KR100377248B1 - 디지털 자기 상관 분광기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 고주파 광대역의 전파신호를 높은 분해능으로 사용자가 임의로 선택한 관측 대역폭 내에서 관측할 수 있는 디지털 자기 상관 분광기에 관한 것으로, 고주파 광대역 신호를 협대역의 기저(Baseband)대역신호로 변환하는 중간 주파수-기저대역 변환수단(IFBC수단)과, 입력신호를 디지털 신호로 변환하고, 변환된 디지털 신호를 관측 대역폭내의 3 레벨 데이터로 변환시킨 후, 자기 상관 계수를 구하는 상관기 수단과, 상관기 수단과 IFBC 수단을 제어하는 제어 신호의 입출력 및 데이터의 출력을 담당하는 상관 제어 시스템, 및 상관기 수단을 상관 제어 시스템에 연결하기 위한 인터페이스 수단으로 이루어진다.
이러한 디지털 자기상관 분광기를 이용하면, 3-레벨 샘플링 방식을 이용하여 사용자 임의선택의 관측대역폭에 대한 상관계수(함수) 및 그에 따른 파워 스펙트럼을 구할 수 있으며, 종래의 필터방식의 분광기보다 민감도(sensitivity)측면에서 더 우수한 성능을 나타낸다.

Description

디지털 자기 상관 분광기 {Digital Auto-Correlation Spectrometer}
본 발명은 디지털 자기 상관(auto correlation) 분광기, 더 상세하게는 고주파 광대역의 전파신호를 높은 분해능으로 사용자가 임의로 선택한 관측 대역폭 내에서 관측할 수 있는 디지털 자기 상관 분광기에 관한 것이다.
천체 관측용 전파 수신기의 종류를 크게 나눈다면 천체에서 나오는 연속 전파 복사를 관측하기 위한 연속 전파 수신기와, 흡수선 이나 방출선을 관측하기 위한 분광 수신기의 두 가지 형태로 구분할 수 있다. 이를 기기의 측면에서 고려하면 대개의 경우는 고주파 영역의 신호를 다루는 전단(Front-end)과 그 신호를 적당히 낮은 저주파로 변조하여 신호처리를 수행하는 후단(Back-end)으로 구성되며 고정된 전단에 대해서 연속 전파용과 분광 관측용의 후단으로 시스템을 구성하는 것이 보통의 경우이다. 그 중에서 분광 관측용 수신기는 크게 세 가지의 형태를 지니는데 필터뱅크, 자기 상관 분광기, 준 광학적 분광기가 바로 그것이다.
자기 상관 분광기는 시간 영역(time domain)에서 획득된 자기 상관 계수 자료를 푸리에 변환을 통해 주파수 영역에서 단위 주파수당 세기로 변환시키는 방법을 이용한 것으로 다른 분광 수신기에 비해서 매우 높은 해상도와 긴 적분 시간에도 매우 정밀한 안정성을 갖는다는 장점을 가진다. 또한 하나의 자기 상관 분광기를 이용, 여러 종류의 주파수 분해능을 제공할 수 있는 이점도 있다. 이러한 장점들로 인하여 자기 상관 분광기는 전파 관측에 아주 적합한 특성을 갖는다. 반면 하드웨어적으로 구현하기가 몹시 어렵다는 단점을 가지고 있다. 그러나 요즘의 경우 대부분의 전파 천문대에서는 자기 상관 분광기가 사용되어 지고 있으며, 국내 유일의 전파 관측소인 대덕 전파 천문대에서도 FCRAO에서 제작되어진 자기 상관 분광기를 사용하고 있다.
가장 최초의 실용적 상관기는 자기 테이프 판독기 기술에 기초하고 있다.( Bennett 1953,Holmes Dukes 1954 ) 그 이후, 상관기 기술의 발전은 주로 전파 천문학의 영역에 의해 주도되어졌는데, 가장 최초의 기여 중 하나는 1966년 Van Vleck 의 관측에서 사용되어진 2극성 상관기이었다. 또한 무작위 잡음 속에서 규칙적 신호를 걸러낼 수 있는 자기 상관기의 특성을 이용하여 중수소 선을 찾는데 사용되어 지기도 하였다. 그러나 이러한 시도들은 1970년대에 들어서기까지 보편화되어지지 못하였는데, 그것은 이러한 자기 상관 분광기가 하드웨어적으로 구현하기가 몹시 까다로우며, 특히 반도체 소자기술의 한계로 인하여 극히 고가의 비용이 요구되어진 탓이었다. 그러나 점차 기술이 발전하면서 1969년에는 상용의 상관기 HP3721A가 나오기에 이르렀다. 그러나 아직까지 다른 여타의 분광기에 비해 협소한 대역폭과 낮은 주파수 대역에서만 사용이 되어졌으며, 그럼에도 불구하고 상관기기술은 천문학이외의 다른 영역 즉 물리학이나 신호의 계측, 통신 등의 분야로 확산되면서, 기술은 눈부신 발전을 했다. 1972년 Jordan은 PMOS 기술을 이용하여 한 개의 칩에 12 Channel을 갖는 2극 상관기를 개발하였으며, VLSI기술의 발전으로 1981년 Eldon은 40MHz 속도를 갖는 64 Channel의 상관기를 1984년 Blackley는 1MHz의 속도를 갖는 160 Channel IC 상관기를 개발하였다. 이러한 자기 상관 분광기 기술은 급속도의 발전을 하여 최근에 들어서는 NASA가 주도가 되어 Haystack 전파 관측소용으로 CMOS 기술을 이용한 64MHz의 속도와 512 Channel을 갖는 상관기를, 또한 NRAO의 GBT에 사용되어질 100MHz의 속도와 1024 Channel을 갖는 상관기(MRC Chip)를 개발하기에 이른다. 또한 이러한 IC들은 가격이 낮을 뿐더러 계단식 연결이 가능하여 GHz 단위에 이르는 광대역 관측과 기존의 다른 어떤 분광기와 비교가 되지 않는 높은 해상도를 제공할 수 있게 되었다. 따라서 현재에는 많은 천문대에서 자기 상관 분광기를 사용하여 분광 관측을 수행하고 있다.
자기 상관 분광기는 시간영역에서 자기 상관 함수 R(τ)와 주파수 영역에서 파워 스펙트럽 밀도(power spectral density) S(υ)가 푸리에 변환쌍임을 이용한다. 이를 Wiener-Khinchin정리라 하며, 이를 수식으로 표현하면 다음과 같다(수학식 1 내지 2).
