004060774732-pat00005
Figure 112004060774732-pat00005

Figure 112004060774732-pat00006
Figure 112004060774732-pat00006

이에 따라 캐패시터 전압(Vc)은 다음의 수학식6을 통하여 알 수 있다. Accordingly, the capacitor voltage Vc can be known from Equation 6 below.

Figure 112004060774732-pat00007
Figure 112004060774732-pat00007

Figure 112004060774732-pat00008
Figure 112004060774732-pat00008

출력전압(Vo)과 캐패시터 전압(Vc)은 같으므로 출력전압(Vo)은 DE가 된다. 따라서 스텝 다운 DC-DC 컨버터는 직류 입력전압(E)보다 작은 직류 출력전압(DE)을 출력한다. 또한 출력전압(Vo)과 입력전압(E)이 선형적인 관계이기 때문에 제어가 쉽다. Since the output voltage Vo and the capacitor voltage Vc are the same, the output voltage Vo is DE. Therefore, the step-down DC-DC converter outputs a DC output voltage DE smaller than the DC input voltage E. In addition, since the output voltage Vo and the input voltage E are linearly related, control is easy.

이와 같이 동작하는 스텝 다운 DC-DC 컨버터는 도 3에 도시된 바와 같이 전원과 부하를 공유하는 병렬로 동작할 때 전류 불균형 문제가 발생한다. 즉, 모듈1(310)과 모듈2(320)를 구성하는 인덕터(L1, L2)의 크기가 같고 캐패시터(C1, C2)의 크기가 같더라도 인덕터 각각의 저항 성분(RL1, RL2)과 캐패시터 각각의 저항 성분(RC1, RC2)의 크기가 서로 다르기 때문에 스위치(S1, S2)의 턴온-오프 주기가 동일하더라도 각 모듈(310,320)의 출력 전류가 달라지는 문제점이 발생한다. As illustrated in FIG. 3, the step-down DC-DC converter operating as described above causes a current imbalance problem when operated in parallel sharing a power supply and a load. That is, even though the inductors L1 and L2 constituting the module 1 310 and the module 2 320 have the same size and the capacitors C1 and C2 have the same size, the resistance components R L1 and R L2 of the inductors are the same. Since the resistance components R C1 and R C2 of the capacitors have different sizes, the output currents of the modules 310 and 320 may be different even if the turn-off periods of the switches S1 and S2 are the same.

도 4는 이와 같은 출력전류의 불균형을 나타낸 것이다. 상단에 있는 삼각파형은 모듈2(320)의 출력전류이고 중간에 있는 삼각파형은 모듈1(310)의 출력전류이다. 모듈2(320)의 출력전류는 1.5A이고 모듈1(310)의 출력전류의 출력전류는 0.5A로 모듈 간 전류 불균형은 기준전류 1A±50% 수준으로 매우 크게 나타난다.4 shows such an unbalance of the output current. The triangular waveform at the top is the output current of module 2 320 and the triangular waveform at the middle is the output current of module 1 310. The output current of the module 2 320 is 1.5A and the output current of the output current of the module 1 310 is 0.5A, and the current imbalance between modules is very large, with a reference current of 1A ± 50%.

인덕터 각각의 저항 성분(RL1, RL2)과 캐패시터 각각의 저항 성분(RC1, RC2)가 다르거나 다른 원인에 의하여 임피던스가 서로 차이가 나면 캐패시터(C1, C2)의 방전 속도가 달라지기 때문에 출력 전류의 불균형이 발생한다. When the resistance components R L1 and R L2 of the inductor and the resistance components R C1 and R C2 of the capacitors are different or the impedances are different from each other due to different causes, the discharge rates of the capacitors C1 and C2 are changed. This results in an imbalance in the output current.

이와 같이 스텝 다운 DC-DC 컨버터의 병렬 동작시 출력 전류의 불균형이 발생하면 상대적으로 큰 전류를 출력하는 스텝 다운 DC-DC 컨버터에 부담이 많이 가 게 되어 회로 파손과 같은 현상이 발생할 수 있다. As described above, if the output current is imbalanced during parallel operation of the step-down DC-DC converter, the step-down DC-DC converter that outputs a relatively large current may be burdened, such as a circuit breakdown.

본 발명은 상기와 같은 문제점들을 해결하기 위한 것으로, 병렬 연결시 출력 전류의 불균형을 해소할 수 있는 컨버터를 제공하기 위한 것이다.The present invention is to solve the above problems, to provide a converter that can solve the imbalance of the output current in parallel connection.

