KR100204495B1 - A zero voltage switching dc-dc step down converter - Google Patents
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Abstract
본 발명은 영 전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)을 이용하여 스위칭 손실을 적게 한 직류-직류 강압형 컨버터에 관한 것이다.The present invention relates to a DC-DC step-down converter with low switching loss using zero voltage switching (ZVS).
이러한 본 발명의 컨버터는 소정의 제어신호를 발생하는 영전압 스위칭제어부(30)의 제어신호(S1,S2)에 따라 스위칭소자를 온오프하여 직류 입력전압을 강압한 후 소정의 직류 출력전압을 출력하는 직류-직류 컨버터에서, 제1 스위칭소자에 병렬로 연결된 제1 다이오드(D1); 제2 스위칭소자에 병렬로 연결된 제2 다이오드(D2); 상기 제1 스위칭소자와 제2 스위칭소자의 공통 연결점에 일측이 연결되는 인턱터(L1); 상기 공통 연결점과 접지 사이에 연결되는 커패시터(C1); 상기 제어신호(S1)에 따라 상기 제1 다이오드가 도통되는 시기에 턴온되어 상기 직류 입력전압에 의한 전류가 상기 인덕터에 흐르게 하는 상기 제1 스위칭소자(Q1); 및 상기 제어신호(S2)에 따라 상기 제2 다이오드가 도통되는 시기에 턴온되어 상기 인덕터에 축적된 전류가 흐르는 통로를 제공하기 위한 상기 제2 스위칭소자(Q2)가 구비되어 있다.The converter of the present invention outputs a predetermined DC output voltage after stepping down the DC input voltage by turning on / off the switching element according to the control signals S1 and S2 of the zero voltage switching control unit 30 generating a predetermined control signal. In the DC-DC converter, a first diode (D1) connected in parallel to the first switching device; A second diode D2 connected in parallel to the second switching element; An inductor (L1) having one side connected to a common connection point of the first switching element and the second switching element; A capacitor C1 connected between the common connection point and ground; The first switching element Q1 which is turned on at the time when the first diode becomes conductive according to the control signal S1 so that a current caused by the DC input voltage flows in the inductor; And the second switching element Q2 for providing a passage through which the current accumulated in the inductor flows when the second diode is turned on in response to the control signal S2.
따라서, 본 발명에 따른 영전압 스위칭 강압형 컨버터는 영전압에서 스위칭소자가 턴온 혹은 턴오프되므로 스위칭 손실을 줄일 수 있는 효과가 있다.Therefore, the zero voltage switching step-down converter according to the present invention has the effect of reducing the switching loss because the switching element is turned on or off at zero voltage.
Description
본 발명은 모니터등에서 사용되는 직류-직류 컨버터(DC-DC converter)에 관한 것으로, 특히 영 전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)을 이용하여 스위칭 손실을 적게 한 직류-직류 강압형 컨버터에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter used in a monitor and the like, and more particularly, to a DC-DC step-down converter having low switching loss using zero voltage switching (ZVS).
일반적으로 직류-직류 컨버터는 낮은 직류전압을 입력받아 큰 직류전압을 출력하는 승압형(이를 '부스트업 컨버터'라고도 한다)과, 높은 직류전압을 입력받아 낮은 직류전압을 출력하는 강압형 컨버터(이를 '벅 컨버터'라고도 한다), 및 트랜스를 이용한 플라이백 타입의 컨버터가 있다.In general, a DC-DC converter is a boost type that receives a low DC voltage and outputs a large DC voltage (also referred to as a boost up converter), and a step-down converter that receives a high DC voltage and outputs a low DC voltage. And a flyback type converter using a transformer.