즉, 자기 상관 함수는 일정한 신호의 임의 시간에 있어 자기 자신과 τ만큼 지연된 신호와의 곱에 대한 확률적 기대값으로 주어지고, 분광세기는 임의의 주파수에서의 파워레벨의 기대값에 대한 시간 평균으로 주어지게 되고, 이 둘은 푸리에 변환쌍을 이룬다는 것이다.
위의 수식을 잘 살펴보면, 상관함수를 기계적으로 구현하기 위해서는 세 가지의 기본 부분이 존재해야함을 알 수 있다. 즉 임의 시간 t에 대하여 일정한 시간 지연 τ를 줄 수 있는 시간 지연 및 기억소자 부분, 두개의 신호를 곱하는 곱셈기, 그리고 이를 적분하여 평균을 구하는 적분기가 그것이다. 이를 도식적으로 나타내면 도 1과 같다. 즉, 지연된 신호와 원래의 신호가 곱셈기(Multiplier)에 의해 곱해지고 곱해진 신호는 적분기(Integrator)에서 적분과정을 통하여 자기 상관 함수를 구하게 된다. 이렇게 구해진 자기 상관 함수는 소프트웨어적으로 푸리에 변환되어, 파워 스펙트럼 밀도(Power Spectral Density)가 구해지게 되는 원리이다. 그러나 디지털 방식의 자기 상관 분광기는 여기에 덧붙여 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환시키는 샘플러(Sampler)와 시스템을 전반적으로 제어하는 두뇌역할을 하는 제어 논리 회로를 추가로 요구하게 되며, 자료의 양에 따라 또는 자료의 처리방식에 따라 몇몇의 기억회로와, 인터페이스 회로가 추가 될 수도 있다.
디지털 자기 상관 분광기는 다음과 같은 3가지의 장점을 가진다. 첫째, 안정성, 둘째 유연성 및 셋째 노이즈 특성이 그것이다.
필터 타입의 분광기는 채널폭과 중앙 주파수의 변화에 의하여 영향을 받지만, 자기 상관 분광기는 시간 도메인의 입력신호를 이용하기 때문에 오랜 적분에도불구하고 아주 우수한 안정성을 가진다.
또한, 유연성(flexibility)은 사용자로 하여금 주파수분해, 대역폭, 또는 입력포트의 숫자 등과 같은 여려가지 관측 모드를 선택할 수 있도록 해 준다.
마지막 장점은 디지털 특성에 기인한다. 일단, 신호가 디지털화되면 잡음은 수 시간의 적분 동안의 특성을 가지게 된다.
본 발명의 목적은 고주파 광대역의 신호를 관측할 수 있는 디지털 자기 상관 분광기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 종래의 필터방식의 분광기(TRAO 필터 뱅크)보다 민감도(sensitivity)측면에서 더 우수한 성능을 보이는 디지털 자기상관 분광기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 3-레벨 샘플링 방식을 이용하여 사용자 임의선택의 관측대역폭에 대한 상관계수(함수) 및 그에 따른 파워 스펙트럼을 구할 수 있는 디지털 자기상관 분광기를 제공하는 것이다.
도 1은 상관함수를 기계적으로 구현하기 위한 기본적인 구성요소를 도시하는 것이다.
도 2는 본 발명에 의한 디지털 자기 상관 분광기의 전체구성을 개략적으로 도시한다.
도 3은 도 2의 디지털 자기상관 분광기의 각 구성요소에 대한 상세한 구성을 도시한다.
도 4는 본 발명에 의한 디지털 자기상관 분광기를 데이터의 흐름 측면에서 살펴본 것이다.
도 5는 도 3의 IFBC 모듈의 회로도이다.
도 6은 도 3의 로컬 오실레이터(LO) 모듈의 회로도를 도시하는 것이다
도 7은 클럭 발생 및 분배를 위한 클럭 모듈의 블록도이다.
도 8은 상관기 모듈 입력의 타이밍 상태를 도시하며, 도 9는 상관기 모듈 출력의 타이밍 상태를 도시한다.
도 10은 상관기 모듈의 세부 구성에 대한 블록도이다.
도 11은 상관기 모듈을 구성하고 있는 곱셈 유닛의 회로도이다.
도 12는 본 발명에 이용된 상관기 제어신호의 타이밍 및 작동상태를 도시한다.
도 13은 문턱치가 ±0.612σ일 경우의 ρ(z)와 r(z)의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 14는 측정된 ACF(자기상관함수)의 신호대잡음비(SNR)와 완전한 상관기의 신호대잡음비의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 15는 본 발명에 의한 상관기에 대한 CW 테스트용 장비의 구성을 도시한다.
도 16은 테스트 결과의 ACF(Auto-Correlation Coefficient)와 시뮬레이션된 ACF를 비교하여 도시하는 그래프이다.
도 17은 50MHz 대역폭 모드(100MHz 샘플링 주파수)에서 시뮬레이션된 데이터와 본 발명에 의한 테스트된 데이터의 자기 상관 데이터를 코사인 변환하여 구한 파워 스펙트럴 밀도를 도시한다.
도 18은 자체의 노이즈 소스를 이용한 본 발명 상관기에 대한 화이트 노이즈 테스트용 장치의 구성을 도시한다.
도 19 및 20은 100MHz 샘플링 주파수, 50MHz 대역폭 모드에서 각각 50MHz 저역통과필터(low pass filter) 및 12.5MHz 저역통과필터를 사용한 경우의 노이즈 테스트 결과를 도시한다.
도 21은 본 발명에 의한 분광기를 이용한 실제 천체의 관측결과를 도시하는 것이다.
도 22는 종래의 분광기인 TRAO 필터 뱅크를 사용하여 관측한 데이터를 도시한다.
도 23은 도 22와 비교하기 위하여 도 21 데이터에서 각 5채널을 평균하여 평탄화(smoothing)하는 작업한 결과를 도시한다.
본 발명에 의한 디지털 자기상관 분광기는 다음과 같은 구성으로 되어 있다.
고주파 광대역 신호를 협대역의 기저(Baseband)대역신호로 변환하는 중간 주파수-기저대역 변환수단(Intermediate Frequency to Baseband Converting means; 이하 "IFBC수단"이라 한다);
입력신호를 디지털 신호로 변환하고, 변환된 디지털 신호를 관측 대역폭내의 3 레벨 데이터로 변환시킨 후, 자기 상관 계수를 구하는 상관기 수단(correlator means);
상기 상관기 수단과 IFBC 수단을 제어하는 제어 신호의 입출력 및 데이터의 출력을 담당하는 상관 제어 시스템;
상기 상관기 수단을 상관 제어 시스템에 연결하기 위한 인터페이스 수단;으로 이루어진다.
