KR100389179B1 - 압축음성정보의제1및제2연속적인각프레임의적어도일부를신뢰성있게수신하지못한경우,상기벡터신호를디코드된음성신호를발생하는데사용하는,음성디코더내에서이용하기위한방법 - Google Patents

압축음성정보의제1및제2연속적인각프레임의적어도일부를신뢰성있게수신하지못한경우,상기벡터신호를디코드된음성신호를발생하는데사용하는,음성디코더내에서이용하기위한방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따르면, 프레임 소거라는 문제점을 안고 있는 음성 디코더에서, 연속적인 소거 프레임중 제 1 소거 프레임과 연관된 피치 지연이 증가된다. 이 증가된 값은 연속적인 소거 프레임중 제 2 소거 프레임에 대한 피치 지연값으로서 이용된다. 연속적인 소거 프레임중 제 1 소거 프레임과 연관된 피치 지연은 음성 인코더로 부터의 가장 최근에 올바르게 수신된 피치 지연 정보(비소거 프레임과 연관됨)일 수도 있고, 또는 이전의 피치 지연 값(이전의 소거 프레임과 연관됨)에 소정의 증분이 더하여진 결과일 수도 있다.

Description

압축 음성 정보의 제 1 및 제 2 연속적인 각 프레임의 적어도 일부를 신뢰성있게 수신하지 못한 경우, 상기 벡터 신호를 디코드된 음성 신호를 발생하는데 사용하는, 음성 디코더내에서 이용하기 위한 방법{PITCH DELAY MODIFICATION DURING FRAME ERASURES}
본 발명은 전반적으로 통신 시스템에서 사용하기 위한 음성 코딩 장치에 관한 것으로, 특히 전송중 버스트형 에러 발생시에 음성 코더가 동작하는 방식에 관한 것이다.
셀룰러 전화 및 개인용 통신 시스템과 같은 다수의 통신 시스템은 무선 채널을 통해 정보를 전송한다. 이러한 정보를 전송하는 과정에서, 무선 통신 채널은 다중경로 페이딩(multipath fading)과 같은 몇몇 에러 소스로부터 손상을 입을 수 있다. 이들 에러 소스는 특히 프레임 소거(frame erasure)라고 하는 문제를 야기할 수 있다. '소거'라 함은 수신기로 전송된 비트 세트 전체의 손실 또는, 전반적 또는 부분적 손상을 말한다. '프레임'이라 함은 임의의 통신 채널을 통해 블록으로서 전송될 수도 있는 사전결정되어 고정된 수의 비트를 말한다. 그러므로 프레임은 음성 신호의 타임-세그먼트(time-segment)를 나타낸다.
다수의 비트로 이루어진 프레임이 완전히 손실되면, 수신기는 해석해야할 비트를 수신하지 못한다. 이러한 상황하에서, 수신기는 무의미한 결과를 생성할 수도 있다. 또한, 수신된 비트 프레임이 손상되어 신뢰할 수 없게 되면, 수신기는 심하게 왜곡된 결과를 생성할 수도 있다. 어떤 경우에도, 비트 프레임이 수신기에 의해 이용 또는 사용할 수 없다는 점에서 이 비트 프레임은 "소거된(erased)"
것으로써 생각될 수 있다.
무선 시스템 용량에 대한 요구가 증가됨에 따라, 이용가능한 무선 시스템 대역폭을 최대한 이용해야 할 필요가 발생되었다. 시스템 대역폭의 효율적인 이용을 향상시키는 한가지 방법은 신호 압축 기법을 채용하는 것이다. 이러한 목적을 위해, 음성 신호를 반송하는 무선 시스템의 경우 음성 압축(또는 음성 코딩) 기법이 채용될 수 있다. 이러한 음성 코딩 기법으로는, 예를 들면, 잘 공지된 코드-여기형 선형 예측(Code-Excited Linear Prediction;CELP) 음성 코더와 같은 합성에-의한-분석형(analysis-by-synthesis) 음성 코더가 포함된다.
음성 코딩 장치를 채용하는 패킷-교환 네트워크에서의 패킷 손실의 문제는 무선 환경에서의 프레임 소거와 아주 유사하다. 즉, 패킷 손실로 인해 음성 디코더는 프레임을 수신하지 못하거나 상당한 수의 비트가 손실된 프레임을 수신할 수 있다. 어느 경우에도, 음성 디코더는 동일한 본질적 문제, 즉, 압축된 음성 정보의 손실에도 불구하고 음성을 합성하라는 요구를 받게 된다. 이러한 "프레임 소거" 및 "패킷 손실"은 모두 전송된 비트의 손실을 야기하는 통신 채널(또는 네트워크) 문제에 관련된다. 설명을 위해서, "프레임 소거"라는 용어는 "패킷 손실"을 포함하는 것으로 간주될 수도 있다.
특히, CELP 음성 코더는 최초의 음성 신호를 인코드하기 위해 여기 신호 코드북(codebook of excitation signals)을 채용한다. 여기 이득에 의해 크기가 조정되는 이들 여기 신호는, 여기 신호에 응답하여 음성 신호(또는 음성 신호에 대한 일부 전신호(precursor))를 합성하는 필터를 "여기"시키는데 이용된다. 합성된 음성 신호는 최초의 음성 신호에 비교된다. 최초의 신호와 가장 잘 정합하는 합성된 음성 신호를 생성하는 코드북 여기 신호가 확인된다. 그리고 나서, 확인된 여기 신호의 코드북 인덱스 및 이득 표시(종종 그 자체로서 이득 코드북 인덱스라고도 함)가 CELP 디코더로 전송된다(CELP 시스템의 형태에 따라, 선형 예측(linear prediction;LP) 필터 계수와 같은 다른 정보가 또한 전송될 수도 있다). 디코더는 CELP코더와 동일한 코드북을 구비하고 있다. 디코더는 전송된 인덱스들을 이용하여 여기 신호 및 이득 값을 선택한다. 이 선택된 크기의 여기 신호는 디코더의 LP 필터를 여기시키는데 사용된다. 이와 같이 하여 여기되며, 디코터의 LP 필터는 디코드된(또는 양자화된) 음성 신호, 즉, 최초의 음성 신호에 가장 근사하는 것으로 이미 판정된 것과 동일한 음성 신호를 발생한다.
몇몇 CELP 시스템은 또한, 예를 들면, 주기성 모델(periodicity model)(예를 들면, 피치-예측 필터 또는 적합 코드북)과 같은 다른 구성요소를 채용한다. 이러한 모델은 표현된 음성의 주기를 시뮬레이트한다. 이와 같은 CELP 시스템에서는, 이들 구성요소에 관련된 파라미터가 디코더로 또한 송신되어야 한다. 적합 코드북의 경우에, 디코더가 음성 합성 처리시에 적합 코드북의 동작을 재생할 수 있도록, 피치-주기(지연) 및 적합 코드북 이득을 나타내는 신호가 디코더로 또한 송신되어야 한다.
음성 코더를 채용하는 무선 및 다른 시스템은 음성을 압축하지 않은 시스템보다 프레임 소거의 문제에 더욱 민감할 수도 있다. 민감한 이유는 (코드화되지 않은 음성에 비해) 코드화된 음성의 감소된 리던던시(redundancy)가 각각의 전송된 비트의 손실 가능성을 더욱 심화시키기 때문이다. 프레임 소거의 문제점을 갖고 있는 CELP 음성 코더의 환경에서는, 복수의 여기 신호 코드북 인덱스 및 프레임내의음성을 표시하는 다른 신호가 손실되거나 실질적으로 손상되어 디코더에서 적절한 음성 합성이 불가능하게 될 수도 있다. 예를 들면, 소거된 프레임 때문에, CELP 디코더는 자신의 코드북내의 어느 엔트리가 음성을 합성하는데 사용되어야 하는지를 신뢰성있게 확인할 수 없게 된다. 결과적으로, 음성 코딩 시스템의 성능은 현저히 저하될 수도 있다.
프레임 소거가 여기 신호 코드북 인덱스, LP 계수, 적합 코드북 지연 정보 및, 적합 및 고정 코드북 이득 정보의 손실을 야기하므로, 음성 디코더내에서 여기 신호를 합성하는 통상의 기법은 쓸모없게 된다. 그러므로 이들 통상의 기법은 다른 대책으로 대체되어야 한다.
본 발명은 프레임 소거동안 코드북 이득 정보의 결여 문제에 중점을 두고 있다. 본 발명에 따르면, 압축된 음성 정보의 현재 프레임의 적어도 일부를 신뢰성있게 수신하지 못한 코드북-기반 음성 디코더는 이전의 음성 프레임으로부터의 이득의 감쇠된 버젼인 코드북 이득을 이용한다.
본 발명의 예시적인 실시예는 코드북 메모리 및 신호 증폭기를 포함하는 음성 디코더이다. 이 메모리 및 증폭기는 압축된 음성 정보를 기초로 하여 하나의 음성 신호를 발생시킬 경우에 사용된다. 압축된 음성 정보는 코드북 벡터의 크기조정시에 증폭기에 의해 사용되기 위한 크기조정-인수를 포함한다. 프레임 소거가 발생하면, 이전의 음성 프레임에 대응하는 크기조정-인수는 감쇠되고, 이 감쇠된 크기조정 인수가 현재의 소거된 음성 프레임에 대응하는 코드북 벡터를 증폭하는데 사용된다. 본 발명의 일시예에 대한 보다 상세한 사항은 이후에 개시된 상세한 실명중 섹션 II.D에서 나타내어진다.
본 발명은 적합 및 고정 코드북 처리에 모두 적용가능하며, 코드북과 그의 증폭기 사이에 디코더 시스템 또는 다른 구성요소(예를 들면, 핏치-예측 필터)를 삽입한 시스템에도 적용가능하다.
이하 본 발명을 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
I. 소개
본 발명은, 프레임 소거, 즉, 압축된 비트-스트림내의, 특히 일반적으로 음성을 합성하는데 사용되는 연속적인 비트 그룹의 손실 문제를 가지고 있는 음성 코딩 시스템의 동작에 관련된 것이다. 이하의 설명은, 국제 표준 G.729으로서의 채택을 위해 ITU에 제안된 8kbit/s CELP 음성 코딩 시스템에 예시적으로 적용된 본 발명의 특징에 관련된다. 독자의 편의를 위해, G.729 표준에 대한 1차 드래프트 권장안이 본 명세서에 부록으로서 첨부된다(이 드래프트는 본 명세서에서 "G.729 드래프트"이라 한다). G.729 드래프트는 음성 인코더 및 디코더에 대한 상세한 설명(G.729 드래프트, 섹션 3 및 4 참조)을 포함한다. 본 발명의 예시적인 실시예는, G.729 드래프트 섹션 4.3에 기술되어 있는 바와 같이, 통상의 G.729 디코더 동작의 변조에 관련된다. 본 발명을 구현하기 위해 인코더에 대한 어떠한 변경도 요구되지 않는다.
본 발명은 제안된 G.729 표준에 적용하여도, 당분야에 통상의 지식을 가진자라면, 본 발명의 특징이 다른 음성 코딩 시스템에도 적용할 수 있음을 이해할 것이다.
하나 이상의 프레임이 소거되었음을 알리는 인식 신호가 본 발명의 예시적인 실시예에서는 입력 신호 e이다. 이러한 인식 신호는 당분야에 잘 공지된 통상의 방법중 어떤 방법으로도 획득될 수 있다. 예를 들면, 전체 또는 부분적으로 손상된 프레임이 통상의 에러 검출 코드를 사용하여 검출될 수 있다. 프레임이 소거된 것으로 판명되면, e=1이 되고 특정의 절차가 이하에 설명되는 바와 같이 개시된다. 그렇지 않은 경우, 즉, 소거되지 않은 경우(e=0), 정상 절차가 사용된다. 통상의 에러 검출 코드는 무선 통신 시스템의 통상의 무선 전송/수신 서브시스템부의 일부분으로서 구현될 수 있다.
소거의 결과(e=1)로서 적용된 완전한 교정 측정치 세트의 적용에 부가하여, 패리티 에러가 검출된 경우, 디코더는 이들 측정치의 서브세트를 채용한다. 패리티 비트는 코드화된 음성 신호 프레임의 두 서브프레임중 제 1 프레임의 피치 지연 인덱스에 근거하여 계산된다(G.729 드래프트 섹션3.7.1 참조). 이 패리티 비트는 디코더에 의해 계산된 후 인코더로부터 수신된 패리티 비트에 대하여 체크된다. 이들 두 패리티 비트가 동일하지 않은 경우, 지연 인덱스가 손상(본 실시예에서 PE=1)된 것으로 판정되어 피치 지연에 대한 특정의 처리가 유발된다.