강압형 컨버터의 일예로서 모니터에서 B+ 전압을 발생하는 종래의 회로는 도 1에 도시된 바와 같이, 직류 입력전압(DCin)을 제어신호에 따라 스위칭하는 스위칭소자(Q11)와, 이 스위칭소자(Q11)를 통해 전류가 흐를 때 에너지를 축적하기 위한 인덕터(L11), 스위칭소자(Q11)가 오프될 경우에 온되어 인덕터(L11)에 대한 전류 통로를 제공하는 캐취 다이오드(D11), 및 리플을 제거하기 위한 전해 커패시터(C11)로 구성되어 있다.As an example of a step-down converter, a conventional circuit for generating a B + voltage in a monitor includes a switching element Q11 for switching a DC input voltage DCin according to a control signal as shown in FIG. 1, and the switching element Q11. Inductor L11 for accumulating energy when current flows through the circuit, catch diode D11 that is turned on when switching element Q11 is turned off to provide a current path for inductor L11, and ripple. It consists of an electrolytic capacitor C11 for this.
이와 같은 승압형 컨버터의 동작을 도 2에 도시된 파형도를 참조하여 설명하면 다음과 같다.The operation of the boost converter will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG. 2.
도 2에서 (A)는 스위칭소자(Q11)를 온/오프시키기 위한 PWM 제어신호를 도시한 것이고, (B)는 스위칭소자의 드레인과 소스 사이의 전압(VQ11)을 도시한 것이고, (C)는 다이오드(D11)의 양단간 전압(VD11)을 도시한 것이다. 또한 (D)는 인덕터(L11)에 흐르는 전류(IL)를 도시한 것이고, (E)는 스위칭소자(Q11)를 통해 흐르는 전류(IQ11)를 도시한 것이다.In FIG. 2, (A) shows a PWM control signal for turning on / off the switching element Q11, (B) shows the voltage V Q11 between the drain and the source of the switching element, and (C ) Shows the voltage V D11 between both ends of the diode D11. In addition, (D) shows the current I L flowing through the inductor L11, and (E) shows the current IQ11 flowing through the switching element Q11.
제어신호가 도 2의 (A)에 도시된 바와 같이, '하이'가 되면 스위칭소자(Q11)가 턴온되어 스위칭소자(Q11)의 드레인과 소스간 전압(VQ11)은 (B)에 도시된 바와 같이 거의 '0'으로 떨어지고, 스위칭소자(Q11)를 통해 흐르는 전류(IQ11)는 도 2의 (E)에 도시된 바와 같이 상승하게 된다. 그리고 캐취 다이오드(D11)에는 역방향으로 전압이 인가되어 다이오드가 턴오프되고, 따라서 다이오드 양단간에는 도 2의 (C)와 같이 높은 전압이 인가되며, 인덕터(L11)에는 입력전압과 출력전압의 차(DCin-B+)가 인가되어 인덕터(L11)에 흐르는 전류(IL)가 스위칭소자의 턴온기간 동안 점차 증가하게 된다. 이때 인덕터 전류의 증가율()은 인덕터(L11)에 인가되는 전압(VL)과 인덕턴스(L)에 의해 다음 수학식 1과 같이 정해진다.As shown in FIG. 2A, when the control signal is 'high', the switching element Q11 is turned on so that the voltage V Q11 between the drain and the source of the switching element Q11 is shown in (B). As shown in FIG. 2E, the current I Q11 flowing through the switching element Q11 increases as shown in (E) of FIG. 2. In addition, a voltage is applied to the catch diode D11 in the reverse direction, and thus the diode is turned off. Therefore, a high voltage is applied between the both ends of the diode as shown in FIG. 2C. DCin-B + is applied so that the current I L flowing in the inductor L11 gradually increases during the turn-on of the switching device. In this case, the increase rate of the inductor current ( ) Is determined by the following equation (1) by the voltage (V L ) and inductance (L) applied to the inductor (L11).