또한, 외부의 시스템 제어 컴퓨터와 본 발명에 의한 디지털 자기 상관 분광기 사이의 통신을 위한 통신 인터페이스 수단을 추가로 구비할 수 있다.
전술한 IFBC 수단은 고주파수 광대역 신호(중심주파수 1.2~1.6GHz, 대역폭 약 400MHz)를 상기 상관기 수단에서의 적용을 가능하게 하는 기저신호(baseband)로 변환하기 위하여 사용되는 것으로,
프로그래밍 가능한 감쇄기(attenuator)와, 하나 이상의 필터링 수단을 포함하는 IFBC 모듈;
두 개의 동일한 800 및 100MHz신호를 발생하는 로컬 오실레이터(Local Oscillator) 모듈;로 이루어져 있다.
또한, IFBS의 출력을 모니터하고, 모니터링한 결과에 따라 시스템 제어 컴퓨터로 하여금 감쇄기 레벨을 세팅하도록 하는 아날로그-디지털 변환기(Analog/Digital Converter; 이하 "ADC"라 한다)를 추가로 구비할 수 있다.
전술한 상관기 수단(correlator means)은 다시 IFBC로부터의 아날로그 입력신호를 최대 100MHz까지의 8비트 디지털 형식으로 디지털화하기 위한 샘플러부와,
본 발명에서 사용하는 3-레벨 상관계산에 적합하도록 디지털 데이터를 3단계로 디지털 코딩하고, 현재 및 지연 데이터를 발생하기 위한 샘플러 로직부와,
시스템 클럭을 발생하는 클럭부와,
샘플러 로직부로부터의 신호에 대한 상관계수를 산출하는 상관기부와,
모든 제어신호를 발생, 가공(shaping), 타이밍, 조건화(conditioning)하는 상관기 제어부로 이루어져 있다.
실시예
아래에서는 첨부되는 도면을 참고로 본 발명의 일 실시예에 의한 디지털 자기 상관 분광 시스템의 구성을 구체적으로 설명한다.
이하에서 설명되는 실시예에 의한 디지털 자기 상관 분광기는 1024채널 디지털 자기 상관 분광기로서, 3-레벨 방식의 샘플링 처리를 기본으로 하고, 관측 대역폭을 50, 25, 12.5MHz의 세 단계로 가변할 수 있도록 설계할 수 있도록 하였다.
도 1은 상관함수를 기계적으로 구현하기 위한 기본적인 구성요소를 도시하는 것이다. 상관함수 또는 상관계수를 구하기 위해서는 세 가지의 기본요소, 즉, 임의 시간 t에 대하여 일정한 시간 지연 τ를 줄 수 있는 시간 지연 및 기억소자부분(10), 두개의 신호를 곱하는 곱셈기(20), 그리고 이를 적분하여 평균을 구하는 적분기(30)가 필요하다. 즉, 지연된 신호와 원래의 신호가 곱셈기(Multiplier)에 의해 곱해지고 곱해진 신호는 적분기(Integrator)에서 적분과정을 통하여 자기 상관 함수를 구하게 된다.
도 2는 본 발명에 의한 디지털 자기 상관 분광기의 전체구성을 개략적으로 도시한다.
본 발명에 의한 1024채널 디지털 자기상관 분광시스템은 크게 1.2GHz∼1.6GHz의 400MHz 대역의 신호를 DC∼50MHz의 기저대역(Baseband)의 신호로 변환시켜주는 중간 주파수-기저대역 변환수단으로서의 IFBC 수단(Intermediate Frequency to Baseband Converter;IFBC; 100), IFBC로 부터의 신호를 관측자의 요구에 맞도록 3 레벨 데이터로 변환시킨 후, 자기 상관 함수를 구하는 상관기 수단(200)과, 상관 제어 시스템(400) 및 상관기 수단(200)과 상관 제어 시스템(300)을 연결해주는 인터페이스 수단(300)으로 이루어져 있다.
또한, 도시되지는 않았지만, 전체 시스템의 각 부분에 전원을 공급하는 전원 공급기가 제공되어 있다.
도 3은 전술한 각 수단의 구성을 상세하게 도시하는 것으로, IFBC수단(100)은 고주파 광대역 신호를 중간 주파수(또는 기저대역) 신호로 변환하여 주는 IFBC 모듈(110)과, IFBC 수단에서 출력되는 신호의 대역폭을 한정하고, 이득을 자동으로 제어하는데 사용되는 로컬 오실레이터(120)로 이루어져 있다. IFBC모듈(110)은 하나 이상의 필터링 수단과, 프로그래밍 가능한 감쇄기를 포함하고 있으며, IFBC 수단은 ADC를 추가로 포함할 수 있다. 이러한 IFBC수단의 구성에 대해서는 아래에서 더 상세하게 설명한다.
또한, 상관기 수단(200)은 IFBC 수단으로부터의 입력 아날로그 신호를 최대 100MHz까지의 8비트 디지털 형태로 양자화(quantization)하는 샘플러부(sampler part; 210)와, 상관기부(230)에서 사용될 수 있도록 3-레벨 디지털 코딩(coding)을 수행하며, 자기 상관(auto-correlation)을 할 수 있도록 현재 및 지연된 데이터를 발생하는 샘플러 로직부(sampler logic part; 220)와, 각 구성요소에 제공되는 동기 시스템 클럭을 발생시키는 클럭부(clock part; 240)와, 샘플러 로직부(230)에 의하여 공급되는 코드화된 입력 신호의 자기 상관 함수를 계산하는 상관기부(230)와, 상관함수(또는 상관계수)를 구하기 위해서 사용되는 모든 필요한 제어 신호를 발생하고 적절하게 다른 구성요소로 분배하는데 사용되는 상관기 제어부(250)로 이루어져 있다. 이러한 상관기 수단의 구체적인 구성에 대해서도 아래에서 상세하게 설명한다.
상관 제어 시스템은 필요한 데이터의 획득을 제어하는 컴퓨터 시스템으로서, 인터페이스 수단을 통하여 상관기 수단과 연결되어 있다.