상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 스텝 다운 컨버터는 a) 스위치의 턴온에 따라 전원용 인덕터를 자화시킨 후 전원용 캐패시터의 전압이 소정값으로 클램핑되기까지 전원용 인덕터와 전원용 캐패시터의 공진을 수행하고 스위치가 턴오프되면 출력 임피던스에 따라 방전 속도가 달라지는 전원용 캐패시터의 방전을 통하여 부하단에 정전류가 흐르도록 하는 전원부 및 b) 스위치의 턴온에 따라 전원부의 출력에 따라 출력용 인덕터와 출력용 캐패시터에 에너지를 축적한 후 스위치의 턴오프 따라 축적된 에너지를 공급함으로써 부하단에 정전류를 공급하는 출력부를 포함한다.In order to achieve the above object, the step-down converter of the present invention a) magnetizes the power supply inductor according to the turn-on of the switch, performs resonance of the power supply inductor and the power supply capacitor until the voltage of the power supply capacitor is clamped to a predetermined value, and the switch is turned on. When off, the power supply allows a constant current to flow through the load stage through the discharge of the power capacitor, the discharge speed varies depending on the output impedance, and b) the switch accumulates energy in the output inductor and output capacitor according to the output of the power supply according to the turn-on of the switch. And an output unit for supplying a constant current to the load stage by supplying the accumulated energy according to the turn-off of.

이하, 본 발명의 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하고자 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 5는 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 회로도이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터는 전원부(510)와 출력부(530)를 포함한다. 5 is a circuit diagram of a DC-DC converter according to the present invention. As shown in FIG. 5, the DC-DC converter according to the present invention includes a power supply unit 510 and an output unit 530.

전원부(510)는 스위치(S)의 턴온에 따라 전원용 인덕터(Lr)를 자화시킨 후 전원용 캐패시터(Cr)의 전압이 소정값으로 클램핑(clamping)되기까지 전원용 인덕터(Lr)와 전원용 캐패시터(Cr)의 공진을 수행하고 스위치(S)가 턴오프되면 출력부(510)의 임피던스에 따라 방전 속도가 달라지는 전원용 캐패시터(Cr)의 방전을 통 하여 부하단에 흐르는 전류가 정전류(ILOAD)가 되도록 한다. The power supply unit 510 magnetizes the power supply inductor Lr according to the turn-on of the switch S, and then the power supply inductor Lr and the power supply capacitor Cr until the voltage of the power supply capacitor Cr is clamped to a predetermined value. When the switch S is turned off and the switch S is turned off, the current flowing in the load terminal becomes the constant current I LOAD through the discharge of the power capacitor Cr whose discharge rate varies depending on the impedance of the output unit 510. .

출력부(530)는 스위치(S)의 턴온에 따라 출력용 인덕터(LO)와 출력용 캐패시터(CO)에 에너지를 축적한 후 스위치(S)의 턴오프 따라 축적된 에너지를 공급함으로써 부하단에 정전류(ILOAD)를 공급한다.The output unit 530 accumulates energy in the output inductor L O and the output capacitor C O according to the turn-on of the switch S, and supplies the accumulated energy to the load terminal by turning off the switch S. Supply constant current (I LOAD ).

이와 같은 본 발명의 DC-DC 컨버터의 동작을 도면을 참조하여 상세히 설명한다. Such operation of the DC-DC converter of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

도 6은 본 발명의 DC-DC 컨버터의 동작 모드를 나타낸 것이고, 도 7은 본 발명의 DC-DC 컨버터의 동작 모드에 따른 전원용 인덕터와 전원용 캐패시터의 전류 및 전압의 파형을 나타낸 것이다. 6 illustrates an operation mode of the DC-DC converter of the present invention, and FIG. 7 illustrates waveforms of currents and voltages of a power inductor and a power capacitor according to the operation mode of the DC-DC converter of the present invention.

본 발명에 따른 DC-DC 컨버터는 5가지 모드에 따라 동작이 이루어진다.The DC-DC converter according to the present invention operates according to five modes.

〈모드0(t0~t1)〉<Mode 0 (t0 to t1)>

모드0은 스위치(S)의 턴온에 의하여 전원용 인덕터(Lr)이 자화되는 모드이다. 환류된 전류에 의하여 출력용 다이오드(D)가 도통된 상태에서 스위치(S)가 턴온되면, 도 6a와 같은 회로가 구성된다. 이에 따라 전원용 인덕터(Lr)에 입력전압(Vin)이 인가되며 전원용 인덕터(Lr)가 자화되면서 전원용 인덕터 전류(iLr)가 선형적으로 증가하고, 출력용 다이오드(D)의 전류(iD)는 인덕터 전류(iLr)의 선형적 증가로 선형적으로 감소한다. 전원용 인덕터(Lr)와 출력용 다이오드(D)에 흐르는 전류는 다음의 수학식7과 수학식8과 같다. Mode 0 is a mode in which the power inductor Lr is magnetized by the turn-on of the switch S. FIG. When the switch S is turned on in a state where the output diode D is turned on by the refluxed current, a circuit as shown in FIG. 6A is configured. Accordingly, the input voltage Vin is applied to the power inductor Lr, the power inductor Lr is magnetized, and the power inductor current i Lr increases linearly, and the current i D of the output diode D is It decreases linearly with a linear increase in inductor current i Lr . The current flowing through the power inductor Lr and the output diode D is as shown in Equations 7 and 8 below.

Figure 112004060774732-pat00009
Figure 112004060774732-pat00009

Figure 112004060774732-pat00010
Figure 112004060774732-pat00010

이 때, 모드0에서 출력용 다이오드(D)가 도통 상태이기 때문에 전원용 커패시터(Cr) 양단 전압은 0을 유지한다.At this time, since the output diode D is in a conductive state in the mode 0, the voltage across the power capacitor Cr is maintained at zero.

