KR100396975B1 - 지표 신호의 검출 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 하나의 신호로 기술되는 공지된 값 및 공지된 길이의 펄스 열을 검출하기 위한 방법에 관한 것이다. 본 발명의 방법에 따르면, 상기 신호의 샘플의 위상차의 극성 신호를 기초로 하여, 전송된 펄스가 1 또는 0인지가 평가된다. 이 때 선택 가능한 크기의 부표본화가 실행됨으로써, 본 발명에 따른 방법은 인접 채널에 의해 야기되는 방해에 대해 비교적 둔감해진다. 펄스 열의 길이 및 부표본화의 크기에 비례하는, 하나의 윈도우내에서의 펄스의 총합이 결정된다. 상기 검색 윈도우내에서의 펄스의 총합이 임계값을 초과하는 시점에서는 상기 펄스가 검출된 것으로 간주된다.

Description

지표 신호의 검출 방법 {METHOD FOR DETECTING PILOT SIGNALS}

예를 들어 GSM/DCS1800/PCS1900 스탠더드에 따라 작동하는 디지털 이동 무선 통신 시스템에서는, 무선 통신의 편성이 편성 채널을 통해 이루어진다. 이동국이 고정국을 통해 네트워크와 연결될 수 있도록 하기 위해서는, 고정국이 우선 상기 편성 채널을 검색 및 탐색해야만 한다. 편성 채널을 검색하기 위해, 상기 편성 채널을 특징짓는 고정 입력된 펄스 열에 대한 검색이 이루어진다.

상기 목적을 위해 전술한 시스템의 경우에는, 148개의 제로 세팅 열로 구성된 펄스 열, 소위 "Frequency Correction Bursts(FCB)"가 사용된다.

본 명세서에 기술된 시스템에서는, 전송을 위해 소위 GMSK-변조 방법(Gaussian Minimum Shift Keying)이 사용된다. 상기 방법에서는 전송될 신호, 즉 특히 본 명세서에서 특별한 관심을 끄는 FCB-신호를 갖는 반송 주파수(FT)(예컨대 900 MHz)가 변조된다. 얻어지는 주파수는 FT + 67.7 kHz로서, 상기 반송 주파수보다 67.7 kHz만큼 더 높다. 그럼으로써 148개의 제로 세팅 FCB-펄스 열이 순수한 사인 신호로 전환된다. 이와 같은 동작이 기저 대역에서 의미하는 것은, 샘플링이 비트 클럭(4*67.7 = 270.8 kHz)으로 이루어진다고 가정하는 경우에 인접 샘플의 위상차는 이상적인 경우(채널 변형 및 잡음이 없는 경우) 90°에 달한다는 것이다.

선행 기술에는 FCB-검색을 위한 상이한 방법들이 공지되어 있다. 예를 들어 G. Frank 및 W. Koch의 논문 "Anfangssynchronisation der Mobilstation im D-Netz", PKI Tech. Mitt. 1 (1990), Pages 43-49에는 FCB-검색을 위한 한가지 방법이 공지되어 있다. 상기 방법에서 FCB-검색은, 수신된 신호의 모든 (I,Q)-샘플과 exp(-jkπ/2)의 곱에 의한 주파수 이동으로 시작된다. 시점(k)에서 각각의 샘플(Z)은 복잡한 평면에서 Z(k) = I(k) = jQ(k)로 표현될 수 있다. 즉, 수신된 신호가 67.7 kHz만큼 아래로 이동됨으로써, 주파수 이동 후에 상기 신호의 중심 주파수는 0 Hz이다. 그 다음에 신호의 저역 패스 필터링이 이루어진다. FCB-신호가 적용되는 경우에는 상기 신호가 필터를 통과한다; 그와 달리 다른 신호들은 그 신호들의 큰 대역폭으로 인해 전반적으로 억제된다. 그 다음에 필터링된 신호의 절대값 형성이 이루어지고, 이것은 이상적인 경우에 FCB-신호의 지속 시간을 직사각형과 유사한 펄스로 발생시킨다. 그와 달리 나머지 시간 동안에는 랜덤 데이터 비트의 변조 때문에 잡음과 유사한 신호가 우세하게 된다. 직사각형과 유사한 펄스를 위해서는 최적의 검색 필터가 제공되어야 한다. 이것은 FCB의 지속 시간 동안 이루어지는 유동적인 평균값 형성에 상응한다. 필터링된 신호의 최대값이 이전에고정 입력된 임계값을 초과하는 경우에는, FCB가 검색된 것으로 간주된다. 최대값의 위치는 검색된 FCB-신호의 마지막을 표시한다.