한편, 실시간 데이터 처리를 목표로 할 경우, 데이터를 처리하고, 제어하는 컴퓨터 시스템의 입출력 속도가 시스템의 자료 처리 양상의 핵심적인 제한 요소가 되게 된다. 본 자기 상관 분광 시스템에서는 PC에 의한 제어방식을 선택하였고, 이로써 단일 칩 상관기를 구성할 경우에 있어서 타이밍과 전력 면에서는 많은 설계의 여유를 주게 된다. 그러나 단일 칩으로 설계할 경우 신호의 진폭 정보에 대한 해상도는 3레벨 방식의 샘플링 처리만이 가능하기 때문에, 본 실시예에서는 관측 대역폭을 사용자가 각기 50, 25, 12.5MHz의 세 단계로 가변할 수 있도록 설계하였다. 이상과 같은 본 발명의 실시예에 의한 시스템 특성을 정리하면 표 1과 같다.
1024 채널 자기 상관 분광 시스템의 특성
입출력 단일 입출력 시스템
연산방식 3 레벨 연산
샘플링 정상 및 중첩 나이퀴스트 샘플링 지원
대역폭 1024 채널 50, 25, 12.5 MHz 가변
신호레벨 TTL, PECL 혼용방식
제어방식 PC 제어 방식
시분해능 최소 3.2768 ms
주파수분해능 최소 6.1036 KHz
좀 더 구체적으로, 본 발명의 실시예에서는 자기 상관 함수 기능을 갖는 VLSI Monolithic IC를 이용하였으며, 1개의 입력에 대하여 3 레벨 연산 방식과 정상 및 중첩 나이퀴스트(Nyquist) 샘플링 방식을 지원하는 1024 채널, 최대 50MHz 대역폭을 가지며, 이를 구현하기 위하여 디지털 신호의 레벨은 TTL방식과 PECL방식을 혼용한다. 본 발명에 의한 자기상관 분광 시스템의 전체 제어를 위한 외부 시스템 제어 컴퓨터로는 486급 이상의 PC(Personal Computer)를 이용한다.
아래의 표 2는 앞서 제시된 설계 사양을 구현하기 위한 시스템의 구성을 간략히 보여주고 있다. 한편, 이러한 구성을 데이터의 흐름 측면에서 살펴보면 도 4와 같다.
1024 채널 자기 상관 분광기의 주요 구성 부분
구성부분 역 할
중간 주파수 변조기 중간 주파수 대역을 기저대역으로 변환
상관기 보드 샘플 데이터 변환, 시스템 클락 공급, 자기 상관 계수의 계산
상관기 제어 보드 상관기 제어 신호의 형성 및 분배
신호 분배 보드 각 보드간 신호 연결 통로 제공
전원 분배 보드 각 보드에 저 잡음, 저 간섭 전원의 분배
인터페이스 보드 상관기와 제어 컴퓨터의 연결
아래에서는 본 발명의 일 실시예에 해당되는 디지털 자기 상관 분광시스템을 이루는 구성요소의 구체적인 구성을 나누어서 설명한다.
1. IFBC 수단(100)
IFBC는 수신기에서 나오는 중심주파수 1.4GHz, 400MHz 대역폭을 갖는 IF 신호를 자기 상관 분광기에 맞는 최대 50MHz 대역과 가변할 수 있는 다른 기저대역의 입력 신호로 바꾸어 주는 역할을 한다. 본 실시예에 의한 분광기는 50MHz, 25MHz, 12.5MHz의 세가지 대역폭 모드를 포함하고 있다. 또한, 다른 제한으로서는, 1KACR의 입력 파워 레벨을 정확하게 0dBm으로 유지시키기 위해 IFBC가 자동 이득 제어(auto-gain control)를 수행하여야 한다는 것이 있다.
설계되어진 IFBC의 특성을 주파수 특성과 이득 특성으로 나누어 살펴보면 다음과 같다.
1) 주파수 특성
본 발명에 사용된 전파 수신기(서울대학교 소재)는 1.2-1.6GHz의 IF 통과 대역을 가지며, 자기 상관 분광기는 샘플링 주파수(sampling frequency)에 따라 12.5, 25, 50MHz의 세 가지 주파수 대역을 가지게 된다. 따라서 IF 신호를 자기 상관 분광기의 입력 신호로 바꾸어 주기 위해서는 1.4GHz의 주파수를 기저대역으로저역변환 해주어야 할뿐만 아니라 주파수 대역을 제한해 줘야한다. IF 신호는 1.2-1.6GHz의 통과 대역을 갖기 때문에 주파수를 낮춰주는 과정에서 영상(image) 대역의 신호가 겹쳐서 들어올 수 있다. 이런 경우 통과 대역 밖에서 겹쳐 들어오는 신호를 구분해 낼 수 없기 때문에 관측 자료 분석에 오차를 만들어낸다. 대역 통과 필터 또는 저역 통과 필터를 이용하여 영상(image) 대역을 제한 할 경우 마찬가지로 필터의 정지 대역 특성에 의해서 영상(image) 대역의 신호가 통과 대역 안에 겹쳐 들어올 수 있다. 따라서 가능하면 통과 대역 밖에서는 급격한 감쇠를 겪도록 만드는 것이 바람직하다. 그러나 통과대역 밖에서 급격한 감쇠를 주기 위해서는 통과 대역 내의 대역폭 손실이 일어날 수밖에 없다. 이런 손익을 계산 할 때 적당한 타협점으로 통과 대역 밖의 감쇠는 20dB 이상, 통과 대역폭의 손실은 20% 이하가 되는 주파수 특성을 갖도록 설계를 한다. 필터를 쓰지 않고 영상 차단 믹서(Image Rejection Mixer; 이하 IRM)를 사용할 경우 영상 대역의 감쇠는 25dB 정도가 가능하고 주파수 대역의 손실은 적다. 그러나 IRM의 경우 DC 근방에서 광대역 90°하이브리드(hybrid)가 필요한데 이러한 하이브리드(hybrid)는 구성하기가 까다롭기 때문에 보통 IRM으로 적당한 주파수로 낮춘 뒤 다시 한번 주파수를 낮춰주는 방식을 사용하기도 한다. 그러나 이런 경우 역시 마지막에 저역 통과 필터를 쓰게 되기 때문에 통과 대역폭의 손실을 겪게된다. IRM을 사용할 경우 장점의 한가지는 IRM의 중간 주파수를 변화시킴으로서 통과 주파수 대역을 선택할 수 있다는 것인데 이런 장점이 있다.
2) 이득특성
수신기의 IF단의 출력 신호의 세기와 안테나 캐빈에서 수신기실까지의 전송 손실, 자기 상관 분광기의 입력 신호의 세기 범위에 의해 전체 IFBC단의 이득 범위가 결정된다. 수신기의 시스템 온도를 Tsys, 전송 손실을 Lt라고 하면 IFBC의 입력 신호의 세기는 다음과 같이 결정된다(수학식 3).