출력용 다이오드(D)의 전류(iD)가 감소하여 0이 되면, 출력용 다이오드(D)는 차단되고 모드0은 종료된다. 모드0이 종료되는 시간을 t1이라 하면 모드0의 지속시간(Td0)은 수학식8을 통하여 구할 수 있으며, 그 결과는 다음의 수학식9와 같다.When the current i D of the output diode D decreases to zero, the output diode D is cut off and mode 0 ends. How long the mode 0 is completed as if t1 mode duration (Td 0) of zero can be obtained through the equation (8) and the results are shown in the following equation (9) of the.

Figure 112004060774732-pat00011
Figure 112004060774732-pat00011

Figure 112004060774732-pat00012
Figure 112004060774732-pat00012

T: 스위치의 스위칭 주기, d0: 모드1의 구간(t0~t1)T: Switching period of the switch, d 0 : Interval of mode 1 (t0 to t1)

〈모드1(t1~t2)〉<Mode 1 (t1 to t2)>

모드1은 출력용 다이오드(D)가 차단됨에 따라 도 6b에 도시된 바와 같이 전원용 인덕터(Lr)과 전원용 캐패시터(Cr)가 공진을 수행하는 모드이다. 모드1의 초기조건은 모드0이 종료되는 시점이다. 즉, t=t1에서 전원용 인덕터(Lr) 전류는 ILOAD와 같고, 전원용 캐패시터(Cr) 양단의 전압은 출력용 다이오드는 도통된 상태이기 때문에 모드1에서의 전원용 인덕터(Lr) 전류와 전원용 캐패시터(Cr) 전압 각각의 초기조건은 다음의 수학식10과 수학식11과 같다. Mode 1 is a mode in which the power inductor Lr and the power capacitor Cr perform resonance as shown in FIG. 6B as the output diode D is blocked. The initial condition of Mode 1 is the time when Mode 0 ends. That is, at t = t1, the power inductor (Lr) current is equal to I LOAD , and the voltage across the power capacitor (Cr) is in a state where the output diode is conductive, so the power inductor (Lr) current and power capacitor (Cr) in mode 1 ) The initial conditions of the voltages are as shown in Equations 10 and 11 below.

Figure 112004060774732-pat00013
Figure 112004060774732-pat00013

Figure 112004060774732-pat00014
Figure 112004060774732-pat00014

위와 같은 초기조건에서 공진 상태의 전원용 인덕터(Lr)와 전원용 캐패시터(Cr)에 대한 상태방정식은 다음의 수학식12와 수학식13과 같이 표현될 수 있다. Under the above initial conditions, the state equations for the power inductor Lr and the power capacitor Cr in the resonance state may be expressed as Equations 12 and 13 below.

Figure 112004060774732-pat00015
Figure 112004060774732-pat00015

Figure 112004060774732-pat00016
Figure 112004060774732-pat00016

수학식10 및 11과 같은 초기조건을 이용하여 수학식12 및 13과 같은 상태방정식을 풀면 공진 상태의 전원용 인덕터(Lr)와 전원용 캐패시터(Cr) 각각의 전류와 전압은 다음의 수학식14와 수학식15와 같이 나타낼 수 있다. When the state equations as shown in Equations 12 and 13 are solved using the initial conditions as shown in Equations 10 and 11, the current and voltage of each of the power inductor Lr and the power capacitor Cr in the resonant state are represented by Equation 14 and It can be expressed as Eq. 15.

Figure 112004060774732-pat00017
Figure 112004060774732-pat00017

Figure 112004060774732-pat00018
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이 때, wr는 공진 각주파수, Z는 출력용 인덕터(Lo)와 출력용 캐패시터(Co)의 특성 임피던스이다.At this time, w r is the resonant angular frequency and Z is the characteristic impedance of the output inductor Lo and the output capacitor Co.

모드1은 전원용 캐패시터(Cr) 양단간의 전압이 입력전압(Vin)이 되어 제1 전원용 다이오드(D1)가 도통하기 까지이다. 전원용 캐패시터(Cr) 양단간의 전압(VCr)이 입력전압(Vin)이 되는 시간을 t2라고 하면, 모드1의 지속시간 Td1은 다음의 수학식16과 수학식17을 통하여 얻을 수 있다.In Mode 1, the voltage between both ends of the power capacitor Cr becomes the input voltage Vin until the first power diode D1 conducts. If the time at which the voltage V Cr between the both ends of the power supply capacitor Cr becomes the input voltage Vin is t2, the duration Td1 of the mode 1 can be obtained through the following expressions (16) and (17).