한편, 제어신호가 '로우'가 되어 스위칭소자(Q11)가 턴오프되면 스위칭소자(Q11)의 드레인과 소스간에는 전압(VQ11)이 나타나게 되고, 인덕터(L)에 역기전력이 발생하여 다이오드(D11)는 도통하게 되어 스위칭소자(Q11)를 통해 흐르던 전류가 다이오드(D11)를 통해 흐르게 된다. 이때 인덕터(L11)에 유기된 전압은 스위칭소자(Q11)가 온된 경우와 반대 방향이 되므로, 도 2의 (D)에 도시된 바와 같이 인덕터(L)에 흐르는 전류가 점차 감소하게 된다. 그리고 스위칭소자(Q11)를 통해 흐르는 전류는 도 2의 (E)와 같이 '0'이 되게 된다.On the other hand, when the control signal becomes 'low' and the switching element Q11 is turned off, the voltage V Q11 appears between the drain and the source of the switching element Q11, and a counter electromotive force is generated in the inductor L so that the diode D11 is generated. ) Becomes conductive so that a current flowing through the switching element Q11 flows through the diode D11. At this time, since the voltage induced in the inductor L11 is in the opposite direction as when the switching element Q11 is turned on, the current flowing through the inductor L gradually decreases as shown in FIG. The current flowing through the switching element Q11 becomes '0' as shown in FIG.
이와 같은 강압형 컨버터에서 출력전압(Vo=B+)의 크기는 다음 수학식 2와 같이 입력직류전압(Vi=DCin)의 크기와 스위칭소자의 턴온시간(Ton) 및 턴오프시간(Toff)에 의해 정해진다.The magnitude of the output voltage Vo = B + in the step-down converter is determined by the magnitude of the input DC voltage Vi = DCin and the turn-on time and turn-off time of the switching element as shown in Equation 2 below. It is decided.
상기 수학식 2가 의미하는 바와 같이, 스위칭소자(Q11)의 턴온기간(Ton)이 길수록 출력전압(Vo)은 높아지게 되며, 게속 온되어 있을 경우 출력전압은 입력전압과 같아지게 된다.As indicated by Equation 2, the longer the turn-on period Ton of the switching element Q11 is, the higher the output voltage Vo is, and if it is continuously turned on, the output voltage becomes equal to the input voltage.
그런데 이러한 종래의 컨버터에서 스위칭소자가 턴오프될 경우에 급격한 전류 변화에 의해 인덕터에 매우 큰 서지 전압이 발생하게 되므로, 이 서지전압에 의해 회로소자가 파괴될 우려가 있었고, 이를 해결하기 위해서는 스위칭소자에 병렬로 커패시터 및 다이오드를 연결한 '스내버(snubber)회로'가 요구되었다.However, in the conventional converter, when the switching device is turned off, a very large surge voltage is generated in the inductor due to a sudden current change, so that the circuit device may be destroyed by the surge voltage. There was a need for a `` snubber circuit '' in which capacitors and diodes were connected in parallel.
그리고 종래의 컨버터에서는 스위칭소자가 턴온될 경우와 턴오프될 경우에 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭손실(switching loss)이 발생하여 효율을 저하시키게 되는 문제점이 있다.In the conventional converter, when the switching device is turned on and turned off, as shown in FIG. 3, a switching loss occurs, thereby degrading efficiency.
즉, 도 3에서 (A)는 스위칭소자가 턴온될 경우, 드레인과 소스간의 전압(VQ11)변화를 나타낸 것이고, (B)는 스위칭소자가 턴온 될 경우 드레인과 소스간의 전류(IQ11)변화를 나타낸 것이다. 그리고 (C)는 스위칭소자가 턴오프 될 경우 드레인과 소스간의 전압(VQ11)변화를 나타낸 것이고, (D)는 스위칭소자가 턴오프 될 경우 드레인과 소스간의 전류(IQ11)변화를 나타낸 것이다.That is, in FIG. 3, (A) shows the change in voltage V Q11 between the drain and the source when the switching device is turned on, and (B) shows the change in current I Q11 between the drain and the source when the switching device is turned on. It is shown. And (C) shows the change in voltage (V Q11 ) between the drain and the source when the switching device is turned off, and (D) shows the change in current (I Q11 ) between the drain and the source when the switching device is turned off. .