Pin[dBm]=Tsys[dBm/Hz]+G[dB]-Lt[dB]+log(BW[Hz])
G:수신기 앞단의 전체 유효 이득
BW:IF단의 통과 대역폭
이미 설계되어 있는 수신기 앞단의 특성으로부터 예상되는 값들은 다음과 같다.
BW=400MHz, G=∼88dB, Lt=-10dB, Tsys=400-2000K
따라서 Pin는 -4dBm에서 +3dBm 범위의 값을 갖는다. 자기 상관 분광기의 입력 신호 범위는 10dBm(±1Vpp, 50ohm)이고 대역폭은 샘플링 주파수(sampling frequency)에 따라서 12.5, 25, 50MHz 세 개의 대역폭을 가진다. 자기 상관 분광기의 대역폭에 따라서 IFBC의 유효 이득 값이 조정되어야 한다. IFBC의 유효 이득의 범위는 16-29dB의 값을 갖는다. IFBC는 13dB이상의 이득 조정이 가능해야 한다. 그리고 실제로는 IF 신호를 기저대역(Baseband) 신호로 주파수 변환할 때 변환 손실이 있기 때문에 이 변환 손실을 보상해주는 증폭기가 여러 개 필요하게 된다. 신호의 세기가 비교적 크기 때문에 믹서나 증폭기의 활성 범위를 넘지 않도록 고려해야한다.
3 레벨 샘플링 방식을 사용하는 자기 상관 분광기의 경우 문턱전압(threshold voltage)은 입력 전압의 0.6120σ일 때 오차가 가장 적은 것으로 알려져 있다. 그러나 입력 신호의 세기는 계속 변하기 때문에 입력 신호와 문턱전압(threshold voltage) 사이에 위의 관계를 유지하기 위해서는 입력 신호의 세기에 따라 문턱전압(threshold voltage)을 바꿔주거나 혹은 입력 신호의 세기를 들어오는 신호의 세기와 상관없이 일정하게 유지 시켜주는 방식을 사용하여야 한다. 본 발명의 일 실시예에 사용된 자기 상관 분광기는 문턱전압(threshold voltage)이 일정한 값으로 고정되어 있기 때문에 IFBC 부분에서 입력 신호의 세기를 일정한 값으로 유지 시켜주는 이득 조정부가 필요하다.
설계되어진 IFBC의 주파수 특성은 주로 영상(image) 대역의 신호를 제거해 주는 필터 2와 대역폭을 제한해주는 필터 3,4,5에 의해 결정된다. 필터 3,4,5는 자기 상관기의 주파수 대역에 따라 하나를 선택할 수 있도록 선택 스위치를 이용하여 병렬로 연결하였다. 주파수 경계부분에서 급격한 경사를 주어 통과 주파수 대역 내로 겹쳐 들어오는 잡음을 줄이게 하였다. 필터 3,4,5는 통과 주파수 대역의 상단 에지(upper edge) 부분의 특성에, 필터 2는 DC 근처의 특성에 영향을 많이 미친다. 각 IFBC에 사용된 5개 필터의 주파수 특성을 요약하면 아래 표 3과 같다.
IFBC의 필터들의 주파수 특성(단위: MHz)
3dB bandwidth 60dB stopband 20dB 감쇠 주파수
filter1 DC-800 960 848
filter2 DC-98 106.4 102
filter3 DC-48.1 57.7 51.4
filter4 DC-24 26.5 25.7
filter5 DC-12 14.3 13.4
위의 필터 특성에 의해서 12.5, 25, 50MHz 범위에서 예상되는 대역폭의 손실은 각각 20%, 12%, 8%이다. 기저대역(Baseband)의 통과 대역에 대응되는 IF의 주파수 대역은 1.50-1.55GHz이다. 본 실시예에서의 주변 전파 간섭이 주로 1.2-1.4GHz에 분포하는 것으로 측정되었는데 이를 고려하면 상대적으로 전파 간섭으로부터 영향을 덜 받을 것이 예상된다.
자기 상관 분광기의 입력 전압은 ±1Vpp 범위의 값을 가져야 한다. 이때 문턱치전압(threshold voltage)의 값은 ±0.5V (±0.7σ)정도의 값을 갖게 된다. 입력 신호의 세기를 이런 일정한 세기로 만들어 주기 위하여 0.1dB(약 2.5%) 간격으로 최대 16dB의 이득을 조절할 수 있는 프로그래밍 가능한 감쇄기(programmable attenuator)를 두었다. IFBC의 유효이득 범위가 16-29dB이므로 13dB 이상의 가변이득이 필요한데 이 프로그래밍 가능한 감쇄기(programmable attenuator)로 13dB의 가변 이득을 얻을 수 있다. 자기 상관 분광기의 입력 신호의 세기를 감지수단(detector)으로 검출하여 그 값을 이용하여 감쇄기(programmable attenuator)의 이득을 조절해 준다. 3 레벨 샘플링 상관기의 경우 문턱전압(threshold voltage) 값이 20%정도(입력 신호의 세기로 환산하면 40% 정도) 변하여도 스펙트럼의 형태에 유도되는 오차는 1% 미만이지만 스케일 펙터(scale factor) 오차는 상대적으로 큰 값을 가질 수 있다. 관측시에 IFBC의 입력 신호의 세기가 40% 이상 크게 변하는 것은 주로 대기 상태의 변화나 주변온도의 변화 의한 시스템 온도 또는 이득의 변화에 기인하는 것이기 때문에 상당히 긴 시간 규모를 갖는다. 그리고 캘리브레이션(Calibration) 시에 일어나는 입력 신호 세기의 변화도 40% 미만이기 때문에 하나의 스캔을 얻는 중간에 이득을 변화시킬 필요는 없다. 하지만 스펙트럼의 스케일 펙터(scale factor)를 알기 위해서는 이득의 변화 값과 입력 신호의 세기를 알아야 하기 때문에 계속해서 입력 신호의 세기 값을 구할 수 있도록 감지수단(detector)과 A/D 변환기(A/D converter)를 사용하였다. 즉, A/D 변환기는 8비트 ADC로서 IFBC의 출력을 모니터링하고 있다가, 모니터링 결과에 따라 시스템 제어 컴퓨터로 하여금 적당한 감쇄 레벨을 설정하도록 하는 기능을 한다.
도 5는 IFBC 수단(100)을 구성하는 모듈 중에서, 전술한 프로그래밍 가능한 감쇄기(attenuator)와 5개의 필터를 포함하는 IFBC 모듈의 회로도를 나타내며, 도 6은 IFBC 모듈에 제공되도록, 800MHz와 100MHz의 2개의 동일한 신호를 발생하는 로컬 오실레이터(LO) 모듈의 회로도를 도시하는 것이다.