그러나 상기 논문에 기술된 방법에서는, 필터링된 신호의 최대값이 순시 신호 진폭에 의존하기 때문에 강한 페이딩-변동이 나타난다는 단점이 있다. 확실한 FCB-검색을 위해서는 적응 진폭 조절이 필수적이다. 저역 패스 필터도 또한 품질이 우수해야 하기 때문에 상기 필터의 구현은 비용이 많이 소요된다. 그밖에 상기 방법은 이동국과 기지국간의 주파수 이조에 대해 매우 민감하다. 그렇기 때문에 실제로는 다수의 관찰 인터벌 동안 최대값의 평균화가 필요하다.

H, Neuner, H. Bilitza, S. Gaertner의 논문 "Synchronisation einer Mobilstation im GSM-System DMCS 900 (D-Netz)", Frequenz 47 (1993)3-4, Pages 66-72에는 다른 하나의 방법이 기술되어 있다. 상기 방법에서는, 수신된 신호의 4번째마다의 샘플의 위상차가 평가된다. 상기 방법은, FCB-신호의 지속 시간 동안에는 상기 위상차가 이상적인 경우 0이 된다는 관찰을 기초로 한다. 전술한 바와 같이 2가지 인접 샘플의 위상차가 90°이기 때문에, 4가지 샘플간의 위상차는 4 x 90 = 360° 또는 0°가 된다. 각각의 위상차를 위해 새롭게 계산된 유효 범위에 의해서 장애(페이딩)가 고려된다. 무시할 수 있을 정도로 경미한 충분히 많은 수의 위상차가 존재하는 경우에는, FCB-신호가 검색된 것으로 간주된다.

그러나 상기 방법에서는 FCB-신호의 위치 결정이 문제가 되는데, 그 이유는 다만 4번째마다의 샘플이 평가되기 때문이다. 상기 논문에 기술된 방법은 샘플간 위상차의 결정을 필요로하기 때문에, 샘플링되어 수신된 신호의 횡축 성분으로부터샘플의 위상을 산출하기 위해서는, 아커스-탄젠트-함수가 사용되어야 한다. 그러나 그 목적을 위해서는 거의 모든 신호 프로세서에서 하드웨어 지원이 이루어지지 않기 때문에, 결과적으로 산출 과정은 복잡한 진행 순서에 의해서 근사되며, 이 과정은 상응하는 산출 시간을 필요로 한다.

선행 기술의 3번째 방법은 독일 지멘스사에서 Ralf 박사에 의해 개발된 방법으로서, 이 방법은 전술한 Frank 및 Koch의 방법과 유사하다. 상기 방법은 2개의 주파수 선택적인 코움 필터를 이용하는데, 상기 2개의 필터 중에서 하나의 필터는 주파수가 67.7 kHz인 FCB-신호를 장애없이 통과시키지만 다른 하나의 필터는 완전히 차단된다. 필터링된 2개의 신호로부터 절대값 및 그 다음에 유동적인 평균값이 형성된다. 그 다음에 2개 평균값의 비율이 형성되어 이전에 고정 입력된 임계값과 비교된다. 상기 비율이 임계값에 미달되면, FCB는 검색된 것으로 간주된다. 상기 비율의 최소값의 위치는 FCB-신호의 마지막을 나타낸다.

상기 방법은 이미 GSM-핸디용 칩 세트에 성공적으로 사용되었다. 비율 형성에 의해서 진폭 변동에 대한 둔감성에 도달하기 때문에, Frank 및 Koch의 방법에서 필수적인 진폭 조절은 생략될 수 있다. 그러나 그 대신에 비율 형성을 위해 필수적인 분할이 마찬가지로 상당히 많은 산출 시간을 필요로 한다. 또한 상기 방법은 주파수 이조에 대해 민감하다. 주파수 이조시에 하나의 필터는 상기 신호를 더 이상 완전하게 통과시키지 못하고, 다른 하나의 필터는 상기 신호를 더 이상 완전하게 차단하지 못한다. 그 결과, 비율의 최소값은 현저하게 상승되고, 최상의 경우에는 최소 주파수 이조용으로 설계된 임계값이 더 이상 적합하지 않게 되며, 그 때문에 전체 FCB-검색은 확실하지 않게 된다.