Figure 112004060774732-pat00019
Figure 112004060774732-pat00019

Figure 112004060774732-pat00020
Figure 112004060774732-pat00020

T: 스위치의 스위칭 주기, d1: 모드2의 구간(t1~t2)T: switching cycle of the switch, d 1 : period of mode 2 (t1 to t2)

〈모드2(t2~t3)〉<Mode 2 (t2-t3)>

모드2는 전원용 캐패시터(Cr)의 전압(VCr)이 입력전압(Vin)이 되면 도 6c와 도 7에 도시된 바와 같이 제1 전원용 다이오드(D1)의 도통에 의하여 전원용 캐패시터(Cr)의 전압(VCr)이 클램핑되는 모드이다. 즉, 전원용 인덕터(Lr)에 흐르는 전류 성분 중 부하전류(ILOAD)보다 큰 성분은 제1 전원용 다이오드(D1)를 통해서 입력으로 궤환된다. 제1 전원용 다이오드(D1)의 도통에 의하여 전원용 인덕터(Lr)와 전원용 캐패시터(Cr)의 공진은 더 이상 진행되지 않는다. 모드 2의 초기상태에서 전원용 인덕터(Lr)의 전류와 전원용 캐패시터(Cr)의 전압은 다음의 수학식18과 수학식19와 같다. In mode 2, when the voltage V Cr of the power capacitor Cr reaches the input voltage Vin, the voltage of the power capacitor Cr is caused by the conduction of the first power diode D1 as shown in FIGS. 6C and 7. This mode is to clamp (V Cr ). That is, a component larger than the load current I LOAD among the current components flowing in the power supply inductor Lr is fed back to the input through the first power supply diode D1. Due to the conduction of the first power diode D1, the resonance of the power inductor Lr and the power capacitor Cr does not proceed any further. In the initial state of Mode 2, the current of the power inductor Lr and the voltage of the power capacitor Cr are as shown in Equations 18 and 19 below.

Figure 112004060774732-pat00021
Figure 112004060774732-pat00021

Figure 112004060774732-pat00022
Figure 112004060774732-pat00022

모드2는 스위치(S)가 턴오프될 때 까지 지속된다. 따라서, 모드2의 지속시간(Td2)은 다음의 수학식20과 같다.Mode 2 continues until switch S is turned off. Therefore, the duration Td2 of the mode 2 is expressed by the following equation (20).

Figure 112004060774732-pat00023
Figure 112004060774732-pat00023

〈모드3(t3~t4)〉<Mode 3 (t3-t4)>

모드3은 도 6d에 도시된 바와 같이 전원용 캐패시터(Cr)에 충전된 전하가 출력단(530)으로 방전되는 모드이다. 이와 같이 전원용 캐패시터(Cr)에 충전된 전하가 방전함에 따라 도 7에 도시된 바와 같이 전원용 캐패시터(Cr)의 전압(VCr)이 일정 기울기로 하강한다. Mode 3 is a mode in which charge charged in the power capacitor Cr is discharged to the output terminal 530, as shown in FIG. 6D. As the charge charged in the power capacitor Cr discharges as described above, as shown in FIG. 7, the voltage V Cr of the power capacitor Cr drops down to a predetermined slope.

스위치(S)가 오프되면 전원용 캐패시터(Cr)의 양단 전압(VCr)의 초기 조건은 VCr(t=t3) = VIN 이고, 이 구간(t3~t4)에서의 전원용 캐패시터(Cr)의 양단 전압(V Cr)은 다음의 수학식21과 같다.When the switch S is turned off, the initial condition of the voltage V Cr at both ends of the power capacitor Cr is V Cr (t = t3) = V IN, and the power capacitor Cr in this period t3 to t4 is The voltage V Cr at both ends is expressed by Equation 21 below.

Figure 112004060774732-pat00024
Figure 112004060774732-pat00024

모드3에서 전원용 캐패시터(Cr)의 양단 전압(VCr)이 0이 되면 출력용 다이오드(D)가 도통되어 모드4로 이행되므로 모드3이 종료되는 시간을 t4라고 하면, 모드 3의 지속 구간 Td3은 다음의 수학식23과 같다. When the voltage V Cr at both ends of the power capacitor Cr becomes mode 0 in Mode 3, the output diode D is turned on and transitions to Mode 4, so if the time when Mode 3 ends is t4, the duration Td3 of Mode 3 is Equation 23 is as follows.

Figure 112004060774732-pat00025
Figure 112004060774732-pat00025

Figure 112004060774732-pat00026
Figure 112004060774732-pat00026

이 때, 제2 전원용 다이오드(D2)는 스위치(S)가 턴오프되더라도 전원용 인덕터(Lr)를 통하여 전류가 계속 흐를 수 있는 패스를 형성하여 전원용 인덕터(Lr)가 포화되지 않도록 한다.At this time, the second power supply diode D2 forms a path through which the current can continue to flow through the power supply inductor Lr even when the switch S is turned off, so that the power supply inductor Lr is not saturated.