이러한 각 모듈은 전술한 설명을 기초로 종래 기술에 의한 장비 또는 부품으로 충분히 구현할 수 있는 것이므로 그 구체적인 사양에 대한 설명은 생략한다.
2. 상관기 수단(correlator means; 200)
상관기 수단으로 이용되는 상관기 보드(correlator board)는 IFBC수단으로부터의 아날로그 입력신호에 대한 디지털 형태의 자기상관 함수를 구하는 것이다. 이를 위하여, 상관기 보드는 샘플러모듈(sampler module), 샘플러 로직 모듈(sampler logic module), 상관기 모듈(correlator module), 상관 제어모듈(correlator control module), 클럭모듈(clock module)의 5 가지 서브 모듈로 이루어져 있다.
샘플러부(210)로 사용되는 샘플러모듈은 IFBC 모듈(120)에서 DC∼50MHz 대역의 신호로 변조된 중간 주파수 아날로그 입력신호를 최대 100MHz까지의 8비트 디지털 형태로 나눈다. 본 발명에 사용된 샘플러 모듈은 구체적으로 소니(SONY)사의 고속 8비트 플래쉬 A/D 칩인 CXA3026AQ를 사용하였으며, 샘플링 이전의 데이터 셋업시간이 4.5ns이고, 데이터 홀딩시간은 8ns이었으며, 3클럭 이후의 데이터가 샘플링된다. 또한, 클럭 출력이 버퍼에서 사용될 수 있도록 한다.
샘플러 로직부(220)로 이용되는 샘플러 로직 모듈은 상관기 모듈에서 사용될 수 있도록 디지털 코딩(coding)을 수행한다. 즉, -1은 10, 0은 00, 1은 01로 3단계로 코딩하며, 자기 상관(auto-correlation)을 할 수 있도록 현재 및 지연된 데이터를 발생한다.
클럭부(240)로서의 클럭모듈은 시스템 클럭을 발생하는데, 사용자의 관측대역폭이 다양하게 선택될 수 있기 때문에, 10ppm정도의 안정성을 가지는 가변 주파수 합성기(variable frequency synthesizer)로 구현되고, 2비트의 제어신호를 사용하여 후술할 상관 제어모듈에 의하여 제어된다. 클럭 모듈에서 가장 중요한 것은 클럭 스큐(skew) 및 듀티 싸이클(duty cycle)인데, 본 발명의 경우에는 상관기 모듈 앞에서의 클럭 스큐가 0.77ns이고, 듀티 싸이클은 50%이었으며, 모든 클럭 신호는 CR필터를 이용하여 AC커플링되게 하였다. 또한, 클럭 신호의 효율적인 전송을위하여 임피던스가 50Ω로 정합되도록 저항 배열을 이용하였다.
도 7은 전술한 클럭 발생 및 분배를 위한 클럭 모듈의 블록도로서, 25MHz부터 400MHz까지 1MHz단위로 클럭을 선택할 수 있도록 하는 11P 딥 스위치와, 주파수 합성기, 여러 대역모드에 대한 제어신호를 제공하는 2비트 제어부와, 클럭 분배기(clock distributer), 및 다수의 ECL/TTL 변환기로 이루어져 있다.
시스템 클럭은 PECL 레벨로 주파수 합성기에서 발생되고, 시스템 클럭의 주파수는 제어 컴퓨터로부터 수신되는 2비트 제어신호에 의하여 조절된다. 시스템 클럭이 발생된 후에는 클럭 분배기를 통하여 분배되며, 원하지 않는 간섭과 잡음을 감소시키기 위하여 RECL 차분모드(differentiated mode)로 전송된다. 그 다음에는 사용될 칩 전단에서 ECL/TTL 변환기를 통하여 TTL 레벨로 변환된다.
상관기부(230)로서의 상관기 모듈은 샘플러 로직 모듈에 의하여 공급되는 코드화된 입력 신호의 자기 상관 함수를 계산하기 위하여 사용된다.
고주파수 로직을 디자인하는데 있어서 가장 중요한 것은 타이밍 상태와 임피던스를 정합(matching)시키는 것이다. 신호의 모든 전송라인은 50Ω이 되도록 하였으며, 모든 타이밍조건을 충분히 고려하였다.
도 8은 상관기 모듈 입력의 타이밍 상태를, 도 9는 상관기 모듈 출력의 타이밍 상태를 도시한다.
상관기 모듈 입력의 타이밍 차트에서 알 수 있는 바와 같이, 상관을 위한 데이터 셋업시간은 6ns이며 홀딩시간은 1.5ns이다.
상관기 모듈 출력의 타이밍 차트(도 9)에서, "tckr"는 클럭 펄스의 라이징시간(rising time)을, "tckf"는 폴링시간(falling time)을, "tckw"는 클럭 폭을 의미한다. 상관기의 작동 조건은 셋업시간(tisu)이 최소 3.5ns, 홀딩시간(tih)이 최소 0ns이어야 하며, 데이터 출력의 시간 지연은 약 6.5ns이다.
도 10은 상관기 모듈의 세부 구성에 대한 블록도로서 모두 8단계로 이루어져 있다. 외부 데이터 공급 단계(AUX data feed stage)를 통하여 들어온 디지털 코드화된 신호는 입력 데이터 흐름 단계(input data flow stage)를 통하여 흐른다. 지연 라인(delay line)은 1024개의 지연 데이터를 발생시키고, 서로 곱해지고 LSB 가산기(accumulator)에 기록된다. 32비트 리플 카운터에 의하여 적분되고, 듀얼 입력 레지스터와 삼상(tri-state) 드라이버 및 제어신호에 의하여 데이터 출력이 제어된다.
모든 곱셈 V(t)·V(t+τ)은 곱셈 유닛(Multiplier unit)에서 수행되며, 현재 및 지연 데이터는 +1, 0, -1의 부호비트와 크기비트를 가진다. 따라서, 이러한 두 데이터의 곱 역시 +1, 0, -1이 된다. 곱셈 유닛은 음(-)의 값이 발생하는 것을 방지하기 위하여 곱해진 데이터를 각각 2, 1, 0으로 바이어싱(biasing)시킨다. 즉, 바이어스된 출력은 원 데이터보다 1만큼 더 큰 값을 가지게 된다. 따라서, 모든 누산(accumulation)은 총 값에 추가적인 1의 값을 더하게 된다. 모듈러 2 카운터 방법은 이러한 문제를 해결해 준다. 즉, 곱셈기의 출력이 2인 경우에는 모듈러 2 카운터가 1로 카운트하고, 출력이 1인 경우에는 내부 플래그(flag)를 세팅한다. 따라서, 또다른 1이 입력되어 오버플로우 신호를 발생하는 경우에는 플래그가 토글(toggle)하게 된다. 도 11은 이러한 곱셈 유닛을 도시하는 것으로서, 바이어스된 곱셈값이 2이면, G5가 높은 값이고 FF2는 토글한다. 바이어스된 곱셈값이 1인 경우에는 G1이 높은 값이고 FF1이 토글하며, 바이어스된 곱셈값이 0인 경우에는 두 개의 플립플랍(flip-flop) 모두가 토글하지 않는다.