발명의 명칭이 "지표 신호의 검출 방법"(출원일: 1997년 9월 30일)인 R. Hartmann, B. Yang의 독일 특허 출원서 197 43 191호에는 상기와 같은 지표 신호를 검출하기 위한 다른 하나의 방법이 공지되어 있다. 상기 방법은 소위 미분 심볼 평가 방법을 이용한다. 상기 방법에서는, Neuner, Bilitza 및 Gaertner의 방법에서와 같이, 수신된 신호의 연속 (I, Q)-샘플의 정확한 위상차가 검출되지 않는다. 그 대신에, 연속 샘플의 위상차가 인터벌 [0, π)에 놓이는지 혹은 [-π, 0)에 놓이는지의 여부만이 검사된다. 2가지 경우는 GMSK-변조기의 송신된 심볼 1("+1") 또는 0("-1")에 대응된다. 송신자측에서의 미분 코드화 후에는 148개의 제로 세팅으로 구성된 FCB-신호가 147개의 1 세팅으로 전환되며, FCB-신호 외부에서는 거의 동일한 다수의 1 세팅 및 제로 세팅이 실행되어, 상기 1 세팅의 긴 관련 블록이 검색됨으로써 FCB-신호가 검색될 수 있게 된다.

미분 심볼 평가 방법의 장점은 상기 방법의 간단한 구현에 있다. I(k)가 시점 k에서의 In-상 성분을 나타내고, Q(k)가 시점 k에서의 베이스 대역 샘플의 횡축 성분을 나타내면, 상기 방법에서 식 Q(k)*I(k-1)-I(k)*Q(k-1)의 극성 신호가 이상적인 경우에는 송신된 심볼을 정확하게 재현하게 된다. 샘플링된 신호의 페이딩이 개별적으로 가상의 심볼 평가로 이어지기 때문에, 평가된 심볼(1 또는 0)은 소위 매칭 필터로 필터링된다. 이것이 의미하는 것은, 평가된 심볼을 통해 고정된 길이의 검색 윈도우가 가이드되고, 상기 윈도우 내부에서 유동적인 총합 형성의 형태로 1 세팅의 수가 계수된다. 그 다음에 상기와 같이 필터링된 신호의 최대값이 임계값과 비교되고, 상기 임계값을 초과하는 경우에는 FCB-신호의 존재가 추론된다.

상기와 같은 추가 필터링에 의해, 전술한 지표 신호 검출 방법은 진폭 변동, 불리한 신호 대 잡음 비율 및 주파수 이조에 대해 상당히 둔감해진다. 그러나 상기 알고리즘에서의 문제는 인접 채널에 의해 야기되는 방해이다. 지표 신호, 즉 FCB-신호가 검색되는 장소인 주파수 채널내에서 순간적으로 아무 것도 전송되지 않지만, 인접 채널내에서 출력이 강하고 대역폭이 넓은 신호가 전송되는 경우에는, 종종 상기 신호의 잔류 신호가 검색될 주파수 채널내에서도 발견될 수 있다. 그 경우 상기 잔류 신호는 검색된 주파수 채널내에서 지표 신호를 FCB-펄스 열의 형태로 위조할 수 있다.

본 발명은 지표 신호를 검출하기 위한 일반적인 방법에 관한 것이다. 지표 신호란 예를 들어 통신 시스템에서, 특히 이동 무선 통신 시스템에서 사용되는 공지된 주파수의 사인 진동이다. 상기 이동 무선 통신 시스템에서는 지표 신호를 검색하는 것이 과제가 된다.

도 1a는 검색된 채널, 그리고 개별적으로 신호 스펙트럼을 갖는 상기 채널의 상부 및 하부 인접 채널을 상징적으로 도시한 개략도이며,

도 1b는 이동국의 베이스 대역 필터의 진폭 진행 상태를 상징적으로 도시한 개략도이고,

도 1c는 베이스 대역 필터링 후에 잔류 신호 스펙트럼을 상징적으로 도시한 개략도이며,

도 2는 지표 신호를 검출하기 위한 본 발명에 따른 방법을 개략적으로 도시한 블록 회로도이다.

본 발명의 목적은, 인접 채널에 의해 야기되는 방해에 대해 무감각하게 되도록 전술한 미분 심볼 평가 방법을 개선하는 것이다.