〈모드4(t4~t5)〉<Mode 4 (t4-t5)>

모드4는 도 6e에 도시된 바와 같이 전원용 캐패시터(Cr) 양단의 전압(VCr)이 0이 되었을 때 출력용 다이오드(D)가 턴온되는 구간이다. 이 때, 출력용 다이오드(D)는 환류 다이오드(freewheeling diode)이다. 출력용 다이오드(D)가 턴온됨에 따라 전원용 커패시터(Cr) 양단은 영전압이 유지되고 스위치(S) 양단에는 입력전압(VIN)이 인가된다. 모드4의 지속시간은 전원용 캐패시터(Cr)의 양단 전압이 0이 된 후 다시 스위치(S)가 턴온되기까지의 시간이며, 스위치 주기T(=T5)에서 모드3까지의 지속시간을 제외한 시간과 동일하다. 따라서, 모드4의 지속시간은 다음의 수학식23과 같다.Mode 4 is a period in which the output diode (D) is turned on when the voltage (V Cr ) across the power supply capacitor ( Cr ) is zero, as shown in FIG. At this time, the output diode D is a freewheeling diode. As the output diode D is turned on, zero voltage is maintained at both ends of the power capacitor Cr, and an input voltage V IN is applied at both ends of the switch S. The duration of mode 4 is the time from when the voltage of both ends of power supply capacitor Cr becomes 0 until switch S is turned on again. same. Therefore, the duration of mode 4 is expressed by the following equation (23).

Figure 112004060774732-pat00027
Figure 112004060774732-pat00027

TOFF: 턴오프 스위칭 구간(t3~t5)T OFF : Turn off switching section (t3 ~ t5)

이와 같이 동작하는 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 병렬 동작에 대하여 도면을 참조하여 상세히 설명한다. The parallel operation of the DC-DC converter according to the present invention operating as described above will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 8은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 병렬 연결을 나타낸 회로도이고, 도 9는 병렬 연결된 본 발명의 DC-DC 컨버터의 동작 모드에 따른 전원용 인덕터와 전원용 캐패시터의 전류 및 전압의 파형을 나타낸 것이다. FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a parallel connection of a DC-DC converter according to the present invention, and FIG. 9 illustrates waveforms of current and voltage of a power inductor and a power capacitor according to an operation mode of the DC-DC converter of the present invention connected in parallel. .

모듈1(810)과 모듈2(830)의 병렬 동작 과정에서 모듈1(810)의 출력 임피던스(Zo1)가 모듈2의 출력 임피던스(Zo2)보다 작아 모듈1(810)의 출력전류(iLOAD1)가 모듈2(830)의 출력전류(iLOAD2)보다 크게 되어 전류 불균형이 발생한다. 출력 임피던스(Zo1)와 출력 임피던스(Zo2)의 차이는 모듈1과 모듈2의 출력용 인덕터(L1, L2) 사이에 존재하는 저항 성분(RL1, RL2)이 다르거나 모듈1과 모듈2의 출력용 캐패시터(C1, C2) 사이에 존재하는 저항 성분(RC1, RC2)의 다름으로 인하여 발생한다. 물론 이 밖에 다른 원인(예를 들어, 스위치의 턴온 저항, 다이오드 내부 저항 등)에 의하여 출력 임피던스(Zo1)와 출력 임피던스(Zo2)가 달라질 수 있다. In the parallel operation of the module 1 810 and the module 2 830, the output impedance Zo1 of the module 1 810 is smaller than the output impedance Zo2 of the module 2, so that the output current i LOAD1 of the module 1 810. Is greater than the output current i LOAD2 of the module 2 830, resulting in current imbalance. The difference between the output impedance Zo1 and the output impedance Zo2 is that the resistance components R L1 and R L2 existing between the output inductors L1 and L2 of the module 1 and the module 2 are different or the outputs of the module 1 and the module 2 are different. This is caused by the difference of the resistive components R C1 , R C2 existing between the capacitors C1, C2. Of course, the output impedance Zo1 and the output impedance Zo2 may vary due to other causes (eg, turn-on resistance of the switch, internal resistance of the diode, etc.).

이와 같은 출력 임피던스의 차이로 인하여 모드2가 완료되는 시점(t=t3)에서 모듈1(810)의 전원용 인덕터(Lr1)에 흐르는 전류는 모듈1(810)의 출력전류(iLOAD1)가 되고, 모듈2(830)의 전원용 인덕터(Lr2)에 흐르는 전류는 모듈2(830)의 출력전류(iLOAD2)가 된다. 또한, 모듈1(810)의 전원용 캐패시터(Cr1)와 모듈2(830)의 전원용 캐패시터(Cr2)의 양단 전압(VCr1, VCr2)은 입력전압(VIN)으로 동일하게 유지된다. 이것은 모듈1(810)과 모듈2(830) 각각의 제1 전원용 다이오드(D11, D22)의 클램핑 동작 때문이다. Due to the difference in output impedance, the current flowing through the power supply inductor Lr1 of the module 1 810 at the time t = t3 is completed, becomes the output current i LOAD1 of the module 1 810. The current flowing in the power supply inductor Lr2 of the module 2 830 becomes the output current i LOAD2 of the module 2 830. In addition, the voltages V Cr1 and V Cr2 at both ends of the power capacitor Cr1 of the module 1 810 and the power capacitor Cr2 of the module 2 830 are kept the same as the input voltage V IN . This is due to the clamping operation of the first power diodes D11 and D22 of each of the module 1 810 and the module 2 830.