도 3을 참조하면, 스위칭소자가 오프에서 온으로 천이될 경우에 전압과 전류가 오버랩되는 기간이 발생되는데 이때 턴온에 의한 스위칭손실이 발생하게 되고, 스위칭소자가 온에서 오프로 천이될 경우에 전압과 전류가 오버랩되는 구간이 발생되는데 이때 턴오프에 의한 스위칭손실이 발생되게 된다. 이와 같이 턴온과 턴오프의 동작에 의해 스위칭손실이 발생됨과 아울러 잡음이 유기되므로 EMI의 원인이 된다.Referring to FIG. 3, when a switching device transitions from off to on, a period in which a voltage and a current overlap each other is generated. At this time, a switching loss occurs due to turn-on, and when the switching device transitions from on to off, a voltage is generated. A section in which an overcurrent overlaps is generated, at which time switching loss due to turn-off occurs. As such, switching losses are generated by the operation of the turn-on and turn-off and noise is induced, which causes EMI.
더욱이 스위칭 주파수가 높을수록 인덕턴스 및 커패시터의 용량이 줄어 들어 소형이 가능해지므로 주파수를 높이는 것이 바람직한데, 이와 같은 스위칭 손실은 스위칭 주파수에 비례하므로 하드 스위칭방식의 컨버터는 스위칭 주파수를 높이기 어려운 문제점이 있다.In addition, the higher the switching frequency, the smaller the inductance and capacitor capacity can be reduced, so it is desirable to increase the frequency, this switching loss is proportional to the switching frequency, the hard switching converter has a problem that it is difficult to increase the switching frequency.
이에 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해소하기 위하여 안출된 것으로, 강압형 컨버터에 영전압 스위칭방식을 적용하여 스위칭 손실을 절감할 수 있는 영전압스위칭 직류-직류 강압형 컨버터를 제공하는데 그 목적이 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a zero voltage switching DC-DC step-down converter that can reduce switching loss by applying a zero voltage switching method to a step-down converter. .
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 소정의 제어신호를 발생하는 영전압 스위칭제어부의 제어신호에 따라 스위칭소자를 온오프하여 직류입력전압을 강압한 후 소정의 직류출력전압을 출력하는 직류-직류 컨버터에 있어서, 제1 스위칭소자에 병렬로 연결된 제1 다이오드; 제2 스위칭소자에 병렬로 연결된 제2 다이오드; 상기 제1 스위칭소자와 제2 스위칭소자의 공통연결점에 일측이 연결되는 인턱터; 상기 공통연결점과 접지사이에 연결되는 커패시터; 상기 제어신호에 따라 상기 제1 다이오드가 도통되는 시기에 턴온되어 상기 직류입력전압에 의한 전류가 상기 인덕터에 흐르게 하는 상기 제1 스위칭소자; 및 상기 제어신호에 따라 상기 제2 다이오드가 도통되는 시기에 턴온되어 상기 인덕터에 축적된 전류가 흐르는 통로를 제공하기 위한 상기 제2 스위칭소자로 구성된 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the present invention provides a direct current for outputting a predetermined DC output voltage after stepping down the DC input voltage by turning on and off the switching element according to the control signal of the zero voltage switching control unit for generating a predetermined control signal. A direct current converter comprising: a first diode connected in parallel to a first switching element; A second diode connected in parallel to the second switching element; An inductor having one side connected to a common connection point of the first switching element and the second switching element; A capacitor connected between the common connection point and ground; The first switching device to be turned on at a time when the first diode is conductive according to the control signal so that a current caused by the DC input voltage flows in the inductor; And the second switching device for providing a passage through which the current accumulated in the inductor flows when the second diode is turned on according to the control signal.
제1도는 종래의 직류-직류 강압형 컨버터를 도시한 회로도,1 is a circuit diagram showing a conventional DC-DC step-down converter,
제2도는 제1도에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위하여 도시한 동작 파형도,2 is an operational waveform diagram for explaining the operation of the circuit shown in FIG.