상기 방법은 본 출원서의 청구항 1에 따른 본 발명의 방법에 의해 달성된다. 본 발명에 따른 방법은, 연속되는 (I, Q)-샘플 대신에 별도로 배치된 샘플을 위상차 산출에 이용하는 부표본화 아이디어를 활용한다. 상기와 같은 부표본화는 인접 채널의 잔류 신호 스펙트럼의 겹침 현상(Aliasing)을 인위적으로 강화시키는 작용을 한다. 상기 겹침 현상의 효과는, 원래의 칼라 잔류 신호 스펙트럼을 거의 백색 스펙트럼으로 변환시킨다. 그럼으로써 잡음과 같은 잔류 신호가 반응하게 되고, 상기 잔류 신호는 검색된 FCB-신호와 유사성을 거의 갖지 않게 된다. FCB-신호 자체는 겹침 현상의 효과에 의해 거의 영향을 받지 않는 좁은 대역 스펙트럼을 갖는다.

본 발명에 따른 방법은 도면을 참조하여 하기에서 자세히 설명된다.

도 1a 내지 1c는 검색된 채널에 인접한 채널에 의해 야기되는 방해의 문제를 설명하기 위해 이용된다.

도 1a는 검색될 채널(m), 즉 지표 신호에 대한 검색이 이루어져야 하는 채널에서 신호가 전송되지 않는 상태를 보여준다. 그와 달리 상기 채널의 하부 인접 채널(m-1) 및 상부 인접 채널(m+1)에서는 출력이 강한 넓은 대역의 신호가 전송된다. GSM/DCS1800/PCS1900 스탠더드에 따라 작동하는 이동 무선 통신 시스템에서는 200 kHz의 주파수 채널이 각각 배치된다. 이 경우 하부 채널(m-1) 및 상부 채널(m+1)의 FCB-신호는 각각 화살표로 표시된 수직선이다.

도 1b는 지표 신호를 검색하는 이동국의 베이스 대역 필터의 진폭 진행 상태를 보여준다.

도 1c는 도 1b에 도시된 진폭 진행 상태를 갖는 베이스 대역 필터로 도 1a에 도시된 신호를 필터링할 때 얻어지는 결과를 보여준다. 도시된 바와 같이, 베이스 대역 필터는 2개 인접 채널의 넓은 대역 신호 및 하부 인접 채널의 FCB-신호를 완전히 억제할 수 없다. 또한 불행하게도, 상부 인접 채널의 넓은 대역 잔류 신호는 채널(m)의 FCB-신호가 또한 발견될 수 있는 주파수 범위로 떨어진다. 따라서 전술한 독일 특허 출원서 197 43 191호에 기술된 지표 신호 검출 방법에서는, 상기와 같은 잔류 신호가 고유 채널의 FCB-신호와 구분되지 않기 때문에, 잔류 신호가 바람직하지 않게 FCB-신호로 검출될 수도 있다.

본 발명에 따른 방법은 상기 FCB-신호의 불량 검출을 막을 수 있다. 도 2는 지표 신호를 검출하기 위한 본 발명에 따른 방법을 블록 회로도로 보여준다.

검색될 채널(m)의 신호는 개별 시점에서 샘플링된다. 이 경우 상기 시점(k)에서 수신되는 신호의 개별 샘플(Z)은 복잡한 식(Z(k) = I(k) + jQ(k))으로 설명될 수 있다. 상기 식에서 I(k)는 시점 k에서의 In-상-성분이고, Q(k)는 시점 k에서의 베이스 대역-샘플의 횡축 성분이다.

상기 2개의 성분(I(k), Q(k))은 소위 오프셋-보상 블록(1)에 속한다. 그럼으로써, 상기 값(I(k), Q(k))의 가능한 직류 전압이 보상된다. 상기 보상은 예를 들어 놋치-필터에 의해서 또는 블록화된 보상에 의해서 이루어질 수 있다.

그 다음에 블록(2a 및 2b)내에서 미분 심볼 평가가 실행된다. 지금까지 미분 심볼 평가를 위해서는 연속 샘플(I(k), Q(k))이 사용되었다. 본 발명에 따른 부표본화 미분 심볼 평가 방법에서는, 위상차를 산출하기 위해 개별적으로 배치된 샘플이 이용된다. 즉, 부표본화가 이루어진다. 일반적으로 말하자면, 위상차를 산출하기 위해 I(k), Q(k) 및 I(k-Δk), Q(k-Δk)가 사용되며, 상기 식에서 Δk ≥ 2이다.