이후 모드3이 시작되면 모듈1(810)의 전원용 캐패시터(Cr1)와 모듈2(830)의 전원용 캐패시터(Cr2)가 방전을 시작한다. 이 때, 모듈1(810)의 전원용 캐패시터(Cr1)와 모듈2(830)의 전원용 캐패시터(Cr2)의 방전 속도는 출력 임피던스의 크기에 반비례한다. 즉, 도 9에 도시된 바와 같이, 전원용 캐패시터(Cr1) 양단 사이의 전압(VCr1)이 전원용 캐패시터(Cr2) 양단 사이의 전압(VCr2) 보다 빠르게 하강한다. After the mode 3 starts, the power capacitor Cr1 of the module 1 810 and the power capacitor Cr2 of the module 2 830 start discharging. At this time, the discharge rates of the power capacitor Cr1 of the module 1 810 and the power capacitor Cr2 of the module 2 830 are inversely proportional to the magnitude of the output impedance. That is, as shown in FIG. 9, the voltage V Cr1 between both ends of the power capacitor Cr1 falls faster than the voltage V Cr2 between both ends of the power capacitor Cr2.

이와 같은 전원용 캐패시터(Cr1)와 전원용 캐패시터(Cr2)의 방전 속도의 차이로 인하여 도 9에 도시된 바와 같이 전류(iLr1)가 전류(iLr2)에 비하여 상대적으로 빠르게 감소한다. As shown in FIG. 9, the current i Lr1 decreases relatively quickly compared to the current i Lr2 due to the difference in the discharge speeds of the power capacitor Cr1 and the power capacitor Cr2.

전원용 인덕터(Lr1, Lr2)에 흐르는 전류변화(ΔiLr1, ΔiLr2)는 전원용 인덕터(Lr1, Lr2) 양단에 인가되는 전압의 변화가 ΔVLr1, ΔVLr2일 경우 다음의 수학식 24와 수학식25와 같다. The current changes Δi Lr1 and Δi Lr2 flowing through the power inductors Lr1 and Lr2 are represented by Equation 24 and Equation 25 below when the change of voltage applied across the power inductors Lr1 and Lr2 is ΔV Lr1 and ΔV Lr2. Same as

Figure 112004060774732-pat00028
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Figure 112004060774732-pat00029
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수학식 24 및 수학식 25에서 ΔVLr1과 ΔVLr2은 각각 ΔVCr1과 ΔV Cr2이므로 수학식 24와 수학식25는 다음의 수학식 26과 수학식 27로 나타낼 수 있다. Since ΔV Lr1 and ΔV Lr2 are ΔV Cr1 and ΔV Cr2 in Equations 24 and 25, Equation 24 and Equation 25 may be represented by Equation 26 and Equation 27 below.

Figure 112004060774732-pat00030
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Figure 112004060774732-pat00031
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수학식 26과 수학식 27을 통하여 전원용 캐패시터(Cr1, Cr2) 양단 간의 전압 변화(ΔVCr1, ΔVCr2)가 클수록 전원용 인덕터(Lr1, Lr2)에 흐르는 전류의 변화(ΔiLr1, ΔiLr2)가 큼을 알 수 있다. 따라서, 모듈1의 전원용 캐패시터(Cr1) 양단 간의 전압 변화(ΔVCr1)가 모듈2의 전원용 캐패시터(Cr2) 양단 간의 전압 변화(ΔVCr2)보다 크므로 모듈1의 전원용 인덕터(Lr1)에 흐르는 전류의 변화(ΔiLr1)가 모듈2의 전원용 인덕터(Lr2)에 흐르는 전류의 변화(ΔiLr2)보다 큼을 알 수 있다. The greater the voltage change ΔV Cr1 and ΔV Cr2 between the power capacitors Cr1 and Cr2 through the equations 26 and 27, the larger the change in current flowing through the power inductors Lr1 and Lr2 (Δi Lr1 and Δi Lr2 ). Able to know. Therefore, since the voltage change ΔV Cr1 between both ends of the power capacitor Cr1 of the module 1 is greater than the voltage change ΔV Cr2 between both ends of the power capacitor Cr2 of the module 2, the current flowing through the power supply inductor Lr1 of the module 1 is increased. it can be seen larger than change (Δi Lr1) a change in the current flowing through the power supply inductor (Lr2) of the module 2 (Δi Lr2).

따라서, 전류(iLr1)의 평균값이 전류(iLr2)의 평균값보다 작아지므로 초기 모듈간의 출력 임피던스의 차이로 인한 전류 불균형이 해소되며, 스위칭 사이클이 계 속될수록 이와 같은 현상이 강화된다. Therefore, since the average value of the current i Lr1 is smaller than the average value of the current i Lr2 , the current imbalance due to the difference in the output impedance between the initial modules is eliminated, and this phenomenon is enhanced as the switching cycle continues.

도 10은 병렬 연결된 본 발명의 DC-DC 컨버터의 각각의 출력 전류를 나타낸 것이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 병렬 연결된 본 발명의 DC-DC 컨버터 동작시 모듈1(810)과 모듈2(830)에 흐르는 부하전류는 각각 1.05A와 0.95A로 모듈간 전류불균형은 1A±0.05A로 ±5% 수준으로 병렬연결한 일반적인 DC-DC 컨버터에 비해 1/10 수준으로 감소하였다.10 shows the output current of each of the DC-DC converters of the present invention connected in parallel. As shown in FIG. 10, the load currents flowing in the module 1 810 and the module 2 830 in the parallel-connected DC-DC converter of the present invention are 1.05 A and 0.95 A, respectively, and the current unbalance between the modules is 1 A ± 0.05. It is reduced to 1/10 of that of a typical DC-DC converter connected in parallel at ± 5% at A.