설명을 명확히 하기 위하여, 본 발명의 예시적인 실시예는 개개의 기능적인 블럭도를 포함하여 나타내어진다. 이들 블럭이 나타내는 기능은, 제한적이지는 않지만 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 포함하는, 공유 또는 전용 하드웨어를 이용하여 제공될 수도 있다. 예를 들면, 제 1 도에 도시된 블럭은 단일의 공유 프로세서에 의해 제공될 수도 있다. (이 "프로세서"라는 용어는 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어만을 지칭하는 것으로 해석되어서는 안된다.)
예시적인 실시예는 AT&T DSP16 또는 DSP32C와 같은 디지탈 신호 프로세서(digital signal processor;DSP) 하드웨어, 이하에 설명되는 동작을 수행하는 소프트웨어를 저장하기 위한 판독-전용 메모리(ROM) 및 DSP 결과를 저장하기 위한 랜덤 액세스 메모리(RAM)를 포함할 수도 있다. 범용 DSP 회로와 결합된 주문형 초대규모 집적(very large scale Integration;VLSI) 회로는 물론, VLSI 하드웨어 실시예가 또한 제공될 수도 있다.
II. 예시적인 실시예
제 1 도는 본 발명에 따라 변경된 G.729 표준 드래프트 디코더의 블럭도를 도시한다(제 1 도는 청구된 본 발명의 특징을 더욱 분명히 도시하도록 보강된 G.729 표준 드래프트의 도면 3 의 버젼이다). 정상 동작(즉, 프레임 소거가 발생하지 않은 경우)시에 디코더는 섹션 4.1 - 4.2에서 설명된 바와 같이 G.729 표준 드래프트에 따라 동작한다. 프레임 소거동안 제 1 도에 도시된 실시예의 동작은 인코더로 부터의 정보 소거를 보상하기 위해 특정의 처리에 의해 증대된다.
A. 정상시 디코더 동작
G.729 표준 드래프트에 설명된 인코더는 매 10ms마다 압축 음성을 나타내는 데이타 프레임을 제공한다. 이 프레임은 80 비트로 이루어지며, G.729 표준 드래프트의 테이블 1 및 9에 상술되어 있다. 압축된 음성의 각 80 비트 프레임은 통신 채널을 통해, 인코더에 의해 생성된 프레임에 근거하여 음성(두 개의 서브프레임을 표시함) 신호를 합성하는 디코더로 전송된다. 프레임을 전송하는 채널(도시되지 않음)은 어떤 형태(예를 들면, 통상의 전화 네트워크, 패킷-기반 네트워크, 셀룰러 또는 무선 네트워크, ATM 네트워크 등)일 수도 있고 및/또는 저장 매체(예를 들면, 자기 저장장치, 반도체 RAM 또는 ROM, CD-ROM과 같은 광 저장장치 등)를 포함할 수도 있다.
제 1 도에 예시된 디코더는 적합 코드북(adaptive codebook;ACB) 부분 및 고정 코드북(fixed codebook;FCB) 부분을 모두 포함한다. ACB 부분은 ACB(50)와 이득 증폭기(55)를 포함한다. FCB 부분은 FCB(10), 피치 예측 필터(pitch predictivc filter;PPF)(20) 및 이득 증폭기(30)를 포함한다. 디코더는 전송된 파라미터(G.729 표준 드래프트 섹션 4.1 참조)를 디코딩하고, 재구성된 음성을 획득하기 위한 합성을 수행한다.
FCB(10)는 인코더에 의해 전송된 인덱스 I에 응답하여 동작한다. 인덱스 I는 스위치(40)를 통해 수신된다. FCB(10)는 서브프레임과 동일한 길이의 벡터 c(n)을 발생한다(G.729 표준 드래프트 섹션 4.1.2 참조). 이 벡터는 PPF(20)에 인가된다. PPF(20)는 FCB 이득 증폭기(30)에 적합한 벡터를 생성하도록 동작한다(G.729 표준 드래프트 섹션 3.8 및 4.1.3 참조). 증폭기는 채널로 부터의 이득을 인가하여 PPF(20)에 의해 생성된 벡터에 대해 크기 조정된 버젼을 발생한다(G.729 표준 드래프트 섹션 4.1.3 참조). 이 증폭기(30)로 부터의 출력 신호는(스위치(42)를 통해) 합산기(85)에 공급된다.
PPF(20)에 의해 생성된 벡터에 적용되는 이득은 인코더에 의해 제공된 정보에 근거하여 결정된다. 이 정보는 코드북 인덱스로서 전송된다. 디코더는 이들 인덱스를 수신하여 이득 수정 인수를 합성한다(G.729 표준 드래프트 섹션 4.1.4 참조). 이 이득 수정 인수는 코드 벡터 예측 에너지(E-) 프로세서(120)에 공급된다. E-프로세서(120)는 다음 식에 따라 코드 벡터 예측 오류 에너지의 값을 결정한다.
의 값은 5 개의 가장 최근의 (연속적인)값을 유지하는 프로세서 버퍼에 저장된다.은 서브프레임 n에서 고정 코드 벡터의 예측된 에러 에너지를 표시한다. 코드벡터의 예측된 평균-제거 에너지는 과거값의 가중된 합으로서 형성된다. 즉,
이고, 여기서 b = [0.68 0.58 0.34 0.19] 이고 과거값은 버퍼로부터 획득된다. 그리고 나서, 이러한 예측된 에너지는 프로세서(120)로부터 예측 이득 프로세서(125)로 출력된다.
프로세서(125)는 코드북(10)에 의해 공급된 코드 벡터의 실제 에너지를 결정한다. 이것은 다음 식에 따라 수행된다.
여기서 i 는 벡터의 샘플을 인덱스한다. 이 때 예측 이득은 다음과 같이 계산된다.
여기서 E는 FCB의 평균 에너지(예를 들면, 30dB)이다.
마지막으로, 실제의 크기조정 인수(또는 이득)는 수신된 이득 수정 인수 γ와 예측 이득 g'c를 곱셈기(130)에서 곱하므로써 계산된다. 그리고 나서, 이 값은 PPF(20)에 의해 제공된 고정 코드북 제공값을 크기조정하기 위해 증폭기(30)에 공급된다.
디코더의 ACB 부분에 의해 발생된 출력 신호는 또한 합산기(85)에 제공된다. 이 ACB 부분은, 과거 여기 신호에 근거하여 서브프레임과 동일한 길이의 여기 신호 v(n)과 채널을 통해 인코더로부터 (스위치(43)를 통해) 수신된 ACB 피치-주기 M을 발생하는 ACB(50)를 포함한다(G.729 표준 드래프트 섹션 4.1.1 참조). 이 벡터는 채널을 통해 수신된 이득 인수에 근거하여 증폭기(55)에 의해 크기조정된다. 이 크기조정된 벡터가 ACB 부분의 출력이 된다.
합산기(85)는 디코더의 FCB 부분과 ACB 부분으로 부터의 신호에 응답하여 여기 신호 u(n)을 발생한다. 이 여기 신호 u(n)는, 채널을 통해 수신된 LP 계수 ai에 근거하여 음성 신호를 합성하는 LP 합성 필터(90)에 인가된다(G.729 표준 드래프트 섹션 4.1.6 참조).
마지막으로, LP 합성 필터(90)의 출력은, 적합 후필티링(adaptive postfiltering)(G.729 표준 드래프트 섹션 4.2.1-4.2.4 참조), 고역 통과필터링(G.729 표준 드래프트 섹션 4.2.5 참조) 및 크기 상향 조정(up-scaling)(G.729 표준 드래프트 섹션 4.2.5 참조)을 수행하는 후치 프로세서(post processor)(100)에 공급된다.
B. 프레임 소거 발생시 여기 신호 합성
프레임 소거 발생시에, 제 1 도에 도시된 디코더는 (무언가 수신하기는 한다고 하더라도), 여기 신호 u(n)가 합성될 수 있는, 신뢰성있는 정보를 수신하지 못한다. 따라서, 디코더는 코드북(10)으로부터 어느 신호 샘플 벡터가 추출되어야 하는지 또는 적합 코드북(50)에 대해 사용하기에 적절한 지연 값이 무엇인지를 모르게 된다. 이 경우에, 디코더는 음성 신호의 합성시에 사용하기 위한 '대체(substitute)' 여기 신호를 획득해야 한다. 프레임 소거 주기동안 대체 여기 신호의 발생은 소거된 프레임이 보이스된(voiced)(주기적(periodic) 것으로 또는 언보이스된(unvoiced)(비주기적(aperiodic)) 것으로 분류되었는지에 의존한다. 소거된 프레임에 대한 주기성 표시는 후치 프로세서(100)로부터 획득되며, 후치 프로세서(100)는 각각의 적절하게 수신된 프레임을 주기적 또는 비주기적인 것으로 분류한다(G.729 드래프트 섹션 4 2.1 참조). 소거된 프레임은 후치 필터에 의해 처리된 이전 프레딩과 동일한 주기성 분류를 갖는 것으로 취급된다. 주기성을 나타내는 이진 신호 v는 후치 필터 변수 gpit에 따라 결정된다. gpit>0 이면, 신호 v=1이고, 그렇지 않으면 v=0이다. 따라서, 예를 들면, 마지막 양호한 프레임이 주기적인 것으로서 분류되었다면 v=1이고, 그렇지 않으면 v=0이다.
1. 주기적 음성을 표시하는 프레임의 소거 발생시
주기적(v=1)인 운성을 표시하는 것으로 생각되는 프레임이 소거(e=1)된 경우, 고정 코드북의 제공값은 제로로 설정된다. 이것은 스위치(42)의 상태(화살표의 방향으로)를, 증폭기(30)가 합산기(85)에 결합되는 그의 (바이어스된) 정상 동작 위치로부터, 여기 신호 u(n)으로부터 고정 코드북 제공값을 분리하는 위치로 스위칭하므로써 성취된다. 이 상태의 스위칭은 앤드-게이트(AND-게이트)(110)(앤드-게이트는 프레임이 소거되고, 즉, e=1이고, 프레임이 주기적 프레임, 즉, v=1인 조건에 대해 테스트한다)에 의해 발생된 제어 신호에 따라 이루어진다. 한편, 적합 코드북의 제공값은 스위치(45)에 의해 그의 정상 동작 위치로 유지(e=1이지만 v=0는 아니므로)된다.
소거된 프레임동안 적합 코드북에 의해 사용되는 피치 지연 M은 지연 프로세서(60)에 의해 결정된다. 지연 프로세서(60)는 인코더로부터 가장 최근에 수신된 피치 지연값을 저장한다. 이 값은 수신된 각각의 연속적인 피치 지연값으로 덮어 쓰여진다. "양호한(good)"(올바르게 수신된) 프레임에 후속하는 제 1 소거 프레임동안, 지연 프로세서(60)는 마지막 양호 프레임(즉, 이전 프레임)의 피치 지연값과 동일한 M 값을 발생한다. 과잉 주기성을 회피하기 위하여, 각각의 연속적인 소거 프레임동안 프로세서(60)는 M 값을 1씩 증가시킨다. 프로세서(60)는 M 값을 143 샘플 이하로 제한한다. 스위치(43)는, 보이스된 프레임의 소거 표시(즉, e=1 및 v=1)에 응답하여 상태를 그의 정상 동작 위치로부터 그의 "보이스된 프레임 소거" 위치로 변경하므로써 프로세서(60)로부터 적합 코드북(50)으로 피치 지연값을 인가하는것에 영향을 준다.
적합 코드북 이득은 섹션 C에서 이후에 설명되는 절차에 따라, 보이스된 프레임이 소거 발생시에 또한 합성된다. 스위치(44)는, 스위치(43)가 상태를 그의 정상 동작 위치로부터 그의 "보이스된 프레임 소거" 위치로 변경하므로써 합성된 적합 코드북 이득의 적합을 실행한다는 점에서, 스위치(43)과 동일하게 동작함에 주목하자.
2. 비주기적인 음성을 표시하는 프레임의 소거 발생시
비주기적(v=0)인 음성을 표시하는 것으로 생각되는 소거(e=1) 프레임동안, 적합 코드북의 제공값은 제로로 설정된다. 이것은, 스위치(45)가 상태를, 증폭기(55)가 합산기(85)에 결합되는 (바이어스된) 정상 동작 위치로부터, 여기 신호 u(n)으로부터 적합 코드북 제공값을 분리하는 위치로 스위칭하므로써 성취된다. 이러한 상태의 스위칭은 앤드-게이트(75)(앤드-게이트는 프레임이 소거되고, 즉, e=1이고, 프레임이 비주기적인 프레임, 즉, v=1이 아닌 조건에 대해 테스트한다)에 의해 발생되는 제어 신호에 따라 이루어진다. 한편, 고정 코드북의 제공값은 스위치(42)에 의해 정상 동작 위치로 유지(e=1이지만 v=0이므로)된다.