블록 2a에서는 Δk = 2인 부표본화가 실행된다. 이 목적을 위해, I(k) + j*Q(k)와 I(k-2) + j*Q(k-2)간의 위상차가 Δk*π/2 = π의 위상차를 갖는지, 즉 인터벌 (π/2, 3π/2)내에 있는지가 테스트된다. 이와 같은 테스트는 값(I(k)*I(k-1) + Q(k)*Q(k-2))에 대한 간단한 질문으로 이루어질 수 있다. 상기 값이 0보다 작으면, 평가된 심볼(a(k))은 1이다. 상기 값이 0보다 크거나 0이면, 평가된 심볼(a(k))은 0이다.

그와 달리 블록 2b에서는 Δk = 5인 부표본화가 실행된다. 이 목적을 위해, I(k) + j*Q(k)와 I(k-5) + j*Q(k-5)간의 위상차가 π/2와 등가인 Δk*π/2 = 5*π/2의 위상차를 갖는지, 즉 인터벌 (0, π/2)내에 있는지가 테스트된다. 이와 같은 테스트는 값(Q(k)*I(k-5) + I(k)*Q(k-5))에 대한 간단한 질문으로 이루어질 수 있다. 상기 값이 0보다 크면, 평가된 심볼(a(k))은 1이다. 상기 값이 0보다 작거나 0이면, 평가된 심볼(a(k))은 0이다.

상기 방식의 부표본화는 전술한 바와 같이 인접 채널의 잔류 신호 스펙트럼의 겹침 현상(Aliasing)을 인위적으로 강화시키는 결과를 낳는다. 상기 겹침 현상의 효과는, 상기 겹침 현상 효과 없이 베이스 대역 필터를 이용한 필터링 후에 존재하는 원래의 칼라 잔류 신호 스펙트럼을 거의 백색 스펙트럼으로 변환시킨다. 그럼으로써 백색 잡음과 같은 잔류 신호가 반응하게 되고, 상기 잔류 신호는 검색된 FCB-신호와 유사성을 거의 갖지 않게 되어, 결과적으로 오류 검출이 방지된다.

고유의 FCB-신호는 겹침 현상의 효과에 의해 거의 영향을 받지 않는 좁은 대역 스펙트럼을 갖는다.

Δk가 크게 선택되면 될수록 그만큼 겹침 현상의 효과는 강해진다. 그러나 다른 측면에서는 지나치게 큰 Δk값에 대해 반대하는 이유가 존재한다:

a) 지나치게 큰 Δk값은 또한 고유한 FCB-신호의 넓은 스펙트럼을 야기하고, 이것은 올바른 FCB-신호의 비검출을 야기할 수 있다.

b) 부표본화에 의해서는 주파수 이조의 효과가 강화된다. 예를 들어 20 kHz의 주파수 이조는 인접한 (I, Q)-값(Δk = 1)에 대해 (20/270,833)*360°26.6°의 위상 이동을 암시한다. Δk = 2가 선택되면, 20 kHz의 주파수 이조는 2*26.6° = 53.2°의 위상 이동과 일치한다. 이와 같은 이유에서, 주파수 이조가 큰 FCB-신호도 또한 정확하게 검출될 수 있도록 하기 위해서는, Δk가 가급적 작게 선택되어야 한다.

c) 부표본화에 의해서 하부 인접 채널(도 1c 참조)의 FCB-신호가 채널(m)의 FCB-신호와 거의 동일한 주파수 범위로 이동되지 않도록 해야 한다. 이 경우에는 지표 신호의 검출을 실행하는 이동국이 채널(m-1) 및 채널(m)의 FCB-신호를 서로 구별할 수 있다. 상기 경우는 예를 들어 Δk = 4인 경우에 나타난다.

도시된 바와 같이, 전술한 요구 사항들은 부분적으로 모순된다. 광범위한테스트를 통해, Δk = 2 및 Δk = 5는 GSM/DCS1800/PCS1900 시스템을 위해 2가지 중요한 절충을 하는 것으로 나타났다.

도 2의 블록 2a에 도시된 바와 같이 Δk = 2를 선택하는 것은, 주파수 이조가 큰 FCB-신호의 검출을 가능하게 하기 때문에, 이동국 및 기지국의 초기 동기화에 적합하다. 물론, 충분치 않은 부표본화로 인해 인접 채널 방해에 대한 작은 잔류 위험이 남아있다.

도 2의 블록 2b에 도시된 바와 같이 Δk = 5를 선택하는 것은, 인접 채널에 의해 야기되는 방해를 완전히 저지한다. 따라서 이 경우에는, 주파수 이조가 작은 FCB-신호만이 검출될 수 있다. 따라서 상기 작동 방식은 무선 작동 동안 이동 무선 통신망의 인접 셀을 모니터링하기에 특히 적합하다.