제3도는 종래의 회로에서 발생되는 스위칭 손실을 설명하기 위하여 도시한 도면,3 is a diagram for explaining a switching loss generated in a conventional circuit,
제4도는 본 발명에 따른 영전압 스위칭 직류-직류 강압형 컨버터를 도시한 회로도,4 is a circuit diagram showing a zero voltage switching DC-DC step-down converter according to the present invention,
제5도는 본 발명에 따른 컨버터의 동작 파형도이다.5 is an operational waveform diagram of a converter according to the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
10 : 전원공급장치 20 : PWM제어부10: power supply device 20: PWM control unit
30 : 영전압 스위칭 제어부30: zero voltage switching control unit
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 자세히 설명하기로 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
통상의 스위칭소자는 온/오프시에 높은 전압 및 전류 스트레스를 동시에 받으므로 많은 스위칭 손실이 있다. 그런데 스위칭손실은 스위칭시의 전압과 전류의 곱에 의하여 주어지므로, 스위칭시에 전압 혹은 전류를 영으로 만들 경우 스위칭 손실은 근원적으로 제거될 수 있다. 따라서 본 발명은 이와 같이 스위칭시에 전압과 전류가 동시에 인가되지 않도록 하는 '영전압 스위칭 방법'을 강압형 컨버터에 적용한 것이다.Conventional switching devices are subjected to high voltage and current stress at the same time on / off, resulting in a lot of switching losses. However, the switching loss is given by the product of the voltage and the current at the time of switching, so if the voltage or current is made zero at the time of switching, the switching loss can be essentially eliminated. Therefore, the present invention applies the zero voltage switching method to the step-down converter so that voltage and current are not simultaneously applied during switching.
도 4는 본 발명에 따른 영전압 스위칭 직류-직류 강압형 컨버터를 도시한 회로도이고, 도 5는 본 발명에 따른 컨버터의 동작 파형도이다.4 is a circuit diagram showing a zero voltage switching DC-DC step-down converter according to the present invention, Figure 5 is an operational waveform diagram of the converter according to the present invention.
본 발명에 따른 컨버터는 도 4에 도시된 바와 같이, 전원공급기(10), 제1 스위칭소자(Q1), 제1 다이오드(D1), 제2 스위칭소자(Q2), 제2 다이오드(D2), 인덕터(L), 제1 커패시터(C1), 제2 커패시터(C2), 영전압 스위칭 제어부(30)로 구성되어 있다.As shown in FIG. 4, the converter according to the present invention includes a power supply 10, a first switching element Q1, a first diode D1, a second switching element Q2, a second diode D2, The inductor L, the first capacitor C1, the second capacitor C2, and the zero voltage switching controller 30 are configured.
전원공급기(10:SMPS)는 교류전원을 입력받아 소정 크기의 입력직류전압(DCin)을 제공하고, 영전압 스위칭제어부(30)는 제1 스위칭소자(Q1)와 제2 스위칭소자(Q2)를 온오프 제어하기 위한 제어신호(S1,S2)를 발생하며, 제1 스위칭소자(Q1)와 제2 스위칭소자(Q2)의 드레인과 소스에 병렬로 다이오드(D1,D2)가 연결되어 있다. 이때 다이오드(D1,D2)는 스위칭소자가 FET 디바이스일 경우에는 반도체 제조과정에서 동일칩상에 구현될 수도 있고, 바이폴라 트랜지스터일 경우에는 개별 다이오드소자를 병렬로 연결하여 구현할 수도 있다.The power supply 10 (SMPS) receives the AC power and provides an input DC voltage DCin of a predetermined magnitude, and the zero voltage switching controller 30 supplies the first switching element Q1 and the second switching element Q2. The control signals S1 and S2 are generated for the on-off control, and the diodes D1 and D2 are connected to the drains and the sources of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 in parallel. In this case, the diodes D1 and D2 may be implemented on the same chip in a semiconductor manufacturing process if the switching device is a FET device, or in the case of a bipolar transistor, individual diode devices may be connected in parallel.
또한 상기 제1 커패시터(C1)는 용량이 수백 pF이하의 고압 커패시터이고, 제2 커패시터(C2)는 리플을 제거하기 위하여 사용되는 용량이 큰 전해 커패시터이다.In addition, the first capacitor C1 is a high voltage capacitor having a capacity of several hundred pF or less, and the second capacitor C2 is a large capacity electrolytic capacitor used to remove ripple.
이어서, 상기와 같이 구성되는 본 발명에 따른 컨버터의 동작을 도 5의 동작 파형을 참조하여 자세히 살펴보기로 한다.Next, the operation of the converter according to the present invention configured as described above will be described in detail with reference to the operation waveform of FIG. 5.