고정 코드북 인덱스 1 및 코드북 벡터 부호는 소거시에 이용되지 않는다. 고정 코드북 인덱스 및, 코드북 벡터 c(n)이 결정될 수 있는 부호 인덱스를 합성하기 위해, 난수 발생기(random number generator)(45)가 이용된다. 난수 발생기(45)의 출력은 스위치(40)를 통해 고정 코드북(10)에 결합된다. 스위치(40)는 일반적으로 인덱스 I 및 부호 정보를 고정 코드북에 결합하는 상태로 존재한다. 그러나, 게이트(47)는, 비주기적 프레임의 소거 발생시(e=1 이고 v=1이 아닌 경우)스위치로 하여금 상태를 변화시키게 하는 제어 신호를 스위치(40)에 인가한다.
난수 발생기(45)는 다음과 같은 함수를 채용하여 고정 코드북 인덱스 및 부호를 발생한다.
초기값 = 초기값 * 31821 + 13849
발생기(45)의 초기 값은 21845이다. 주어진 코더의 서브프레임동안, 코드북 인덱스는 난수의 13개의 최소 유효 비트이다. 임의 부호는 그 다음 난수의 4개의 최소 유효 비트이다. 따라서, 난수 발생기(45)는 필요한 각각의 고정 코드북 벡터에 대해 두번 실행한다. 노이즈 벡터(noise vector)는, FCB와 결합하여 난수 발생기를 사용하여서라기 보다는 오히려 샘플 단위(sample-by-sample basis)로 발생될 수도 있음에 주목하자.
고정 코드북 이득은 섹션 D에서 이후에 설명되는 절차에 따라 비주기적 프레임 소거 발생시에 또한 합성된다. 스위치(41)는, 스위치(40)가 상태를 그의 정상 동작 위치로부터 "보이스된 프레임 소거" 위치로 변경하므로써 합성된 고정 로드북 이득의 적용에 영향을 준다는 점에서, 스위치(40)와 동일하게 동작함에 주목하자.
PPF(20)는 (지연값이 서브프레임 미만인 경우) 주기성을 부가하므로, PPF(20)는 비주기적 프레임 소거 발생시 사용되어서는 안된다. 그러므로 스위치(21)는 e=0인 경우의 FCB(10)의 출력이나 또는 e=1인 경우의 PPF(20)의 출력중 어느 하나를 선택한다.
C. 소거 프레임에 대한 LP 필터 계수
소거 프레임동안 합성된 여기 신호 u(n)는 LP 합성 필터(90)에 인가된다. 인코더로 부터의 데이타에 의존하는, 디코더의 다른 구성요소들의 경우처럼, LP 합성 필터(90)도 소거 프레임동안 대체 LP 계수 ai를 가져야 한다. 이것은 마지막 양호한 프레임의 LP 계수를 반복하므로써 성취된다. 비소거된 프레임동안에 인코더로부터 수신된 LP 계수는 메모리(95)에 의해 저장된다. 새로이 수신된 LP 계수는 메모리(95)내의 이전에 수신된 계수에 덮여쓰여진다. 프레임 소거 발생시, 메모리(95)내에 저장된 계수는 스위치(46)를 통해 LP 합성 필터에 공급된다. 스위치(46)는 정상 상태에서 양호 프레임 동안에 수신된 LP 계수를 필터(90)에 전달하도록 바이어스된다. 그러나, 소거 프레임 발생(e=1)시, 스위치(46)는, 메모리(95)를 필터(90)에 결합시키는 상태로 (화살표 방향으로) 변경된다.
D. 적합 및 고정 코드북 이득의 감쇠
앞서 설명된 바와 같이, 적합 및 고정 코드북(50,10)은 모두, 크기조정 인수(scale factor)를 코드북 출력 신호에 적용하는 대응하는 이득 증폭기(55,30)를 갖는다. 대개, 이들 증폭기에 대한 크기조정 인수의 값은 인코더에 의해 공급된다. 그러나, 프레임 소거 발생시, 이 크기조정 인수 정보는 인코더로부터 이용할 수 없게 된다. 그러므로 크기조정 인수 정보가 합성되어야 한다.
적합 및 고정 코드북 모두의 경우, 크기조정 인수의 합성은 이전의 서브프레임에서 사용된 크기조정 인수의 값을 크기조정(또는 감쇠)하는 감쇠 프로세서(65,115)에 의해 성취된다. 따라서, 양호한 프레임에 후속하는 프레임 소거 발생시, 증폭기 용도의 소거 프레임의 제 1 서브프레임의 크기조정 인수의 값은 감쇠 인수(attenuation factor)에 의해 곱하여진, 양호한 프레임으로 부터의 제 2 크기 조정 인수이다. 연속적인 소거 서브프레임의 경우에, 그 후의 소거 서브프레임(서브프레임 n)은 감쇠 인수가 곱해진 이전의 소거서브프레임(서브프레임 n-1)으로부터의 크기조정 인수 값을 사용한다. 이러한 기법은 아무리 많은 연속적인 소거 프레임(및 서브프레임)이 발생한 경우에도 이용된다. 감쇠 프로세시(65,115)는, 소거된 그 다음 서브프레임이 소거된 서브프레임인 경우에, 양호한 프레임으로 수신되었거나 소거 프레임동안 합성되었든 간에, 각각의 새로운 크기조정 인수를 저장한다.
보다 상세히 설명하면, 감쇠 프로세서(115)는 다음 식에 따라 소거 서브프레임 n에 대한 고정 코드북 이득 gc을 합성한다.
감쇠 프로세서(65)는 다음 식에 따라 소거 서브프레임 n에 대한 적합 코드북 이득 gp를 합성한다.
또한, 프로세서(65)는 합성된 이득의 값을 0.9 미만으로 제한(또는 클리핑(clipping))한다. 바람직하지 않은 효과(perceptual effect)를 회피하기 위해 이득 감쇠 프로세스가 수행된다.
E. 이득 예측기 메모리의 감쇠
앞서 설명된 바와 같이, E-프로세서(120)의 일부를 형성하는 버퍼가 있으며, 이 버퍼는 예측 오류 에너지의 5 개의 가장 최근 값을 저장한다. 이 버퍼는 고정 코드북으로 부터의 코드 벡터의 예측 에너지 값을 예측하는데 사용된다.
그러나 프레임 소거로 인해, 인코더로부터 디코더로 새로운 예측 오류 에너지 값에 대해 전송된 어떠한 정보도 존재하지 않게 된다. 그러므로 이들 값이 또한 합성되어야 한다. 이 합성은 다음 식에 따라 E-프로세서(120)에 의해 성취된다.
따라서,에 대한 새로운 값은의 4 개의 이전 값의 평균치에서 4dB을 뺌으로써 계산된다.값의 감쇠는, 일단 양호한 프레임이 수신되면 바람직하지 않은 음성 왜곡이 발생되지 않도록 하기 위해 수행된다. 합성된 R의 값은 -14dB 이하로 떨어지지 않도록 제한된다.
F. 예시적인 무선 시스템
앞서 설명된 바와 같이, 본 발명은 무선 음성 통신 시스템에 응용된다. 제 2 도는 본 발명의 실시예를 채용하는 예시적인 무선 통신 시스템을 나타낸다. 도 2는 송신기(600)와 수신기(700)를 포함한다. 송신기(600)의 실시예는 무선 기지국이다. 수신기(700)의 실시예는, 예를 들면, 셀룰러 또는 무선 전화기나, 또는 다른 개인용 통신 시스템 장치와 같은 이동 사용자 단말기이다. (물론, 무선 기지국 및 사용자 단말기는 제각기 수신기 및 송신기 회로를 또한 포함할 수도 있다.) 송신기(600)는, 예를 들면, G.729 드래프트에 따른 코더일 수도 있는 음성코더(610)를 포함한다. 송신기는 또한 에러 검출(또는 검출 및 수정) 기능을 제공하는 통상의 채널 코더(620), 통상의 변조기(630) 및 통상의 무선 송신 회로를 포함하며, 이들은 당분야에 잘 공지되어 있다. 송신기(600)에 의해 송신되는 무선 신호는 전송 채널을 통해 수신기(700)에 의해 수신된다. 예를 들면, 송신된 신호의 다양한 다중경로 성분의 가능한 파괴적인 간섭으로 인해, 수신기(700)는 전송 비트의 안전한 수신을 방해하는 심한 페이딩 상태에 놓일 수도 있다. 이러한 상황하에서, 프레임 소거가 발생할 수 있다.
수신기(700)는 통상의 무선 수신기 회로(710), 통상의 복조기(720), 채널 디코더(730) 및 본 발명에 따른 음성 디코더(740)를 포함한다. 채널 디코더는, 자신이 실질적인 수의 비트 에러(또는 수신되지 않은 비트)의 존재를 검출할 때마다 프레임 소거 신호를 발생한다. 대안적으로(또는 이러한 채널 디코더의 프레임 소거 신호에 부가하여), 복조기(720)가 디코더(740)에 프레임 소거 신호를 제공할 수도 있다.
G. 결말
이상 본 발명의 특정 실시예가 도시되고 설명되었지만, 이들 실시예는 본 발명의 원리의 응용시에 인출될 수 있는 많은 가능한 특정 장치를 단지 예시한 것임을 이해해야 한다. 당분야에 통상의 지식을 가진 자라면, 본 발명의 정신 및 범주로부터 벗어나지 않고 본 발명의 원리에 따라 많고 다양한 다른 장치가 안출될 수 있음을 알 것이다.
또한, 본 발명의 예시적인 실시예는 코드북 "증폭기"를 언급하였지만, 당분야에 통상의 지식을 가진 자라면 이 용어가 디지탈 신호의 크기조정을 포함함을 이해할 것이다. 또한, 이러한 크기조정은, 1보다 큰 크기조정 인수는 물론, 1이하인 크기조정 인수(음수 값을 포함함)로도 성취될 수 있다.
주 : 이 권장안이 ITU에 의해 승인될 때까지 C코드는 물론 테스트 벡터도 ITU로부터 이용되지 않을 것이다. 이 C 소스 코드를 획득하기 위한 연락처 :
Mr . Gerhard Schroeder , Rapporteur SG15/Q.12
Deutsche Telekom AG, Postfach 100003, 64276 Darmstadt , Germany
전화:+49 6151 83 3937, 팩스:+496151 837828,
전자우편:gerbard.schroeder@fz13 fz.dbp.de
1. 소개
이 권장안은 결합-구조-대수학-코드-여기형 선형-예측(CS-ACELP) 코딩을 이용한 8kbit/s 음성 신호의 코딩을 위한 알고리즘에 대한 설명을 포함한다.
이 코더는, 우선 아날로그 입력 신호의 전화 대역폭 필터링(ITU 권장안G.710)을 수행한 후, 800Hz에서 신호를 샘플링하고, 그 후 다시 인코더로의 입력을 위한 16비트 선평 PCM으로 변환므로써 획득된 디지탈 신호로 동작하도록 설계되었다. 디코더의 출력은 마찬가지의 방법으로 다시 아날로그 신호로 변환되어야 한다. 64 kbit/s PCM 데이타용 ITU 권장안 G.711에 의해 지정된 것과 같은, 다른 입/출력 특성은 인코딩하기 전에 16비트 선형 PCM으로 변환되거나, 또는 디코딩 후에 16비트 선형 PCM으로부터 적절한 포맷으로 변환되어야 한다. 인코더로부터 디코더로의 비트 스트림은 본 표준내에 정의된다.
이 권장안은 다음과 같이 구성된다. 섹션2는 CS-ACELP 알고리즘에 대한 일반적인 아우트라인을 제공한다. 섹션3 및 4에서는, 이 CS-ACELP 인코더 및 디코더 원리가 각각 설명된다. 섹션5는 16비트 고정 소수점 연산에서 이 코더를 정의하는 소프트웨어를 설명한다.
2. 코더의 일반적인 설명
CS-ACELP 코더는 코드-여기형 선형-예측(CELP) 코딩 모델에 기초한다. 이 코더는 8000 샘플/s의 샘플링 속도에서 80개의 샘플에 대응하는 10ms의 음성 프레임에 대해 동작한다. 매 10ms 프레임동안, 음성 신호는 CELP 모델의 파라미터(LP 필터 계수, 적합 및 고정 코드북 인덱스 및 이득)를 추출하기 위해 분식된다. 이들 파라미터는 인코드되어 전송된다. 코더 파라미터의 비트 할당은 테이블1에 도시된다. 디코더에서 이들 파라미터는 여기 및 합성 필터 파라미터를 복구하는데 사용된다.
테이블 1 : 8kbit/s CS-ACELP 알고리즘의 비트 할당(10ms 프레임)
음성은 LP 합성 필터를 통한 이 여기 신호를 필터링하므로써 재구성되며, 이것이 제 1 도에 도시된다. 단주기 합성 필터는 10차 선형 예측(LP) 필터에 기초한다. 장주기, 또는 피치 합성 필터는 서브프레임 미만의 지연동안 소위 적합 코드북 접근법을 이용하여 구현된다. 재구성된 음성을 산출한 후, 이 재구성된 음성은 후필터에 의해 더욱 증강된다.