한편 본 발명의 DC-DC 컨버터는 전원용 캐패시터(Cr)의 캐패시턴스 크기를 작게 함으로써 입력전압과 출력전압의 선형성을 향상시킬 수 있다. 도 11과 도 12에 도시된 바와 같이, 일반적인 공진형 DC-DC 컨버터는 인덕터(Lr)와 캐패시터(Cr) 사이의 공진을 이용하여 스위치(S)가 턴온될 시점(t0)에서 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(iLr)가 0이 되어 스위치(S)가 영전류 스위칭함으로써 스위칭 손실을 최소화한다. Meanwhile, in the DC-DC converter of the present invention, the linearity of the input voltage and the output voltage can be improved by reducing the capacitance of the power capacitor Cr. As shown in FIGS. 11 and 12, the general resonant DC-DC converter uses the resonance between the inductor Lr and the capacitor Cr to induce the inductor Lr at the time t0 when the switch S is turned on. The current (i Lr ) flowing through becomes zero, so that the switch S switches zero current to minimize switching losses.

하지만 이와 같은 일반적인 공진형 DC-DC 컨버터의 입력전압과 출력전압의 관계는 다음의 수학식28에서 보는 바와 같이 비선형적이어서 제어가 어렵다는 문제점이 있다. However, the relationship between the input voltage and the output voltage of such a general resonant DC-DC converter has a problem that control is difficult because it is nonlinear as shown in Equation 28 below.

Figure 112004060774732-pat00032
Figure 112004060774732-pat00032

fs: 스위칭 주파수, fr: 공진 주파수, RN : 정규화 부하저항 (=R/Z), fs: switching frequency, fr: resonant frequency, R N : normalized load resistance (= R / Z),

R:부하저항값, Z:공진임피던스R: Load resistance value, Z: Resonance impedance

또한, 일반적인 공진형 DC-DC 컨버터의 캐패시터의 크기는 다음의 수학식29에 의하여 계산된다. In addition, the size of the capacitor of the general resonant DC-DC converter is calculated by the following equation (29).

Figure 112004060774732-pat00033
Figure 112004060774732-pat00033

(M: 입출력 전압이득, Rmin(=Vo/ILOAD): 최소 부하 저항, fs: 스위칭 주파수, ζc: Lr에 흐르는 전류의 최대진폭을 부하전류(ILOAD)로 표준화한 규격화 상수)(M: input / output voltage gain, Rmin (= Vo / I LOAD ): minimum load resistance, fs: switching frequency, ζ c : standardization constant normalized to the maximum amplitude of the current flowing in Lr as the load current (I LOAD ))

도 5에 도시된 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 전원용 캐패시터(Cr)의 캐패시턴스는 수학식25에 나타난 캐패시턴스의 0.1배이다. 본 발명의 전원용 캐패시터(Cr)의 캐피시턴스가 일반적인 공진형 컨버터에 포함된 캐패시터의 캐패시턴스에 비하여 충분히 작다. The capacitance of the power source capacitor Cr of the DC-DC converter according to the present invention shown in FIG. 5 is 0.1 times the capacitance shown in Equation (25). The capacitance of the power supply capacitor Cr of the present invention is sufficiently small compared to the capacitance of the capacitor included in a general resonant converter.

이에 따라 도 7에 도시된 바와 같이 모드1의 지속시간은 전체 스위칭 주기(T)에 비하여 매우 짧게 되므로 iLr(t)과 VCr(t)은 모드1의 구간에서는 거의 선형적으로 증가한다.Accordingly, as shown in FIG. 7, the duration of Mode 1 is very short compared to the entire switching period T, so i Lr (t) and V Cr (t) increase almost linearly in the interval of Mode 1.

이와 같은 iLr(t)과 VCr(t)가 도 5의 출력부(530)로 입력됨에 따라 출력부(530)의 출력특성은 도 1a의 일반적인 DC-DC 컨버터와 유사하게 되어 입출력 관계의 선형성이 향상된다. As i Lr (t) and V Cr (t) are input to the output unit 530 of FIG. 5, the output characteristics of the output unit 530 become similar to those of the general DC-DC converter of FIG. Linearity is improved.

이와 같이, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사 상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다. As such, those skilled in the art will appreciate that the present invention can be implemented in other specific forms without changing the technical concept or essential characteristics. Therefore, the above-described embodiments are to be understood as illustrative in all respects and not as restrictive.

본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다. The scope of the present invention is shown by the following claims rather than the detailed description, and all changes or modifications derived from the meaning and scope of the claims and their equivalents should be construed as being included in the scope of the present invention. do.