도 5에서 (A)는 제1 커패시터(C1)의 양단간 전압(Vc)을 도시한 파형도로서 제2 스위칭소자의 드레인-소스간 전압(VQ2)의 파형과 동일하다. (B)는 인덕터(L1)에 흐르는 전류(iL)를 도시한 파형도이고, (C)는 제1 스위칭소자(Q1)의 온오프 제어신호(S1)이고, (D)는 제2 스위칭소자(Q2)의 온오프제어신호(S2)이다.5A is a waveform diagram illustrating the voltage Vc between the both ends of the first capacitor C1, and is the same as the waveform of the drain-source voltage V Q2 of the second switching device. (B) is a waveform diagram showing a current i L flowing in the inductor L1, (C) is an on-off control signal S1 of the first switching element Q1, and (D) is a second switching On-off control signal S2 of element Q2.
제1 스위칭소자(Q1)가 오프되고 제2 스위칭소자(Q2)가 온되었을 경우에, 제1 커패시터(C1)의 양단간 전압(Vc)은 도 5의 (A)에서와 같이 '0'이고, 인덕터의 전류(iL)는 제2 스위칭소자(Q2)의 드레인-소스를 통해 흐르면서 점차 부의 방향으로 증가하게 된다. 그러다가 도 5의 (D)와 같이 제2 스위칭소자(Q2)를 온오프하기 위한 제어신호가 '로우'가 되면 제2 스위칭소자(Q2)가 턴오프되게 되고, 따라서 제2 스위칭소자(Q2)를 통해 흐르던 전류가 커패시터(C1)를 충전시키면서 점차 감소하게 된다. 이때 제2 스위칭소자(Q2)가 턴오프될 경우에 제2 스위칭소자의 양단간 전압은 '0'이므로, 영전압 스위칭이 이루어지게 되어 스위칭손실이 줄어들게 된다.When the first switching device Q1 is off and the second switching device Q2 is on, the voltage Vc between the both ends of the first capacitor C1 is '0' as shown in FIG. The current i L of the inductor gradually increases in the negative direction while flowing through the drain-source of the second switching element Q2. Then, as shown in FIG. 5D, when the control signal for turning on and off the second switching element Q2 becomes 'low', the second switching element Q2 is turned off, and thus the second switching element Q2 is turned off. The current flowing through is gradually reduced while charging the capacitor C1. In this case, when the second switching device Q2 is turned off, since the voltage between both ends of the second switching device is '0', zero voltage switching is performed, thereby reducing the switching loss.
커패시터(C1)가 충전되면 커패시터의 양단간 전압(Vc)이 높아지게 되고, 이에 따라 제1 스위칭소자(Q1)에 병렬 연결된 다이오드(D1)가 도통되어 커패시터(C1)를 통해 흐르던 전류가 제1 다이오드(D1)를 통해 흐르면서 점차 감소하여 '0'이 된다. 이와 같이 제1 다이오드(D1)를 통해 전류가 흐를 때 제1 스위칭소자(Q1)의 제어전압을 '하이'로 하여 제1 스위칭소자(Q1)를 턴온시켜 놓지만 제1 다이오드(D1)를 통해 흐르던 전류가 '0'이 된 후에야 제1 스위칭소자(Q1)를 통해 전류가 흐르게 된다. 그리고 이때 제1 스위칭소자의 양단간 전압은 이미 '0'으로 감소되어 있으므로, 제1 스위칭소자의 턴온에 의한 스위칭손실이 절감될 수 있다.When the capacitor C1 is charged, the voltage Vc between the both ends of the capacitor becomes high. Accordingly, the diode D1 connected in parallel to the first switching element Q1 is conducted so that the current flowing through the capacitor C1 flows through the first diode ( It gradually decreases as it flows through D1) and becomes '0'. As such, when the current flows through the first diode D1, the control voltage of the first switching element Q1 is set to 'high' to turn on the first switching element Q1, but through the first diode D1. Only after the flowing current becomes '0' does current flow through the first switching element Q1. In this case, since the voltage between both ends of the first switching device is already reduced to '0', switching loss due to the turn-on of the first switching device may be reduced.