2.1 인코더
인코더에서의 신호 흐름이 제 2 도에 도시된다. 입력 신호는 고역-통과 필터링된 후, 전-처리 블럭에서 크기조정된다. 전-처리된 신호는 모든 계속되는 분석에대한 입력 신호로서 작용한다. LP 부넉은 10ms 프레임당 한번 수행되어 LP 필터 계수를 산출한다. 이들 계수는 선 스펙트럼 쌍(line spectrum pairs;LSP)으로 변환되어 예측 2단계 벡터 양자화(vector quantization;VQ)를 이용하여 18비트로 양자화된다. 여기 시퀀스는, 지각 가중 왜곡 측정에 따라 최초 음성과 피합성 음성간의 에러가 최소화되는, 합성에-의한-분석형 탐색 절차를 이용하여 선정된다. 이것은 지각 가중 필터로 에러 신호를 필터링하므로써 수행되며, 지각 가중 필터의 계수는 비양자화된 LP 필터로부터 도출된다. 지각 가중량은 평탄한 주파수-응답을 갖는 입력 신호에 대한 성능을 개선하기에 적합하도록 이루어진다.
여기 파라미터(고정 및 적합 코드북 파라미터)는 5ms의 서브프레임(40개 샘플)마다 각각 결정된다. 양자화 및 비양자화된 LP 필터 계수는 제 2 서브프레임에 대해 이용되며, 제 1 서브프레임에서는 보간된 LP 필터 계수(양자화 및 비양자화된 경우 모두)가 이용된다. 개방-루프 피치 지연은 지각 피가중 음성 신호에 근거하여 10ms 프레임당 한번씩 평가된다. 그리고 나서 다음 동작이 각각의 서브프레임에 대해 반복된다. 즉, 타겟 신호 z(n)가 가중 합성 필터 W(n)/를 통해 LP 잉여를 필터링하므로써 산출된다. 이들 필터의 초기 상태는 LP 잉여 및 여주기의 에러를 필터링하므로써 갱신된다. 이것은 피가중 음성 신호로부터 피가중 합성 필터의 제로-입력 응답을 빼는 일반적인 접근법과 동등하다. 피가중 합성 필터의 임펄스 응답 h(n)이 산출된다.
그리고 나서 폐쇄-루프 피치 분석이, 대략 개방-루프 피치 지연 값을 탐색하므로써 타겟 z(n)과 임펄스 응답 h(n)을 이용하여 수행(적합 코드북 지연 및 이득을 발견)된다. 1/3 해(solution)를 갖는 분수의 피치 지연이 사용된다. 이 피치 지연값은 제 1 서브프레임에서 8비트로 인코드되며, 제 2 서브프레임에서는 다르게 5비트로 인코드된다. 타겟 신호 z(n)는 적합 코드북 제공값(필터링된 적합 코드벡터)을 제거하므로써 갱신되며, 이 새로운 타겟 신호 z2(n)는 (최적의 여기 신호 발견하기 위한) 고정 대수학 코드북 탐색시에 이용된다. 17비트의 대수학 코드북은 고정 코드북 여기 신호에 대해 이용된다. 적합 및 고정 코드북 이득은 7비트의 피양자화 벡터(MA 예측이 고정 코드북 이득에 인가됨)이다. 마지막으로, 필터 메모리는 산출된 여기 신호를 사용하여 갱신된다.
2.2 디코더
디코더에서의 신호 흐름이 제 3 도에 도시된다. 먼저, 파라미터 인덱스가 피수신 비트스트림으로부터 추출된다. 이들 인덱스는 10ms 음성 프레임에 대응하는 코더 파라미터를 획득하기 위해 디코드된다. 이들 파라미터는 LSP 계수, 2개의 분수 피치 지연, 2개의 고정 코드북 벡터 및 2세트의 적합 및 고정 코드북 이득을 포함한다. LSP 계수는 각각의 서브프레임동안 LP 필터 계수로 보간 및 변환된다. 그리고 나서, 각각의 40-샘플 서브프레임동안 다음 단계가 수행된다.
제각기의 이득으로 크기조정된 적합 및 고정 코드북 벡터를 가산하므로써 여기 신호가 구성된다.
LP 합성 필터를 통해 여기 신호를 필터링하므로써 음성이 재구성된다.
재구성된 음성 신호는, 장주기 및 단주기 합성 필터에 기초한 적합 후 필터로 이루어지는 후-처리 스테이지를 통과한 후, 고역-통과 필터링 및 크기조정 동작이 수행된다.
2.3 지연
이 코더는 10ms 프레임의 음성 및 다른 오디오 신호를 인코드한다. 또한, 5ms의 룩-어헤드(look-ahead)가 존재하므로, 총 15ms의 알고리즘 지연이 얻어진다. 이 코더의 실제 구현시에 모든 부가의 지연은 다음에 기인한다.
인코딩 및 디코딩 동작에 대해 요구되는 처리 시간
통신 링크상의 전송 시간
오디오 데이타를 다른 데이타와 결합할 때 발생하는 다중화 지연
2.4 음성 코더 설명
본 권장안의 음성 코딩 알고리즘에 대한 설명은 비트-정확, 고정-소수점 수학적 연산에 의해 이루어진다. 본 권장안의 주요부를 구성하는 섹션5에 표시된 ANSI C 코드는 이러한 비트-정확, 고정-소수점 기술 접근법을 반영한다. 인코더(섹션3) 및 디코더(섹션4)의 수학적 설명은, 본 권장안에 따르지 않는 코덱 구현(codec implementation)일 수도 있는 몇가지 다른 형태로 수행될 수 있다. 그러므로 섹션5의 C 코드 알고리즘 설명은, 모순이 발견될 때마다 섹션3 및 4의 수학적 설명에 대해 우선권을 갖게 된다. C 코드와 함께 사용될 수 있는 테스트 시퀀스의 비-소모성 세트가 ITU로부터 이용가능하다.
2.5 표시 규정
본 문헌에서는 다음과 같은 표시 규정이 유지된다.
코드북은 컬리그래픽(calisraphic) 문자로 표시된다(예를 들면, C)
타임 신호는 심볼과 괄호안의 샘플 시간 인덱스로 표시된다(예를 들면,s(n)). 심볼 n은 샘플 순간 인덱스로서 사용된다.
윗첨자 타임 인덱스(예를 들면, g(m))는 서브프레임 m에 대응하는 변수를 말한다.
윗첨자는 계수 어레이내 특정의 구성요소를 말한다.
는 파라미터의 피양자화 버젼을 말한다.
범위 표시는 직사각 괄호안에 범위를 기재하여 행해진다(예를 들면, [0.6,0.9]).
로그(log)는 기수 10을 갖는 대수를 표시한다.
테이블2는 본 문헌에서 사용된 가장 관련된 심볼을 리스트한다. 대부분의 관련된 신호의 용어 해설은 테이블3에 주어진다. 테이블4는 관련된 변수 및 그들의 사이즈를 나타낸다. 테이블5는 상수 파라미터를 수록한다. 본 권장안에서 사용되는 약어는 테이블6에 수록된다.
테이블 2 : 심볼의 설명
테이블 3 : 신호의 설명
테이블 4 : 변수의 설명
테이블 5 : 상수의 설명
테이블 6 : 약어의 설명
3. 인코더의 기능 설명
본 섹션에서는, 제 1 도에서 블럭으로 표시된 인코더의 여러가지 기능이 설명된다.
3.1 전-처리(Pre-processing)
섹션2에 설명된 바와 같이, 음성 인코더로의 입력은 16비트 PCM 신호인 것으로 가정한다. 두개의 전-처리 기능, 즉, 1) 신호 크기조정, 2) 고역-통과 필터링이 인코딩 처리전에 인가된다.
크기조정은 입력 신호를 인수 2로 나누어 고정-소수점 수행시의 오버플로우 발생 가능성을 감소시킨다. 고역-통과 필터는 바람직하지 않은 저주파 성분에 대한 예방조치로서의 역할을 한다. 140Hz의 컷오프 주파수를 갖는 2차 폴/제로 필터(second order pole/zero filter)가 사용된다. 크기조정 및 고역-통과 필터링양자는 이 필터의 분자 계수를 2로 나누므로써 결합된다. 그 결과 필터는
로 주어진다. Hh1(z)를 통해 필터링된 입력 신호는 s(n)으로서 언급되며, 모든 연속되는 코더 동작시에 사용된다.
3.2 선형 예측 분석 및 양자화
장주기 분석 및 합성 필터는 10차 선형 예측(LP) 필터에 기초한다. 이 LP 합성 필터는
로서 정의되며, 여기서, i=1,....,10, 는 (양자화된) 선형 예측(LP) 계수이다. 단주기 예측 또는 선형 예측 분석은 30ms 비대칭 윈도우로 자동상관 접근법을 이용하여 음성 프레임당 한번 수행된다. 매 80 샘플(10ms)마다, 윈도우된 음성의 자동상관 계수가 계산되어, 레빈슨 알고리즘을 이용하여 LP계수로 변환된다. 그리고 나서, LP 계수는 양자화 및 보간을 목적으로 LSP 영역으로 변환된다. 피보간 양자화 및 비양자화 필터는 다시 LP 필터 계수로 변환(되어 각 서브프레임에서 합성 및 가중 필터를 구성하게)된다.
3.2.1윈도윙 및 자동상관 계산
LP 분석 윈도우는 두 부분으로 구성된다. 제 1 부분은 반 해밍 윈도우(halfa Hamming window)이고 제 2 부분은 ¼ 코사인 함수 사이클이다. 윈도우는
로 주어진다. LP 분석시의 룩어헤드(lookahead)는 5ms이며, 이것은 미래의 음성 프레임으로부터 40개의 샘플이 필요함을 의미한다. 이것은 인코더 스테이지에서 5ms의 가외 지연(extra delay)으로 변환된다. LP 분석 윈도우는 과거 음성 프레임으로부터 120 샘플, 현재 음성 프레임으로부터 80 샘플 및 미래 음성 프레임으로부터 40 샘플에 인가된다. LP 분석시의 윈도윙이 제 4 도에 도시된다.
제 4 도 : LP 분석시의 윈도윙 상이한 섀도윙 패턴은 대응하는 여기 및 LP 분석 프레임을 식별한다.
윈도우된 음성의 자동상관 계수,
는,
에 의해 계산된다. 하위-레벨 입력 신호에 대한 산술 문제를 회피하기 위하여, r(0)의 값은 r(0)=1.0의 하한치(lower boundary)를 갖는다. 60Hz 대역폭 확대는, 자동상관 계수를 다음
과 곱하므로써 인가되며, 여기서 f0=60Hz는 대역폭 확대이고, fs=8000Hz는 샘플링 주파수이다. 또한, r(0)는 백색 노이즈 수정 인수(white noise correction factor) 1.0001로 곱해지며, 이것은 -40dB에서 노이즈 플로어(noise floor)를 더한 것과 동일하다.
3.2.2 레빈슨-더빈 알고리즘
수정된 자동상관 계수,
는 다음 식,
의 해를 구하므로써 LP 필터 계수 ai,i=1,......,10,을 획득하는데 사용된다. 식(8)은 레빈슨-더빈 알고리즘을 이용하므로써 해가 얻어진다. 이 알고리즘은다음과 같다.
3.2.3 LP의 LSP로의 변환
LP 필터 계수 ai,i=1,......,10,는 양자화 및 보간을 목적으로 선 스펙트럼쌍(LSP) 표시로 변환된다. 10차 LP 필터의 경우, LSP 계수는 합과 차 다항식
를의 근(root)으로서 제각기 정의된다. 다항식 F1'(z)은 대칭이고, 다항식 F2'(z)는 비대칭이다. 이들 다항식의 모든 근은 단위 원상에 놓임이 증명될 수 있으며, 이들은 서로 교호한다. F1'(z)은 z=-1(ω=π)의 근을 가지며, F2'(z)는 z=1(ω=0)의 근을 갖는다. 이들 근을 제거하기 위하여, 새로운 다항식
를 정의한다. 각 다항식은 단위 원상에 5 개의 공액 근을 가지므로, 이 다항식은
로 기재될 수 있고, 여기서 qi=cos(ωi)이고, ωi는 선 스펙트럼 주파수(LSF)이고, 이들은 0<ω1<ω2<....<ω10< π의 순차 특성을 만족한다. 여기서 qi는 코사인 영역에서 LSP 계수로서 언급된다.