상관기 제어부(250)로서의 상관기 제어모듈은 모든 필요한 제어 신호를 발생하고 적절하게 다른 구성요소로 분배하는 기능을 한다. 본 발명에서 필요한 제어 신호는 시프트 제어, 적분 제어, 데이터 입출력 제어 신호, 모드 제어, 및 기타 다른 핸드쉐이크 제어 신호를 포함한다. 이러한 모든 신호가 제어로직 모듈에 의하여 제어된다. 도 12는 본 발명에 이용된 제어신호의 타이밍 및 작동상태를 도시하는 것으로, 상관 제어모듈은 이러한 타이밍 차트에 따라 제어되며, 필요한 모든 제어 신호는 이 조건을 만족하여야 한다. 데이터 리드아웃(readout) 시간은 적분 시간에 무관하게 10ms를 넘지 않는다.
이하에서는, 본 발명에 이용되는 상관계수 산출에 대한 원리를 수학식을 참고로 상세하게 설명한다.
이론적으로, 상관을 기초로 하는 분광기는 자기 상관 계수가 파워 스펙트럴 밀도와 푸리에 변환 짝(pair)을 이룬다는 위너-킨친(Wiener-Kihnchin) 이론을 사용한다. 따라서, 입력 신호의 자기 상관 계수를 얻으면, 신호의 파워 스펙트럴 밀도를 알 수 있다. 그러나, 디지털 로직을 이용하여 시스템을 구축하는 경우에는 입력 신호를 먼저 디지털화하여야 한다. 이러한 기능은 SRA01KACS 샘플러에 의하여 수행될 수 있다. 본 실시예에서는 3-레벨 샘플링 방법을 이용하였으며, 입력전압이 +∞~cσ까지는 1로, cσ~aσ까지는 0으로, aσ~ -∞까지는 -1로 샘플링하였다.
이러한 디지털 양자화(quantization)는 상관계수의 신호 대 잡음비(SNR; Signal to Noise Ratio)에 오차와 열화(degradation)를 발생시키게 된다. 열화 펙터는 아래의 수학식 4와 같이 정의되며 이 값은 F.K Bower 등이 제안한 바에 의하면 최적 상태에서 1.235의 값을 가지나, 본 실시예와 같은 3-레벨 샘플링에서는 1.224의 값을 가졌다.
그러나, 입력 신호가 가우시안 랜덤 프로세스이기 때문에 참값의 상관계수를 복구할 수 있다. 이는 Price's 원리로 잘 알려져 있다.
정규화된(normalized) 참 상관계수를 ρ(z)라 하고(여기서 z는 시간 원점으로부터의 지연), 측정된 상관계수를 r(z)라 하면 아래의 수학식 5가 성립한다.
여기서, <>는 시간 평균을 의미하며, 하첨자 3은 3-레벨 샘플링된 데이터를 의미한다.
만약, V(t)가 가우시안 랜덤 프로세스이면 아래의 수학식 6이 만족되고, 이 수학식 6은 수학식 7과 같이 하부 전환 근사로 근사화될 수 있다.
여기서 |ρ|<0.86이다.
또한, 아래의 수학식 8과 같이 상부 전환 근사(upper inversion approximation)로 근사화 될 수 있다.
도 13은 수학식 6에 의하여 주어지는 관계를 도시하는 것으로, -a=c=0.612이다. 도시된 바와 같이, ρ가 작을 때에는 측정된 상관계수와 참 상관계수 사이의 관계가 비교적 선형에 가까우며, 따라서 ρ(z)∼Ar(z)로 근사할 수 있게 된다.
그러나, 지연이 없거나, z=1 또는 2의 지연이 있는 경우에는 비교적 큰 ρ값을 가질 것이며, 따라서 이러한 식으로 근사할 수 없다.
ρ(0)의 부정확성은 스케일 오차를 발생하게 되며, 이는 총 파워에 영향을 미치지만, 다른 지연에 대해서는 비교적 정확한 근사가 이루어진다.
자기상관 함수와 파워 스펙트럴 밀도 사이에는 관계가 코사인 푸리에 변환관계에 있이 때문에, ρ(1) 및 ρ(2)에 있는 오차는 파워 스펙트럼의 하위차(low order) 코사인파를 발생할 것이다.
스케일 오차를 해결하기 위하여, 우선 r(0)와 그의 문턱치(threshold value) 사이의 관계를 이해하여야 한다. 최적의 샘플링 레벨을 찾기 위하여 참 ACF와 측정된 ACF내의 신호 대 잡음비(SNR)를 고려하면, r(z)의 분산은 아래의 수학식 9와 같이 주어진다.
그리고, 수학식 7로부터 근사하면,가 되며, 관계식과 위의 식을 이용하면 보정된 ACF, ρ3(z)의 분산을 아래의 수학식 10과 같이 구할 수 있다.
여기서 N은 샘플의 총 개수, c는 입력 rms(Root Mean Square)로 나타낸 문턱치, ρ3(z)는 3-레벨 샘플링으로부터 보정된 ACF를 나타낸다. 완전 아날로그 상관기에서는 분산값이 1/N으로 주어진다.
두 개의 분산값에 대한 비를 계산하면 수학식 11과 같이 된다.
도 14는 이러한 결과를 c로 나타낸 것으로, 최소값은 d(sigma_{rho_3 (z)}^2 / sigma_rho(z)^2 ) / dc값을 계산함으로써 구해질 수 있으며, 이로써 3-레벨 샘플링에서의 최적 문턱치는 0.612σ임을 알 수 있다. 또한, c=0.612 일 때 수학식 11의 스퀘어 루트(square root)로 정의되는 열화 펙터의 값이 1.2348이 된다. 이 값은 Bowers 등의 결과와 동일하다.