이어서 제1 스위칭소자(Q1)가 턴온되면 전원공급기(10)가 제공하는 입력 직류전압(DCin)에 의해 제1 스위칭소자(Q1)를 통해 인덕터(L1)에 전류가 흐르게 되는데, 이때 흐르는 전류(iL)는 제1 스위칭소자(Q1)의 온기간 동안 점차 증가하게 된다.Subsequently, when the first switching device Q1 is turned on, a current flows through the first switching device Q1 through the first switching device Q1 by the input DC voltage DCin provided by the power supply 10. i L ) gradually increases during the on period of the first switching element Q1.
이어서 제1 스위칭 제어신호(S1)가 '로우'가 되어 제1 스위칭소자(Q1)를 턴오프시키게 되면, 제1 스위칭소자(Q1)를 통해 인덕터(L1)로 흐르던 전류를 계속 흐르게 하는 방향으로 인덕터(L1)에 전압이 유기되고, 이에 의해 커패시터(C1)의 충전된 전압이 급격히 방전되게 된다. 따라서 커패시터(C1)에 충전된 전압이 감소됨과 아울러 인덕터(L1)에 흐르는 전류도 점차 감소하게 된다.Subsequently, when the first switching control signal S1 becomes 'low' to turn off the first switching element Q1, the current flowing in the inductor L1 through the first switching element Q1 continues to flow. The voltage is induced in the inductor L1, whereby the charged voltage of the capacitor C1 is rapidly discharged. Therefore, the voltage charged in the capacitor C1 decreases, and the current flowing through the inductor L1 gradually decreases.
이어서 커패시터(C1)의 전압이 '0'이 되면 인덕터(L1)에 유기된 전압에 의해 제2 스위칭소자(Q2)와 병렬로 연결된 제2 다이오드(D2)가 도통되고, 이에 따라 인덕터(L1)의 전류(iL)는 제2 다이오드(D2)를 통해 흐르면서 점차 감소하게 된다.Subsequently, when the voltage of the capacitor C1 becomes '0', the second diode D2 connected in parallel with the second switching element Q2 is turned on by the voltage induced in the inductor L1, so that the inductor L1 The current i L of gradually decreases as it flows through the second diode D2.
이와 같이 제2 다이오드(D2)가 도통하게 되면 제2 스위칭소자(Q2)의 양단간 전압은 거의 '0'이 되고, 이때 제2 스위칭소자를 온오프하기 위한 제어신호가 '하이'가 되어 제2 스위칭소자(Q2)를 턴온시키게 된다. 이와 같이 제2 스위칭소자(Q2)의 양단간 전압이 '0'일 경우에 턴온되게 되므로 영전압 스위칭이 가능하게 된다.When the second diode D2 conducts as described above, the voltage between both ends of the second switching element Q2 becomes almost '0', and the control signal for turning the second switching element on and off becomes 'high' so that the second The switching element Q2 is turned on. As described above, when the voltage between both ends of the second switching element Q2 is '0', the voltage is turned on, so that zero voltage switching is possible.
이어서 제2 스위칭소자(Q2)가 도통하게 되면 앞서 설명한 바와 같이, 제2 스위칭소자(Q2)를 통해 전류가 흐르면서 인덕터의 전류는 점차 '0'이 된다.Subsequently, when the second switching element Q2 becomes conductive, as described above, current flows through the second switching element Q2, and the current of the inductor gradually becomes '0'.