다항식 F1(z) 및 F2(z)은 대칭이므로, 각 다항식의 단지 처음 5개의 계수만이 계산하는데 필요하다. 이들 다항식의 계수는 다음의 순환 관계(recursive relations)에 의해 발견되며,
여기서 f1(0)=f2(0)=1.0이다. LSP 계수는 0과 π사이에 동일한 간격으로 이격된 60개의 지점에서 다항식 F1(z) 및 F2(z)의 값을 구하여 부호(sign)의 변화를 체크하므로써 얻어진다. 부호 변화는 근의 존재를 의미하며, 이 때 부호 변화 간격은 그 근을 보다 더 잘 추적하기 위해 4로 나뉘어진다. 체비쉐프 다항식(Chebyshev polynomials)은 F1(z) 및 F2(z)의 값을 구하는데 사용된다. 이 방법에서는, 근이 코사인 영역 {qi}에서 직접 구해진다. z=eiω에서 산출된 다항식 F1(z) 또는 F2(z)은 다음과 같이 기재될 수 있으며,
여기서 Tm(z)=cos(mω)는 m차 체비쉐프 다항식이고, f(i), i=1,......,5,는 식(15)에서 계산된 F1(z) 또는 F2(z)중 어느 하나의 계수이다. 다항식 C(x)는 다음의 순환 관계를 이용하여 x=cos(ω)의 특정 값에서 구해지며,
3.2.4 LSP 계수의 양자화
LP 필터 계수는 주파수 영역에서 LSP 표시를 이용하여 양자화된다. 즉,
이며, 여기서 ωi는 정규화된 주파수 영역 [0,π]에서의 선 스펙트럼 주파수(LSF)이다. 피변환 4차 MA 예측이 현재의 LSF 계수 세트를 예측하는데 사용된다. 계산된 계수 세트와 예측된 계수 세트 사이의 차는 2-스테이지 벡터 양자화기를 사용하여 양자화된다. 제 1 스테이지는 128개의 엔트리(7비트)를 갖는 코드북 L1을 이용하는 10차원 VQ이다. 제 2 스테이지는, 제각기 32개의 엔트리(5비트)를 갖는 두 개의 5차원 코드북, L2 및 L3를 이용하는 분리 VQ로서 구현된 10비트 VQ이다.
양자화 처리를 설명하기 위해서, 먼저 디코딩 처리를 설명하는 것이 편리하다. 각 계수는 두 코드북의 합, 즉,
으로부터 획득되며, L1, L2 및 L3는 코드북 인덱스이다. 양자화된 LP 합성 필터내에서의 심한 공명을 회피하기 위하여, 계수 li는 인접한 계수가 J의 최소 거리를 갖도록 정렬된다. 재정렬 루틴(routine)은 다음과 같다.
이 재정렬 처리는 두번 실행된다. J=0.0001의 값으로 한번, 그리고 나서, J=0.000095의 값으로 한번 실행된다.
이러한 재정렬 처리후, 현재 프레임 n에 대한 양자화된 LSF 계수는 이전 양자화기 출력 l(m-k)과 현재 양자화기 출력 l(m)의 가중 합,
으로부터 획득되며, mi k는 피변환 MA 예측기의 계수이다. 어느 MA 예측기가이용될 것인지는 분리된 비트 L0에 의해 정의된다. 개시시에, li (k)의 초기치는 모든 k<0에 대하여 li=iπ/11로 주어진다.
를 계산한 후, 대응하는 필터가 안정성에 대하여 체크된다. 이것은 다음과 같이 행해진다.
1. 계수를 증가하는 값 순으로 정렬,
2. 만약<0.005면=0.005,
3.<0.0001,이면, 이때,i=1,......,9,
4. 만약>3.135이면,=3.135.
LSF 파라미터를 인코딩하기 위한 절차는 다음과 같이 요약될 수 있다. 두 MA 예측기중 각각에 대해, 현재 LSF 벡터에 대한 최고의 근사치가 발견되어야 한다. 최고의 근사치는 피가중 평균-제곱 에러를 최소화하는 값으로서 정의된다.
가중치 ωi는 비양자화된 LSF 계수의 함수로서 다음과 같이 적합된다.
또한, 가중치 ω5및 ω6은 각각 1.2에 의해 곱하여진다.
현재 프레임에 대해 양자화되어야 할 벡터는
로부터 획득된다.
제 1 코드북 L1이 검색되어, (비가중) 평균-제곱된 에러를 최소화하는 엔트리 L1이 선택된다. 그리고 나서 제 2 코드북 L2이 검색되며, 이것은 제 2 스테이지의 하부(lower part)를 정의한다. 각각의 가능한 후보값들에 대해, 부분 벡터, i=1,......,5,가 식(20)을 사용하여 재구성되며, 0.0001의 최소 거리를 보장하도록 재정렬된다. 제 1 스테이지 후보값들에 더하여져 재정렬된 후 피가중 MSE 면에서 최상인 대응하는 타겟의 하부에 근사하는 인덱스 L2를 갖는 벡터가 선택된다. 선택된 제 1 스테이지 벡터 L1 및 제 2 스테이지의 하부(L2)를 이용하여, 제 2 스테이지의 상부(higher part)가 코드북 L3로부터 검색된다. 다시 한번 재정렬 절차가 0.0001의 최소 거리를 보장하도록 행해진다. 전체 피가중 MSE를 최소화하는 벡터 L3가 선택된다.
이러한 처리는 코드북 L0에 의해 정의된 두개의 MA 예측기 각각에 대하여 수행되며, 최저 피가중 MSE를 생성하는 MA 예측기 L0가 선택된다.
3.2.5 LSP 계수의 보간
양자화된(또는 비양자화된) LP 계수는 제 2 서브프레임에 대해 이용된다. 제 1 서브프레임동안, 양자화된(또는 비양자화된) LP 계수는 인접하는 서브프레임의 대응하는 파라미터의 선형 보간으로부터 획득된다. 보간은 q 영역에서 LSP 계수에 대해 수행된다. 프레임 m의 제 2 서브프레임에서의 LSP 계수가 qi (m)이고, 과거 프레임 (m-1)의 제 2 서브프레임에서의 LSP 계수가 qi (m-1)이라 하자. 각각의 제 2 서브프레임에서 (비양자화된) 피보간 LSP 계수는
로 주어진다. 동일한 보간 절차가 양자화된 LSP 계수의 보간에 대하여도 식(24)에서 qi를로 대체하므로써 이용된다.
3.2.6 LSP의 LP로의 변환
일단 LSP 계수가 양자화되어 보간되면, 이들은 다시 LP 계수 {ai}로 변환된다. LP 영역으로의 변환은 다음과 같이 수행된다. F1(z) 및 F1(z)의 계수는 양자화 및 보간된 LSP 계수를 알고 식(13) 및 (14)를 확장하므로써 발견된다. qi로부터 f1(i), i+1,...,5를 계산하기 위해 다음의 순환 관계가 사용된다.
여기서 초기치 f1(0)=1, f1(-1)=0이다. 계수 f2(i)는 q2i-1을 q2i로 대체하므로써 마찬가지로 계산된다.
일단 f1(i)와 f2(i)가 구해지면, F1(z) 및 F2(z) 에 1+z-1및 1-z-1이 제각기 곱하여져서 다음과 같이 F1'(z) 및 F2'(z)이 획득된다.
마지막으로, LP 계수는 다음과 같이 얻어진다.
이것은 관계식 A(z)=(F1'(z)+F2'(z))/2로부터 직접 구해지며, 이것은 F1'(z) 및 F2'(z)가 각각 대칭 및 비대칭 다항식이기 때문이다.
3.3 지각 가중
지각 가중 필터는 비양자화된 LP 필터 계수에 기초하며,
γ1및 γ2의 값은 필터 W(z)의 주파수 응답을 결정한다. 이들 변수를 적절히 조정하므로써 가중을 더욱 효과적으로 할 수 있다. 이것은 γ1및 γ2를 입력신호의 스펙트럼 형상의 함수 만드므로써 성취된다. 이러한 적합은 10ms 프레임에 한 번 수행되지만, 각각의 제 1 서브프레임에 대한 보간 절차는 이러한 적합 처리를 유연하게 하는데 사용된다. 이 스펙트럼 형상은, 레빈슨-더빈 순환 알고리즘으로부터의 생성물(섹션 3.2.2)처럼 2차 선형 예측 필터로부터 획득된다. 반사계수 ki는,
에 의해 로그 영역 비율(Log Area Ratio;LAR) 계수 oi로 변환된다. 제 1 서브프레임에 대한 LAR 계수 이전 프레임으로 부터의 LAR 파라미터를 이용하여 선형보간을 통해 획득되며,
로 주어진다. 스펙트럭 엔벨로프(spectral envelope)는 평탄한(플랫(flat)=1)이거나 경사진(플랫=0) 것으로서 특성지워진다. 각각의 서브프레임에 대해, 이러한 특성은 LAR 계수에 임계 함수를 적용하므로써 획득된다. 급속한 변화를 회피하기 위해, 이전 서브프레임 (m-1)에서의 플랫의 값을 감안하므로써 히스테리시스(hysteresis)가 이용된다. 즉,
이다. 서브프레임동안 보간된 스펙트럼이 평탄한(flat(m)=1) 것으로서 분류된 경우, 가중 인수는 γ1= 0.94 및 γ2= 0.6으로 세트된다. 스펙트럼이 경사진(flat(m)=0) 것으로서 분류된 경우, γ1= 0.98로 세트되고, γ2는 LP 합성 필터내의 공명 강도에 적합되지만, 0.4와 0.7 사이로 제한된다. 강한 공명이 존재하는 경우, γ2의 값은 상한치에 가깝게 세트된다. 이러한 적합은 현재 서브프레임에 대한 두 개의 연속적인 LSP 계수 사이의 최소 거리에 기초한 기준에 의해 성취된다. 이 최소 거리는,
로 주어진다. γ2를 계산하기 위해 다음의 선형 관계식이 사용된다.
서브프레임의 피가중 음성 신호는,
로 주어지며, 피가중 음성 신호는 음성 프레임의 피치 지연 값을 구하는데 사용된다.
3.4 개방-루프 피치 분석
최선의 적합 코드북 지연값에 대한 탐색의 복잡성을 감소시키기 위하여, 탐색 범위가 개방-루프 피치 분석으로부터 획득된 후보 지연값 Top주위로 제한된다. 이 개방-루프 피치 분석은 프레임(10ms)당 한 번 수행된다. 개방-루프 피치 산출은 식(33)의 피가중 음성 신호 sω(n) 을 이용한다. 제 1 단계에서, 3개의 상관 최대치,
가 다음의 세 범위내에서 얻어진다. 즉,
보유된 최대치 R(ti), i=1,...,3는 다음식을 통해 정규화된다.
세 개의 정규화된 상관값중 하나가 하한 범위내의 값을 만족하는 지연값으로선택된다. 이것은 더 긴 지연값에 대응하는 정규화된 상관치를 가중시키므로써 수행된다. 최선의 개방-루프 지연 Top는 다음과 같이 결정된다.
지연값을 3개의 섹션으로 나누어 보다 낮은 섹션을 선택하는 이러한 절차는 피치의 배수들이 선택되는 것을 회피하기 위해 이용된다.
3.5 임펄스 응답의 계산
피가중 합성 필터 W(z)/의 임펄스 응답, h(n)이 각각의 서브프레임에 대해 계산된다. 이 임펄스 응답은 적합 및 고정 코드북의 탐색을 위해 요구된다.임펄스 응답 h(n)은 두개의 필터 1/및 1/를 통해 제로로 연장된 필터의 계수의 벡터를 필터링하므로써 계산된다.
3.6 타겟 신호의 계산
적합 코드북 탐색을 위한 타겟 신호 z(n)는 대개 식(33)의 피가중 음성 신호 sω (n)로부터 피가중 합성 필터의 제로-입력 응답을 뺌으로써 계산된다. 이것은 서브프레임 단위로 수행된다.
본 권장안에서 이용되기도 한, 타겟 신호를 계산하기 위한 동일한 절차는 합성 필터 1/와 가중 필터의 결합을 통해 LP 잉여 신호 r(n) 신호를 필터링하는 것이다. 서브프레임에 대한 여기 신호를 결정한 후, 이들 필터의 초기치는 LP 잉여 신호 및 여기 신호간의 차를 필터링하므로써 갱신된다. 이들 필터의 메모리 갱신에 대하여는 섹션 3.10에서 설명된다.
타겟 벡터를 구하는데 필요한 잉여 신호 r(n)는 또한 적합 코드북 탐색시에 과거 여기 버퍼를 확장하는데 사용된다. 이것은 다음 섹션에서 설명되는 바와 같이 40의 서브프레임 사이즈 미만의 지연에 대한 적합 코드북 탐색 절차를 간략화시킨다. LP 잉여 신호는,
으로 주어진다.