이상에서와 같이 본 발명은 병렬 동작시 전류 불균형을 제거할 수 있고 입출력 관계의 선형성을 향상시킬 수 있다. As described above, the present invention can eliminate current imbalance during parallel operation and can improve linearity of input / output relationship.

Claims (6)

직류입력전원을 직류출력전원으로 변환하는 스텝 다운 컨버터에 있어서, In a step-down converter that converts a DC input power source into a DC output power source, 스위치의 턴온에 따라 전원용 인덕터를 자화시킨 후 전원용 캐패시터의 전압이 소정값으로 클램핑되기까지 상기 전원용 인덕터와 상기 전원용 캐패시터의 공진을 수행하고 상기 스위치가 턴오프되면 출력 임피던스에 따라 방전 속도가 달라지는 상기 전원용 캐패시터의 방전을 통하여 부하단에 정전류가 흐르도록 하는 전원부; 및Magnetizing the power inductor according to the turn-on of the switch, and performing resonance of the power inductor and the power capacitor until the voltage of the power capacitor is clamped to a predetermined value, and when the switch is turned off, the discharge speed varies according to an output impedance. A power supply unit for allowing a constant current to flow through the discharge of the capacitor; And 상기 스위치의 턴온에 따라 상기 전원부의 출력에 따라 출력용 인덕터와 출력용 캐패시터에 에너지를 축적한 후 상기 스위치의 턴오프 따라 축적된 에너지를 공급함으로써 부하단에 상기 정전류를 공급하는 출력부를 포함하는 스텝 다운 컨버터. A step-down converter including an output unit for supplying the constant current to a load stage by accumulating energy in an output inductor and an output capacitor according to an output of the power supply unit according to an output of the power supply unit, and then supplying the accumulated energy according to the turn-off of the switch . 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 전원용 캐패시터 전압의 클램핑은 제1 전원용 다이오드에 의하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 스텝 다운 컨버터. And clamping the capacitor voltage for the power supply by means of a first power supply diode. 제2항에 있어서,The method of claim 2, 상기 제1 전원용 다이오드는 애노드단이 상기 전원용 인덕터와 상기 전원용 캐패시터의 공통단에 연결되고 캐소드단은 상기 직류입력전원과 상기 스위치의 공 통단과 연결되는 것을 특징으로 하는 스텝 다운 컨버터.The first power diode is a step-down converter, characterized in that the anode terminal is connected to the common terminal of the power inductor and the power capacitor, the cathode terminal is connected to the common terminal of the DC input power and the switch. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 전원부는,The power supply unit, 상기 스위치의 턴오프시 상기 전원용 인덕터의 전류가 계속적으로 흐를 수 있도록 패스를 형성하는 제2 전원용 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스텝 다운 컨버터. And a second power diode for forming a path so that the current of the power inductor can flow continuously when the switch is turned off. 제4항에 있어서,The method of claim 4, wherein 상기 제2 전원용 다이오드는 애노드단이 상기 전원용 캐패시터와 상기 직류입력전원과의 공통단에 연결되고 캐소드단이 상기 스위치와 상기 전원용 인더터의 공통단에 연결되는 것을 특징으로 하는 스텝 다운 컨버터. And wherein the second power supply diode has an anode terminal connected to a common terminal of the power capacitor and the DC input power, and a cathode terminal of the second power diode is connected to a common terminal of the switch and the power inverter. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 전원용 캐패시터의 캐패시턴스는 다음의 수학식을 만족하는 것을 특징으로 하는 스텝 다운 컨버터. And a capacitance of the power capacitor satisfies the following equation.
Figure 112004060774732-pat00034
Figure 112004060774732-pat00034
 (M: 입출력 전압이득, Rmin(=Vo/ILOAD): 최소 부하 저항, fs: 스위칭 주파수, ζc: Lr에 흐르는 전류의 최대진폭을 부하전류(ILOAD)로 표준화한 규격화 상수)(M: input / output voltage gain, Rmin (= Vo / I LOAD ): minimum load resistance, fs: switching frequency, ζ c : standardization constant normalized to the maximum amplitude of the current flowing in Lr as the load current (I LOAD ))
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6328258A (en) 1986-07-18 1988-02-05 Fuji Electric Co Ltd Overvoltage control system for dc power unit
JPH05260729A (en) * 1992-03-13 1993-10-08 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Back type dc-dc converter circuit
JP2001298944A (en) 2000-04-07 2001-10-26 Sanken Electric Co Ltd Dc-dc converter
JP2002095245A (en) 2000-09-11 2002-03-29 Tohoku Ricoh Co Ltd Dc-dc converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6328258A (en) 1986-07-18 1988-02-05 Fuji Electric Co Ltd Overvoltage control system for dc power unit
JPH05260729A (en) * 1992-03-13 1993-10-08 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Back type dc-dc converter circuit
JP2001298944A (en) 2000-04-07 2001-10-26 Sanken Electric Co Ltd Dc-dc converter
JP2002095245A (en) 2000-09-11 2002-03-29 Tohoku Ricoh Co Ltd Dc-dc converter

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101456097B1 (en) * 2013-05-15 2014-11-03 한국전기연구원 Method and Apparatus for Estimating Characteristics of Arm Switch in Multi-module Converter

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