페이딩-방해는 전술한 검사시에 불량 심볼 평가를 야기한다. 그렇기 때문에 블록(3a 및 3b)내에서 평가된 심볼(a)(1 또는 0)은 매칭 필터로 필터링된다. 즉, 평가된 심볼을 통해 예정된 길이(L)의 검색 윈도우가 가이드된다. 이 경우 일종의 유동 총합 형성시에는 검색 윈도우 내부에서 1 세팅의 수가 계수된다. 하기와 같은 식으로 나타나며:

q(k) = q(k-1) + a(k) - a(k-L),

상기 식에서 q(k)는 심볼 총합이고, a(k)는 위에서 평가된 심볼이며, L은 검색 윈도우의 길이이다. 송신측에서의 미분 코드화 후에 147개의 1 세팅으로 변환되는 FCB-신호가 148개의 제로 세팅으로 구성되면, L 대 L = 148 - (Δk + 1)이 산출된다. 따라서 Δk = 2 이면, 블록 3a에 도시된 바와 같이 L = 145이고, Δk = 5이면, 블록 3b에 도시된 바와 같이 L = 142이다.

2가지 경우에는 이어서 블록 3a 및 3b내에서 형성된 심볼의 총합(q(k))이 임계값(S)과 비교되고, 상기 임계값이 초과되는 경우에는 FCB-신호의 존재가 추론된다. 그 다음에 최대값의 위치로부터 또한 FCB-신호의 위치도 추론될 수 있다. 예를 들어 검색된 펄스 열의 시간적인 지점으로서는, 상기 심볼 총합(q)이 처음으로 총임계값(S)을 초과한 시점과 마지막으로 총임계값(S)을 초과한 시점 사이에 놓인 시점이 지시될 수 있다.

본 발명에 따른 지표 신호 검출 방법, 특히 이동 무선 통신 시스템내에서 편성 채널의 특징이 되는 소위 FCB-신호를 검색하기 위한 방법은 선행 기술에 공지된 방법에 비해, 인접 채널의 방해에 대해 상당히 둔감하다는 추가의 장점을 제공한다.

Claims (5)

1. 하나의 신호로 기술되는 공지된 값 0 또는 1, 및 공지된 길이(LI)의 펄스 열을 검출하기 위한 방법에 있어서, 상기 방법이

   a) Δk ≥ 2의 시간적인 차를 갖는 연속 시점(k)에서 하나의 신호의 샘플을 얻는 단계;

   b) 상기 신호의 샘플의 위상차가 송신된 심볼 "1"(a)에 상응하게 mod(Δk*π/2.2π) - π/2 내지 mod(Δk*π/2.2π) + π/2의 범위에 있는지 혹은 송신된 심볼 "0"(a)에 상응하게 상기 범위에 있지 않는지의 여부를 검출하는 단계;

   c) 검색될 펄스 열의 (Δk + 1)만큼 감소된 길이(LI)와 동일한 검색 윈도우 길이(L)를 갖는 검색 윈도우가 연속으로 평가되는 심볼(a)을 통해 가이드되고, 평가된 심볼(a(k))의 심볼 총합(q(k))을 검색 윈도우 내부에서 매번 형성함으로써, 상기 평가된 심볼(a(k))을 필터링하는 단계;

   d) 상기 심볼 총합(q(k))을 총임계값(S)과 비교하는 단계; 및

   e) 상기 심볼 총합(q(k))이 총임계값(S)보다 크거나 또는 같은 경우에는, 검색된 펄스 열의 존재 여부 및 검색된 펄스 열의 시간적인 지점을 디스플레이하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   단계 a)를 실행하기 전에 상기 샘플을 직류 전압 보상하는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 시간적인 차(Δk)는 값 2 또는 값 5를 취하는 것을 특징으로 하는 방법.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   검색될 펄스 열로서 148개의 제로 세팅 열이 다루어지고, 상기 열은 이동 무선 통신 시스템의 편성 채널의 특징이 되는 것을 특징으로 하는 방법.
5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 심볼 총합(q(k))이 처음으로 총임계값(S)을 초과한 시점과 마지막으로 총임계값(S)을 초과한 시점 사이에 놓인 시점을 검색된 펄스 열의 시간적인 지점으로서 지시하는 것을 특징으로 하는 방법.