3.7 적합-코드북 탐색
적합 코드북 파라미터(또는 피치 파라미터)는 지연값 및 이득이다. 피치 필터를 실행시키기 위한 적합 코드북 접근시에 여기 신호가 서브프레임 길이동안 반복된다. 탐색 스테이지에서, 여기 신호는 LP 잉여 신호에 의해 확장되어 폐쇄-루프 탐색을 간략화시킨다. 적합 코드북 탐색은 매 (5ms) 서브프레임마다 수행된다. 제 1 서브프레임 동안은, 범위 [19⅓,84⅔]내의 ⅓값과 범위 [85,143]내의 정수만을 갖는 분수의 피치 지연 T1이 이용된다. 제 2 서브프레임에 대해서는, ⅓의 값을 갖는 지연 T2가 항상 범위 [(int)T1-5⅔, (int)T1+4⅔]내에서 사용되며, 여기서 (int)T1은 제 1 서브프레임의 분수의 피치 지연 T1에 가장 가까운 정수이다. 이러한 범위는 T1이 지연값 경계를 넘는 경우에 적합하다.
각 서브프레임에 대한 최적의 지연값은 피가중 평균-제곱 에러를 최소화하는 폐쇄-루프 분석을 이용하여 결정된다. 제 1 프레임의 지연값은 개방-루프 지연 Top(섹션 3.4참조) 지연값의 작은 범위(6개 샘플)를 검색하여 발견된다. 이 검색법 tmin및 tmax는,
로 정의된다. 제 2 서브프레임 동안에는 폐쇄-루프 피치 분석이 제 1 서브프레임에서 선택된 피치 근방에서 수행되어 최적의 지연값 T1이 구해진다. 탐색범위는 tmin-⅔와 tmax+⅔사이이고, 여기서 tmin과 tmax는 T1으로부터 다음과 같이 도출된다.
폐쇄-루프 피치 검색은 최초의 음성과 합성된 음성간의 평균-제곱 가중 에러를 최소화한다. 이것은,
를 최대화하므로써 성취되며, 여기서 z(n)은 타겟 신호이고 yk(n)은 지연값 k의 과거의 필터링된 여기 신호(h(n)과 컨벌브(convolve)된 과거의 여기 신호)이다. 탐색 범위는 대략 사전선택된 값으로 제한되며, 이것은 제 1 서브프레임에 대한 개방-루프 피치 Top와 제 2 서브프레임에 대한 T1이다.
컨볼루션(convolution) yk(n)은 지연값 tmin에 대하여 계산되며, 탐색 범위내의 다른 정수 지연값은 k=tmin+1,...,tmax에 대하여는 다음의 순환 관계식을 이용하여 갱신된다.
여기서, u(n), n=-143,...,39,은 여기 버퍼(excitation buffer)이고, yk-1(-1)=0이다. 탐색 스테이지에서, 샘플 u(n), n=0,...,39은 미지이며, 이들은 40 미만의 피치 지연값에 대해 요구된다. 탐색을 간략화하기 위해, LP 잉여 신호가 u(n)에 복사되어 모든 지연값에 대해 유효한 식(38)의 관계식을 형성한다.
T2와, 최적의 정수 폐쇄-루프 지연값이 84미만인 경우 T1을 결정하기 위해 최적의 정수 지연값 근방의 분수가 테스트되어야 한다. 분수의 피치 검색은 식(37)의 정규화된 상관을 보간하여 그의 최대값을 탐색하므로써 수행된다. 보간은 ±11에서꼭지가 잘려진 싱크(sinc)를 갖고 ± 12(b12(12)=0)에서 제로가 패딩(padding)된 해밍 윈도우된 싱크 함수에 기초한 FIR 필터b12를 이용하여 수행된다. 이 필터는 과도샘플(oversample)된 영역의 3600Hz에서 (-3dB)의 컷-오프 주파수(cut-off frequency)를 갖는다. 분수 -⅔,-⅓,0,⅓,⅔에 대한 R(k)의 보간된 값은 다음의 보간 식
을 이용하여 얻어지며, 여기서 t=0,1,2은 분수 0, ⅓ 및 ⅔에 각각 대응한다. 적절한 보간을 얻기 위하여는 범위 tmin-4, tmax+4를 이용하여 식(37)의 상관항을 계산할 필요가 있음에 주목하자.
3.7.1 적합 코드북 벡터의 발생
비정수 피치 지연값이 산출되었다면, 적합 코드북 벡터 v(n)는 주어진 정수 지연값 k와 분수 t에서 과거의 여기 신호 u(n)을 보간하므로써 다음과 같이 계산된다.
이 보간 필터 b30는 ±29에서 꼭지가 잘린 싱크를 갖고, ±30(b30)(30)=0)에서 제로로 패딩된 해밍 윈도우된 싱크 함수에 기초한다. 이 필터는 과도샘플된 영역의 3600Hz에서 (-3dB)의 컷-오프 주파수를 갖는다.
3.7.2 적합 코드북 지연값에 대한 코드워드 계산
피치 지연값 T1은 제 1 서브프레임에서 8비트로 인코드되며, 제 2 서브프레임에서의 관련 지연값(relative delay)은 5비트로 인코드된다. 분수 지연값 T은 그의 정수 부분 (int)T과 분수 부분 frac/3, frac=-1,0,1,으로 표시된다. 이제 피치 인덱스 P1은 다음과 같이 인코드된다.
피치 지연 T2값은 T1값에 관련하여 인코드된다. 전과 동일한 보간을 이용하여, 정수 부분 (int)T2과, 분수 부분 frac/3, frac=-1,0,1, 으로 표시된 분수 지연 T2는 다음 식,
으로서 인코드되며, 여기서 tmin은 전과 같이 T1으로부터 도출된다.
임의의 비트 에러에 대해 코더를 더욱 강력하게 하기 위해, 패리티 비트 P0가 제 1 서브프레임의 지연 인덱스에 대해 계산된다. 패리티 비트는 P1의 6개의 최대 유효 비트에 대해 배타적-오아(exclusive-or;XOR) 동작을 수행하므로써 발생된다. 디코더에서 이 패리티 비트는 다시 계산되며, 재계산된 값이 전송된 값과 동일하지 않을 경우, 에러 은폐 절차가 적용된다.
3.7.3 적합 코드북 이득의 계산
일단 적합 코드북 지연값이 결정되면, 적합 코드북 이득 gp이 다음과 같이 계산된다.
여기서, y(n)은 필터링된 적합 코드북 벡터(v(n)에 대한 W(z)/의 제로 상태 응답)이다. 이 벡터는 v(n)을 h(n)과 다음과 같이 컨볼브하므로써 획득된다.
대부분의 경우에 식(37)내의 항을 최대화하므로써 gp>0에 주목하자. 오직 네가티브 상관만을 포함하는 신호의 경우에는, gp의 값이 0로 세트된다.
3.8 고정 코드북 : 구조 및 탐색
고정 코드북은 인터리브된 단일-펄스 교환(interleaved single-pulse permutation;ISPP) 설계를 이용하는 대수 코드북 구조에 기초한다. 이 코드북에서는, 각각의 코드북 벡터가 4개의 제로아닌 펄스를 포함한다. 각각의 펄스는 +1 또는 -1의 크기를 가질 수 있으며, 테이블 7에서 주어진 위치를 가정할 수 있다.
테이블 7 : 고정 코드북 C의 구조
코드북 벡터 c(n)은 제로 벡터를 가지고, 발견된 위치에 4개의 단위 펄스를 위치시킨 후, 그들의 대응하는 부호로 곱하여지므로씨 구성될 수 있다.
여기서 δ(0)는 단위 펄스이다. 이 코드북에서 구현된 독특한 특징은 선택된 코드북 벡터가, 합성된 음성의 질을 향상시키기 위해 고조파 성분을 증강시키는 적합 후-필터 P(z)를 통해 필터링된다는 것이다. 여기서 필터,
가 이용되며, T는 현재 서브프레임의 피치 지연값의 정수 성분이고, β는 피치 이득이다. β의 값은 0.2 및 0.8로 경계지워지는 이전의 서브프레임으로 부터의 양자화된 적합 코드북 이득을 이용하므로써 적합된다.
이 필터는 40의 서브프레임 사이즈 미만의 지연값에 대해 고조파 구조를 증가시킨다. 이러한 수정은 다음 식에 따라 임펄스 응답 h(n)을 수정하므로써 고정코드북 탐색시에 이루어진다.
3.8.1 고정 코드북 탐색 절차
고정 코드북은 식(33)의 피가중 입력 음성 sω(n)과, 피가중 재구성된 음성간의 평균-제곱 에러를 최소화하므로써 탐색된다. 폐쇄-루프 피치 검색시에 사용된 타겟 신호가 적합 코드북 제공값을 뺌으로써 갱신된다. 즉,
이며, 여기서 y(n)은 식(44)의 필터링된 적합 코드북 벡터이다.
매트릭스 H가 대각선의 h(0) 및 하부 대각선의 h(1),...,h(39)를 갖는 하부 삼각 토에플리즈 컨벌루션 매트릭스(lower triangular Toepliz xonvolution matrix)로서 정의된다. ck가 인덱스 k에서 대수 코드벡터이면, 이 때 코드북은 다음 항을 최대화하므로써 탐색된다.
여기서 d(n)은 타겟 신호 x2(n)과 임펄스 응답 h(n)간의 상관이고, Φ=H'H는 h(n)의 상관의 매트릭스이다. 신호 d(n) 및 매트릭스 Φ는 코드북 탐색전에 계산된다. d(n)의 구성요소는 다음으로부터 계산되고,
대칭 매트릭스 Φ의 구성요소는 다음에 의해 계산된다.
실제로 필요한 구성요소만이 계산되며, 탐색 절차의 속도를 증가시키기 위해 효율적인 저장 절차가 설계되었음에 주목하자.
코드북 C의 대수 구조는, 코드북 벡터 Ck가 단지 네 개의 제로아닌 펄스만을 포함하기 때문에 신속한 탐색 절차를 가능하게 한다. 주어진 벡터 ck에 대한 식(50)에서의 분자의 상관은 다음과 같이 주어지며,
여기서 mi는 i번째 펄스의 위치이고, ai는 그의 크기이다. 식(50)의 분모의 에너지는,
로 주어진다.
탐색 절차를 간략화하기 위하여, 펄스의 크기는 신호 d(n)을 양자화하므로써 사전결정된다. 이것은 특정 위치에서 펄스의 크기를 그 위치에서의 d(n)의 부호에 동일하게 설정하므로써 수행된다. 코드북 탐색전에, 다음 단계가 수행된다. 첫째, 신호 d(n)이 두 개의 신호, 절대값 신호 d'(n)=│d(n) │과 부호 신호 sign[d(n)]으로 분해된다. 둘째, 매트릭스 Φ가 부호 정보를 포함하므로써 수정된다. 즉,
식(54)에서 인수 2를 제거하려면,
이다. 식(53)내의 상관은 이제,
로 주어지며, 식(54)의 에너지는,
로 주어진다.
탐색 절차를 더욱 간략화하기 위하여 집중형 탐색 절차가 이용된다. 이 접근법에서는, 사전계산된 임계치가 마지막 루프로 들어가기 전에 테스트되며, 루프는 이 임계치가 초과되었을 때만 시작된다. 루프가 시작될 수 있는 최대 횟수는 코드북이 낮은 퍼센티지로 탐색되도록 고정된다. 임계치는 상관 C에 기초하여 계산된다. 처음 세 펄스의 제공치에 기인한, 최대의 절대 상관 및 평균 상관, max3및 av3은 코드북 탐색 전에 발견된다. 임계치는 다음으로 주어진다.
제 4 루프는 절대 상관(세개의 펄스에 기인한)이 thr3(0≤K3≤1)을 초과한 경우만 들어간다. K3의 값은 코드북 탐색율을 제어하며, 여기서는 0.4로 세트된다. 이것은 변수 탐색 시간을 초래하며, 탐색을 더욱 잘 제어하기 위해 (2개의 서브프레임 동안) 마지막 루프로 들어가는 횟수는 특정의 최대치, 여기서는 180(서브프레임당 평균 최악의 경우는 90 회이다)으로 세트된 값을 초과할 수 없다.
3.8.2 고정 코드북의 코드워드 계산
펄스 i0, i1 및 i2의 펄스 위치는 각각 3비트로 인코드되며, i3의 위치는 4비트로 인코드된다. 각 펄스의 크기는 1비트로 인코드된다. 이렇게 하여 4개 펄스에 대해 총 17비트가 된다. 부호가 포지티브인 경우 s=1, 부호가 네가티브인 경우 s=0로 정의하므로써, 부호에 대한 코드워드가 다음으로부터 획득된다.
고정 코드북 코드 워드는,
로부터 획득되며, 여기서 i3=3,8,...,인 경우 jx=0, i3=4,9,...,인 경우 jx=1이다.
3.9 이득의 양자화
적합 코드북 이득(피치 이득) 및 고정(대수) 코드북 이득은 7비트를 이용하여 양자화된 벡터이다. 이 이득 코드북 탐색은,
으로 주어지는, 최초의 음성과 재구성된 음성간의 평균-제곱된 피가중 에러를 최소화하므로써 수행되며, 여기서 x는 타겟 벡터(섹션 3.6 참조)이고, y는식(44)의 필터링된 적합 코드북 벡터이고, z는 h(n)으로 컨벌브된 고정 코드북 벡터이다.