이상의 동작과정을 기간별로 나누어 보면, 제2 스위칭소자(Q2)가 턴온되어 제2 스위칭소자(Q2)를 통해 전류가 흐르는 기간이 제1 기간(T1)이고, 제2 스위칭소자(Q2)가 턴오프되어 제1 커패시터(C1)가 충전되는 기간이 제2 기간(T2)이며, 충전전압에 의헤 제1 다이오드(D1)가 도통되어 제1 다이오드(D1)를 통해 전류가 흐르는 기간이 제3 기간(T3)이다. 이어서 제1 스위칭소자(Q1)가 턴온되어 제1 스위칭소자(Q1)를 통해 전류가 흐르는 기간이 제4 기간(T4)이고, 제1 스위칭소자(Q1)가 오프되어 제1 커패시터(C1)가 방전되는 기간이 제5 기간(T5)이며, 제1 커패시터(C1)가 방전된 후 제2 다이오드(D2)가 도통되어 제2 다이오드(D2)를 통해 전류가 흐르는 기간이 제6 기간(T6)이다. 이어서 제2 스위칭소자가 턴온되면 앞서 설명한 제1 기간(T1)부터 다시 순차적으로 반복되게 된다.When the above operation process is divided by periods, the period in which the second switching element Q2 is turned on and current flows through the second switching element Q2 is the first period T1, and the second switching element Q2 is turned on. The period during which the first capacitor C1 is turned off and the first capacitor C1 is charged is the second period T2, and the period during which the current flows through the first diode D1 through the first diode D1 is conducted by the charging voltage. (T3). Subsequently, a period in which the first switching element Q1 is turned on to flow a current through the first switching element Q1 is a fourth period T4, and the first switching element Q1 is turned off to allow the first capacitor C1 to be turned off. The discharge period is the fifth period T5, and after the first capacitor C1 is discharged, the second diode D2 is turned on so that a current flows through the second diode D2. to be. Subsequently, when the second switching device is turned on, the second switching device is sequentially repeated again from the first period T1 described above.
그리고 이상의 기간들(T1∼T6)에서 제1 스위칭소자에 병렬 연결된 제1 다이오드(D1)가 도통될 경우에 제1 스위칭소자(Q1)가 턴온되고, 제2 스위칭소자에 병렬 연결된 제2 다이오드(D2)가 도통될 경우에 제2 스위칭소자(Q2)가 턴온된다. 따라서 스위칭소자의 턴온시에 영전압 스위칭이 이루어지게 되게 된다. 한편, 제1 스위칭소자가 제4 기간(T4)과 제5 기간(T5) 사이에 턴오프될 경우에 커패시터(C1)의 양단간 전압이 '0'이 되어 영전압 스위칭이 이루어지게 되고, 제1 기간(T1)과 제2 기간(T2)사이에 제2 스위칭소자(Q2)가 턴오프될 경우에 커패시터(C1)를 통해 전류가 흐르면서 커패시터(C1) 양단 사이의 전압이 상승하면서 영전압 스위칭이 이루어지게 된다.In the above periods T1 to T6, when the first diode D1 connected in parallel with the first switching device is turned on, the first switching device Q1 is turned on and the second diode connected in parallel with the second switching device ( When D2) is turned on, the second switching element Q2 is turned on. Therefore, zero voltage switching is performed when the switching element is turned on. On the other hand, when the first switching device is turned off between the fourth period T4 and the fifth period T5, the voltage between both ends of the capacitor C1 becomes '0' so that zero voltage switching is performed. When the second switching element Q2 is turned off between the period T1 and the second period T2, the current flows through the capacitor C1 and the voltage between the capacitor C1 increases, so that the zero voltage switching is performed. Will be done.
이와 같이 스위칭소자를 온오프시키기 위한 제어신호는 영전압 스위칭 제어부(30)를 통해 각 스위칭소자(Q1,Q2)의 게이트로 인가되며, 이러한 제어부(30)는 논리 게이트에 의해 구현될 수 있다.As such, a control signal for turning the switching elements on and off is applied to the gates of the switching elements Q1 and Q2 through the zero voltage switching controller 30, and the control unit 30 may be implemented by a logic gate.
이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명에 따른 영전압 스위칭 강압형 컨버터는 영전압에서 스위칭소자가 턴온 혹은 턴오프되므로 스위칭손실을 줄일 수 있는 효과가 있다.As described above, the zero voltage switching step-down converter according to the present invention has an effect of reducing the switching loss because the switching element is turned on or off at zero voltage.
또한, 서지전압에 의한 잡음 발생을 저지하기 위하여 스내버회로가 필요없고, 잡음 발생이 억제되므로 EMI 특성도 양호하게 되는 효과가 있다.In addition, there is no need for a snubber circuit in order to prevent the generation of noise due to the surge voltage, and noise generation is suppressed, so that the EMI characteristic is also improved.
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