3.9 1 이득 예측
고정 코드북 이득 gc는
으로서 표현될 수 있으며, 여기서 gc'는 이전의 고정 코드북 에너지에 기초한 피예측 이득이고, γ는 수정 인수(correction factor)이다.
고정 코드북 제공치의 평균 에너지는
로 주어진다. 벡터 ci를 고정 코드북 이득 gc으로 크기조정한 후, 크기조정된 고정 코드북의 에너지는 20loggc+E로 주어진다. E(m)가 서브프레임 m에서 (크기조정된) 고정 코드북 제공치의 평균-이동된 에너지(dB)로서,
로 주어진다고 하자, 여기서=30dB은 고정 코드북 여기 신호의 평균 에너지이다. 이득 gc는 E(m), E 및의 함수로서,
로 나타내어질 수 있다.
피예측 이득 gc'은 이전의 고정 코드북 제공치의 로그-에너지(log-energy)로부터 현재의 고정 코드북 제공치의 로그-에너지를 예측하므로써 발견된다. 4차 MA 예측은 다음과 같이 수행된다. 피예측 에너지가,
로 주어지며, 여기서 [b1b2b3b4]=[0.68 0.58 0.34 0.19]는 MA 에측 계수이고,은 서브프레임 m에서 예측 에러 R(m)의 양자화된 버젼으로서,
으로 정의된다.
피예측 이득 gc'은 식(67)에서 예측된 값으로 E(m)을 대체하므로써 발견된다.
수정 인수 γ는 다음 식에 의해 이득-예측 에러에 관련된다.
3.9.2 이득 양자화에 대한 코드북 탐색
적합 코드북 이득 gp및 인수 γ는 2-스테이지 공액 구조의 코드북을 이용하여 양자화된 벡터이다. 제 1 스테이지는 3비트 2차원 코드북 GA로 구성되며, 제 2 스테이지는 4비트 2차원 코드북 GB으로 구성된다. 각 코드북의 제 1 구성요소는 양자화된 적합 코드북 이득을 나타내며, 제 2 구성요소는 양자화된 고정 코드북 이득 수정 인수를 나타낸다. GA 및 GB에 대한 코드북 인덱스가 m 및 n으로 각각 주어진 경우, 양자화된 적합-코드북 이득은,
으로 주어지며, 양자화된 고정-코드북 이득은
로 주어진다.
이러한 공액 구조는, 사전-선택 처리를 적용하므로써 코드북 탐색을 간략화한다. 최적의 피치 이득 gp및 고정-코드북 이득 gc은 식(62)으로부터 도출되며, 사전-선택을 위해 이용된다. 코드북 GA은 8개의 엔트리를 포함하며, 그중 제 2 구성요소(gc에 대응함)는 전반적으로 제 1 구성요소(gp에 대응함)보다 더 큰 값을 갖는다. 이러한 사전-선택 처리시에 4개 벡터 클러스터(cluster)의 제 2 구성요소는 gxc에 근접하며, gxc는 gc및 gp로부터 도출된다. 마찬가지로, 코드북 GB는 제 1 구성요소(gp에 대응함)를 향하는 바이어스(bias)를 갖는 16개의 엔트리를 포함한다. 8개벡터 클러스터의 제 1 구성요소는 gp에 근접하게 선택된다. 그러므로, 각 코드북에 대해 최상 50%의 후보 벡터가 선택된다. 이것은, 두 인덱스의 결합이 식(62)의 피가중 평균-제곱된 에러를 최소화하도록 나머지 4*8=32의 가능성에 대한 소모적 탐색에 의해 후속된다.
3.9.3 이득 양자화기에 대한 코드워드 계산
이득 양자화기에 대한 코드워드 GA 및 GB는 최선의 선택에 대응하는 인덱스로부터 획득된다. 단일 비트 에러의 충격을 감소시키도록 코드워드 인덱스가 맵(map)된다.
3.10 메모리 갱신
합성 및 가중 필터의 상태 갱신은 다음 서브프레임에서 타겟 신호를 계산하는데 필요하다. 두 이득이 양자화된 후, 현재 서브프레임의 여기 신호 u(n)는,
에 의해 구해지며, 여기서및는 각각 양자화된 적합 및 고정 코드북 이득이고, v(n)은 적합 코드북 벡터(과거의 피보간 여기 신호)이고, c( n) 은 고정 코드북 벡터(피치 샤프닝(sharpening)을 포함하는 대수 코드벡터)이다. 필터의 상태는 40 샘플 서브프레임 동안 필터 1/및를 통해 신호 r(n)-u(n)(잉여 신호와 여기 신호의 차)를 필터링하여 이들 필터의 상태를 보존하므로써 갱신될 수 있다. 단 한 번의 필터링만을 요구하는 더욱 간단한 접근법은 다음과 같다. 국부 합성 음성이 1/를 통해 여기 신호를 필터링하므로써 계산된다. 입력 신호 r(n)-u(n)에 기인한 필터의 출력은 e(n)=s(n) -과 같다. 따라서 합성 필터 1/의 상태는 e(n), n=30,...,39로 주어진다. 필터의 상태 갱신은 이 필터를 통해 에러 신호 e(n)를 필터링하여 지각 피가중 에러 eω(n)을 발견하므로써 수행될 수 있다. 그러나, 신호 eω(n)는
에 의해서도 등가적으로 발견될 수 있다. 신호 x(n), y(n) 및 z(n)이 이용가능하므로, 가중 필터의 상태가 n=30,...,39에 대해 식(75)의 eω(n)을 계산하므로써 갱신될 수 있다. 이것은 두 필터 동작을 보존한다.
3.11 인코더 및 디코더 초기화
테이블8에 수록된 변수를 제외한, 모든 정적인 인코더 변수는 0로 초기화되어야 한다. 이들 변수는 또한 디코더를 초기화하는데 필요하다.
테이블 8 : 제로아닌 초기값을 갖는 파라미터의 설명
4. 디코더의 기능 설명
디코더에서의 신호 흐름은 섹션2(제 3 도)에서 도시되었다. 먼저 파라미터(LP 계수, 적합 코드북 벡터, 고정 코드북 벡터 및 이득)가 디코드된다.이들 디코드된 파라미터는 재구성된 음성 신호를 계산하는데 사용된다. 이 처리는 섹션 4.1에서 설명된다. 이 재구성된 신호는 후필터 및 고역-통과 필터로 구성되는 후처리 동작(섹션4.2)에 의해 증강된다. 섹션4.3은, 패리티 에러가 발생되거나, 또는 프레임 소거 플래그가 세트된 때에 사용되는 에러 은폐 절차를 설명한다.
4.1 파라미터 디코딩 절차
전송된 파라미터가 테이블9에 수록되어 있다.
테이블9 : 전송된 파라미터 인덱스의 설명. 비트스트림 순차는 테이블내의 순차에 의해 반영된다. 각 파라미터에 대해 최대 유효 비트가 먼저 전송된다.
동작개시시에, 모든 정적인 인코더 변수는 0으로 초기화되어야 한다. 디코딩처리는 다음과 같은 순서로 행해진다.
4.1.1 LP 필터 파라미터의 디코딩
수신된 LP 양자화기의 인덱스 L0, L1, L2 및 L3가 섹션3.2.4에서 설명된 절차를 이용하여 양자화된 LSP 계수를 재구성하는데 사용된다. 섹션3.2.5에서 설명된 보간 절차가 2개의 피보간 LSP 벡터(2개의 서브프레임에 대응하는)를 획득하는데 이용된다. 각각의 서브프레임에 대해, 피보간 LSP 벡터는, 서브프레임내의 재구성된 음성을 합성하기 위해 사용되는 LP 필터 계수 ai로 변환된다.
각 서브프레임에 대해 다음 단계가 반복된다.
1. 적합 로드북 벡터의 디코딩,
2. 고정 코드북 벡터의 디코딩,
3. 적합 및 고정 코드북 이득의 디코딩,
4. 재구성된 음성의 계산.
4.1.2 적합 코드북 벡터의 디코딩
수신된 적합 코드북 인덱스가 피치 지연값의 정수 및 분수 부분을 발견하는데 사용된다. 정수 부분 (int)T1 및 분수 부분 frac T1이 다음과 같이 P1으로부터획득된다.
T2의 정수 및 분수 부분은 P2 및 tmin으로부터 획득되며, tmin은 다음과 같이 P1으로부터 도출된다.
이제 다음으로부터 T2가 얻어진다.
적합 코드북 벡터 v(n)는 식(40)을 이용하여 (피치 지연값에서) 과거의 여기신호 u(n)를 보간하므로써 발견된다.
4.1.3 고정 코드북 벡터의 디코딩
수신된 고정 코드북 인덱스 C가 여기 펄스의 위치를 추출하는대 사용된다. 펄스 부호는 S로부터 획득된다. 일단 펄스 위치 및 부호가 디코드되면, 고정 코드북 벡터 c(n)가 구성될 수 있다. 피치 지연값 T의 정수부가 서브프레임 사이즈 40 미만이면, 식(48)에 따라 c(n)을 수정하는 피치 증강 절차가 적용된다.
4.1.4 적합 및 고정 코드북 이득의 디코딩
수신된 이득 코드북 인덱스가 적합 코드북 이득및 고정 코드북 이득 수정 인수를 제공한다. 이 절차는 섹션3.9에 상세히 설명되어 있다. 계산된 고정 코드북 이득 g'c은 식(70)을 이용하여 발견된다. 고정 코드북 벡터는 양자화된 이득 수정 인수와 이 예측된 이득의 적(product)으로부터 획득된다(식(64)). 적합 코드북 이득은 식(72)을 이용하여 재구성된다.
4.1.5 패리티 비트의 계산
음성이 재구성되기 전에, 패리티 비트가 적합 코드북 지연값으로부터 재계산 된다(섹션3.7.2). 이 비트가 전송된 패리티 비트 P0와 동일하지 않으면, 전송중에비트 에러가 발생된 것이므로 섹션4.3의 에러 은폐 절차가 이용된다.
4.1.6 재구성된 음성을 계산
합성 필터 입력단의 여기 신호 u(n)(식(74) 참조)가 LP 합성 필터에 입력된다. 서브프레임에 대한 재구성된 음성은 다음과 같으며,
여기서는 피보간 LP 필터 계수이다.
그리고 나서 재구성된 음성은 다음 섹션에서 설명되는 후 프로세서에 의해 처리된다.
4.2 후-처리 (post-processing)
후-처리는, 적합 후필터링, 고역-통과 필터링 및 신호 상승-크기조정의 세기능으로 구성된다. 적합 후필터는, 피치 후필터 Hp(z), 단주기 후필터 Hf(z) 및 틸트 보상 필터 Ht(z)가 종속연결되어 구성되며, 적합 이득 제어 절차에 의해 후속된다. 후필터는 매 5ms의 서브프레임마다 갱신된다. 후필터링 처리는 다음과 같이 구성된다. 첫째, 합성 음성이을 통해 역필터링 되어 잉여신호을 생성한다. 이 신호는 피치 지연값 T과 이득 gpit을 계산하는데 사용된다. 신호는 피치 후필터 Hp(z)를 통해 필터링되어 신호 r'(n)을 생성하며, 계속해서 합성 필터에 의해 필터링된다. 마지막으로, 합성 필터의 출력 신호는 틸트 보상 필터 Ht(z)로 보내어져 후필터링된 합성 음성 신호 sf(n)을 얻는다. 그리고 나서, 적합 이득 제어가 sf(n)과사이에 인가되어 신호 sf'(n)을 얻는다. 고역-통과 필터링 및 크기조정 동작은 이 후필터링된 신호 sf'(n)에 대해 동작한다.
4.2.1 피치 후필터
피치 또는 고조파 후 필터는
로 주어지며, 여기서 T는 피치 지연값이고 g0는 이득 인수로서 다음과 같다.
여기서 gpit는 피치 이득이다. 피치 지연값 및 이득은 모두 디코더 출력 신호로부터 결정된다. gpit는 1로 제한되며, 피치 예측 이득이 3dB 미만인 경우 제로로 세트된다. 인수 γp는 고조파 후필터링의 양을 제어하며, γp=0.5의 값을 갖는다. 피치 지연값 및 이득은, 단주기 후필터의 분자(섹션4.2.2 참조)인을 통해 음성을 필터링하므로써 획득된 잉여 신호으로부터 계산된다.
피치 지연값은 두 개의 통과 절차를 이용하여 계산된다. 첫번째 통과 절차는 범위 [T1-1, T1+1]내에서 최선의 정수 T0를 선택하며, 여기서 T1은 제 1 서브프레임이 (전송된) 피치 지연값의 정수부이다. 최선의 정수 지연값은 다음 상관을 최대화하는 것이다.
두번째 통과 절차는 T0근방에 1/8 분해능(resolution)을 갖는 최선의 분수 지연값 T을 선정한다. 이것은 최고의 정규화된 상관을 갖는 지연값을 발견하므로 써 행해진다.
여기서은 지연값 k의 잉여 신호이다. 일단 최적의 지연값 T이 발견되면, 대응하는 상관값이 임계치에 대하여 비교된다. 만약 R'(T)<0.5이면 이때 고조파 후필터는 gpit=0로 세트하므로써 디스에이블(disabled)된다. 그렇지 않으면, gpit의 값은
로부터 계산된다. 정수아닌 피지연 신호이 먼저 길이 33의 보간 필터를 이용하여 계산된다. T가 선택된 후,는 길이 129의 보다 긴 보간 필터로 재계산된다. 이 새로운 신호는, 보다 더 긴 필터가 R'(T)의 값을 증가실 경우만 이전의 값을 대체한다.
4.2.2 단주기 후필터(short-term postfilter)
단주기 후필터는,
로 주어지며, 여기서은 수신된 양자화된 LP 역 필터(LP 분석은 디코더에서 수행되지 않음)이고, 인수 γn및 γd는 단주기 후필터링의 양을 제어하며, γn=0.55 γd=0.7로 세트된다. 이득 gf은 필터의 꼭지가 잘려진 임펄스 응답 hf(n)에 대해 계산되며,
로 주어진다.
4.2.3 틸트 보상
마지막으로, 필터 Ht(z)는 단주기 후필터 Hf(z)에서의 틸트를 보상하며,
로 주어지며, 여기서 γtk1은 틸트 인수로서, k1은 hf(n)에 대해 계산된 제 1 반사 계수이고 다음과 같다.
이득 gt=1-│γtk1│는 Hf(z)에서 gf의 감소 효과를 보상한다. 또한 적필터(product filter) Hf(z)Ht(z)는 전반적으로 이득을 갖지 않는 것으로 나타내어졌다.
k1의 부호에 따라 γt에 대해 두 값이 사용된다. k1이 네가티브이면, γt=0.9이고, k1이 포지티브이면, γt=0.2이다.
4.2.4 적합 이득 제어
적합 이득 제어가 재구성된 음성 신호과 후필터링 된 신호 sf(n)간의 이득 차를 보상하기 위해 이용된다. 현재의 서브프레임에 대한 이득 크기조정 인수 G는
로 계산된다. 이득-크기조정되고 후필터링된 신호 sf'(n)은
로 주어지며, 여기서 g(n)은 샘플 단위로 갱신되고,
로 주어진다. g(-1)의 초기값은 1.0이다.
4.2.5 고역-통과 필터링 및 상승-크기조정
100Hz의 컷오프 주파수를 갖는 고역-통과 필터가 재구성 및 후필터링된 음성sf'(n)에 적용된다. 이 필터는 다음과 같다.
상승-크기조정은 입력 신호 레벨을 복구하기 위해 고역-통과 필터링된 출력에 인수 2를 곱하는 것으로 이루어진다.
4.3 프레임 소거 및 패리티 에러의 은폐
비트스트림의 프레임 소거 또는 임의의 에러로 인한 재구성된 음성의 저하를 감소시키기 위해 에러 은폐 절차가 디코더에 구비된다. 이 에러 은폐 절차는, i)(10ms 프레임에 대응하는) 코더 파라미터의 프레임이 소거된 것으로서 식별된 경우, 또는 ii)피치 지연 인덱스 P1에 대한 패리티 비트상에 체크섬 에러(checksum error)가 발생한 경우에 동작한다. 후자의 경우는 비트스트림이 임의 비트 에러에 의해 손상된 경우에 발생할 수 있다.
P1에 패리티 에러가 발생하면, 지연 값 T1이 이전 프레임의 지연값으로 세트된다. T2의 값이 이 새로운 값 T1을 사용하여 섹션 4.1.2에 요약된 절차에 의해 도출된다. 연속적인 패리티 에러가 발생한 경우, 1 증가된 T1의 이전 값이 사용된다.
프레임 소거를 검출하기 위한 메카니즘은 본 권장안에는 정의되어 있지 않으며, 응용에 의존할 것이다. 은폐 전략은 이전에 수신된 정보에 기초하여 현재 프레임을 재구성해야 한다. 사용된 방법은, 점차적으로 그의 에너지를 감소시키면서 손실된 여기 신호를 유사한 특성의 신호로 대체하는 것이다. 이것은 장주기 후필터분석(long-term postfilter analysis)의 일부로서 계산된 장주기 예측 이득(long-term prediction gain)에 기초한 음성 분류기(voicing classifier)를 사용하므로써 행해진다. 피치 후필터(섹션4.2.1 참조)는 예측 이득이 3dB을 초과하는 동안 장주기 예측기를 발견한다. 이것은 정규화된 상관 R'(k)(식(81)에 대해 0.5의 임계치를 설정하므로써 행해진다. 에러 은폐 처리동안 이들 프레임은 주기적인 것으로서 분류될 것이다. 소거된 프레임은 선행하는 (재구성된) 음성 프레임으로부터 그의 분류를 이전받는다. 음성 분류는 이러한 재구성된 음성 신호에 기초하여 연속적으로 갱신됨에 주목하자. 그러므로, 다수의 연속적인 소거 프레임동안 이러한 분류는 변화할 수 있다. 전형적으로, 이것은 최초의 분류가 주기적이었던 때만 발생한다.
소거 프레임에 대해 다음과 같은 특정의 단계가 행해진다. 즉,
1. LP 필터 파라미터의 반복,
2. 적합 및 고정 코드북 이득의 감쇠,
3. 이득 예측기의 메모리의 감쇠,
4. 대체 여기 신호의 발생.
4.3.1 LP 필터 파라미터의 반복
마지막 양호 프레임의 LP 파라미터가 사용된다. LSF 예측기의 상태는 수신된 코드워드 li의 값을 포함한다. 현재의 코드워드는 이용불가능하므로, 반복된 LSF 파리미터및 예측기 메모리로부터 다음과 같이 현재의 코드워드가 계산된다.
4.3.2 적합 및 고정 코드북 이득의 감쇠
이전의 고정 코드북 이득의 감쇠된 버젼이 사용된다.
적합 코드북 이득에 대하여도 마찬가지로 수행된다. 또한 클리핑 동작(clipping operation)이 그 값을 0.9 이하로 유지하기 위해 사용된다.
4.3.3 이득 예측기의 메모리의 감쇠
이득 예측기는 이전의 선택된 코드북 에너지를 이용한다. 코더의 유연한 연속을 허용하도록 일단 양호한 프레임이 수신되면, 이득 예측기의 메모리가 코드북 에너지의 감쇠된 버젼으로 갱신된다. 현재의 서브프레임에 대한의 값은 4dB로 감쇠된 평균 및 양자화된 이득 예측 에러로 세트된다.
4.3.4 대체 여기 신호의 발생
사용된 여기 신호는 주기성 분류에 의존한다. 마지막으로 올바르게 수신된 프레임이 주기적인 것으로서 분류되었다면, 현재 프레임도 또한 주기적인 것으로 간주된다. 이 경우에 오직 적합 코드북만이 사용되며, 고정 코드북 제공값은 제로로 세트된다. 피치 지연은 마지막으로 올바르게 수신된 피치 지연값에 기초하며, 각각의 연속적인 프레임에 대해 반복된다. 과잉 주기성을 회피하기 위하여, 지연값이 각각의 다음 서브프레임에 대해 1씩 증가되지만, 143에 의해 제한된다. 적합 코드북 이득은 식(93)에 따라 감쇠된 값에 기초한다.
마지막으로 올바르게 수신된 프레임이 비주기적인 것으로서 분류되었다면, 현재의 프레임도 또한 비주기적인 것으로 간주되며, 적합 코드북 제공값이 제로로 세트된다. 고정 코드북 제공값은 코드북 이득 및 부호 인덱스를 임의로 선택하므로써 발생된다. 임의 발생기는 다음 함수에 기초하며, 초기값은 21845이다.
임의 코드북 인덱스는 그 다음 임의 수의 13개의 최소 유효 비트로부터 도출된다. 임의 부호는 그 다음 임의 수의 4개의 최소 유효 비트로부터 도출된다. 고정 코드북 이득은 식(92)에 따라 감쇠된다.
5. CS-ACELP 코더의 비트-정확도 설명
16비트 고정-소수점으로 CS-ACELP 코더를 시뮬레이팅하는 ANSI 코드가 ITU-T로부터 이용가능하다. 다음 섹션은 이러한 시뮬레이션 코드의 이용 및 소프트웨어가 어떻게 구성되는지를 요약한다.
5.1 시뮬레이션 소프트웨어의 사용
C 코드는 두개의 주 프로그램, 인코더를 시뮬레이트하는 코더.씨(coder.c)와 디코더를 시뮬레이트하는 디코더.씨(decoder.c)로 구성된다. 인코더는 다음과 같은 명령어에 의해 동작한다.
코더 입력화일 비트스트림화일(coder inputfile bitreanfile)
입력화일(inputfile) 및 출력화일(outfile)은 16비트 PCM 신호를 포함하는 샘플된 데이타 화일이다. 비트스트림화일은 81 개의 16비트 워드를 포함하며, 제 1워드는 프레임 소거를 표시하는데 사용될 수 있고, 나머지 80 워드는 각각 1비트를 포함한다. 디코더는 이 비트스트림화일을 취하여 16비트 PCM 신호를 포함하는 출력화일을 생성한다.
디코더 비트스트림화일 출력화일(decoder bitstreamfile outputfile)
5.2 시뮬레이션 소프트웨어의 구성
고정-소수점 ANSI C 시뮬레이션에서, 단지 두 형태의 고정-소수점 데이타가 테이블10에 도시된 바와 같이 사용된다. 시뮬레이션 코드 실행을 용이하게 하기위하여, 루프 인덱스, 불린 값(Boolean values) 및 플래그(flags)는 타입 Flag를 이용하며, 이것은 타겟 플랫포옴에 따라 16 비트 또는 32비트가 된다.
테이블 1.0 : ANSI C 시뮬레이션에 사용된 데이타 타입
모든 계산은 사전정의된 기본 연산자 세트(predefined set of basic operators)를 이용하여 수행된다. 이들 연산자의 설명은 테이블11에 제공된다. 시뮬레이션 코더에 의해 사용된 테이블은 테이블12에 요약된다. 이들 주 프로그램은 테이블13, 14 및 15에 요약된 루틴 라이브러리(library of routines)를 이용한다.
테이블 11 : ANSI C 시뮬레이션에 사용된 기본 연산자
테이블 12 : 테이블의 요약
테이블 13 : 인코더 특정 루틴의 요약
테이블 14 : 디코더 특정 루틴의 요약
테이블 15 : 일반 루틴의 요약
제 1 도는 본 발명에 따라 변조된 G.729 드래프트 디코더의 블럭도,
제 2 도는 제 1 도에 제공된 본 발명의 실시예를 채용하는 예시적인 무선 통신 시스템을 나타낸 도면.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
30 : 이득 증폭기 120 : E-프로세서
125 : 이득 프로세서 115,65 : 감쇠 프로세서
10 : 고정 코드북 50 : 적합 코드북
45 : 난수 발생기 60 : 지연 프로세서
20 : 피치 예측 필터 90 : LP 합성 필터
95 : 지연 메모리 100 : 후 프로세서
21,40,41,42,43,44,45,46 : 스위치
30,55 : 증폭기

Claims (4)

  1. 피치-주기 정보를 표시하는 신호에 응답하여 벡터 신호를 공급하기 위한 코드북 메모리(95)를 포함하며, 압축 음성 정보의 제 1 및 제 2 연속적인 각 프레임의 적어도 일부를 신뢰성 있게 수신하지 못한 경우, 상기 벡터 신호를 디코드된 음성 신호를 발생하는데 사용하는, 음성 디코더내에서 이용하기 위한 방법에 있어서,
    상기 제 1 프레임에 대응하는 피치-주기 정보를 표시하는 값을 갖는 신호를 저장하는 단계와;
    상기 저장된 값이 임계치를 초과하지 않을 경우에, 상기 제 2 프레임에서 이용하기 위한 상기 신호의 값을 증가시켜, 상기 코드북 메모리가 상기 신호의 상기 증가된 값에 응답하며 벡터 신호를 공급하게 되는, 상기 증가시키는 단계
    를 포함하는 음성 디코더내에서 이용하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    피치-주기 정보를 표시하는 상기 신호 값은 음성 정보를 표시하는 신호의 샘플 단위인 음성 디코더내에서 이용하기 위한 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 증가시키는 단계는 피치-주기를 표시하는 샘플의 수를 증가시키는 단계를 포함하는 음성 디코더내에서 이용하기 위한 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 프레임에 대응하는 피치-주기 정보를 표시하는 신호 값은 정보 수신이 성공적으로 이루어진 프레임동안에 수신된 피치-주기 정보의 값과 동일한 음성 디코더내에서 이용하기 위한 방법.
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