3-레벨 샘플링에서는 동일한 지연값 사이의 곱셈이, V(t)의 값이 +0.612σ보다 크거나 -0.612σ보다 작을 때에 한하여 1이기 때문에, r(0)와 문턱치 c 사이의 관계는 가우시안 확률식인 수학식 12를 사용하여 구할 수 있다.
비근사식 6으로부터 수학식 6의 근사 경계치 ρ=0.86은 r(z)로 나타내면 0.5067이 된다. 스케일 오차를 해결하기 위하여, 문턱치는 ±10%(Kulkarni등이 증명한 바와 같이, 파워 스펙트럴 밀도에서는 0.5%보다 작은 오차를 발생하는)의 공차를 가지는 상수(표준화되고 오프셋 보정된 0.5404)이어야 한다. 이러한 상수값 유지는 프로그래밍 가능한 감쇄기(attenuator)에 의하여 제어되어야 하며, 측정된 ACF는, 표준화되고 오프셋 보정된 값이 0.5067 이하일 경우에는 하부 변환 근사를 이용하고, 0.5067 이상인 경우에는 상부 변환 근사를 이용하여 보정되어야 한다.
만약, 두 개의 연속된 관측 소스의 파워 레벨 차이가 10%보다 큰 경우에는, 이득보정이 캘리브레이션(calibration) 이전에 이루어져야 하며, 총 파워를 검출함으로써 이득 차이를 보정할 수 있다.
또다른 오차항은 ρ(1) 또는 ρ(2)에 있는 오차에 기인한다. ρ(1) 또는 ρ(2)는 0.86보다 큰 값을 가질 수 있는 유일한 값들이다. 파워 스펙트럼은 자기 상관 계수의 코사인 변환이기 때문에, 이러한 오차는 파워 스펙트럼에 낮은 차수의 코사인파 cos(2πjk/N)를 추가하게 된다. 윗 식에서 j=1 또는 2이고, k는 채널 번호, N은 총 채널수이다.
그러나, 전파관측에서는 관측 신호 데이터로부터 기준 관측 데이터를 단순히 차분함으로써 적어도 제 1차항에 있는 전술한 효과를 쉽게 제거할 수 있다. 그리고 제 2 차항은 무시할 수 있다. Kulkarni의 시뮬레이션 결과에 따르면 이러한 효과는 보정된 ACF에 최대 ±0.4%의 차이를 발생하게 된다.
이하에서는, 소스로 CW웨이브와 화이트 노이즈를 이용하여 본 발명에 의한 SRAO 1024 채널 상관 분광기의 테스트를 수행한 결과에 대하여 설명한다.
테스트결과는 스펙트럼 분석기(analyzer)와 수학적 시뮬레이션된 데이터와 비교하였다. 도 15는 CW 테스트 장비의 구성을 도시하는 것으로, 주파수 범위가 100kHz 내지 3.2GHz인 신호발생기(HP8648C signal generator)가 신호원으로 사용되었고, 시스템은 500MHz 오실로스코프(HP 54615B Oscillator)와 500MHz 로직 분석기(HP 1662C logic analyzer)로 모니터하였고, 시스템은 리눅스 기반의 PC에의하여 제어되었다. 모든 데이터는 HP8596E 스펙트럼 분석기에 의하여 항상 체크되었다.
테스트는 1.562500MHz 사인파 입력에 대한 50MHz 대역폭 모드로 측정되었으며, 이러한 입력 사인파는 FFT(Fast Fourier Transform) 및 다른 계산 오차를 감소시키기 위하여 선택된 것이다.
도 16은 결과적인 ACF(Auto-Correlation Coefficient)와 시뮬레이션된 ACF를 비교하여 도시하는 것이다. 테스트에는 100MHz 샘플링, 50MHz 대역폭이 적용되었으며, 실선이 시뮬레이션된 데이터이고, 점선이 본 발명에 의한 테스트 데이터이다. 결과적으로 약 5.54%의 진폭오차가 발생하였지만, 위상 오차는 없었다. 시뮬레이션된 데이터의 진폭과 본 발명에 의한 실제 자기 상관 데이터의 진폭에 차이가 있었으나, 이러한 차이는 통상적으로 파워 스펙트럴 밀도에 존재하는 정도의 값이었다.
도 17은 50MHz 대역폭 모드(100MHz 샘플링 주파수)에서 시뮬레이션된 데이터와 본 발명에 의한 테스트된 데이터의 자기 상관 데이터를 코사인 변환하여 구한 파워 스펙트럴 밀도를 도시한다. 실선은 시뮬레이션데이터에 관한 것이고, 점선은 본 테스트에 대한 것이다. 도시되 바와 같이, 시뮬레이션 데이터 및 테스트 데이터 모두에서 메인 폴(main pole)의 위치가 예상위치인 1.562500MHz에 정확하게 일치하였다. 또한, 테스트 데이터에 대한 두 번째 폴의 위치도, 두 개의 다른 대역폭 관측 모드에서, 시뮬레이션의 경우와 잘 일치함을 알 수 있다.
100MHz 샘플링 주파수 및 50MHz 대역폭 모드에서, 자기 상관 함수의 차이 때문에 발생하는 파워 스펙트럴 밀도의 총 오차는 0.029%로 아주 작음을 알 수 있다.
도 18은 자체의 노이즈 소스를 이용한 화이트 노이즈 테스트를 위한 장치의 구성을 도시한다.
노이즈 테스트를 위하여 사용된 장비의 세부적인 사양을 살펴보면, HP8596E 스펙트럼 분석기가 상관 데이터의 비교를 위하여 사용되었으며, 노이즈 소스는 IFBC에서와 같이 이득조절 및 대역폭 조절이 가능하도록 구성되어 있어서, 대역폭이 제한된 가우시안 랜덤 노이즈를 발생시킬 수 있게 하였다. 화이트 노이즈는 4.5MHz 근처에서 약한 오실레이션을 가지도록 하였으며, 채널이 증가함에 따라 약한 경사를 가지도록 하였다.
도 19 및 20은 100MHz 샘플링 주파수, 50MHz 대역폭 모드에서 각각 50MHz 저역통과필터(low pass filter) 및 12.5MHz 저역통과필터를 사용한 경우의 결과를 도시한다.
도 19 및 20에서 수평축은 채널번호이고, 수직축은 캘리브레이션 되지 않은 상대값(dimensionless)이며, 상부 선은 보정된 데이터, 하부 선은 보정되지 않은 데이터를 나타낸다.
도 19에 도시된 바와 같이, 노이즈의 특성이 명확하게 보이고 있고, 4.5MHz에 해당하는 92 채널 근처에서 약한 피크를 보이고 있으며, 약한 경사를 가지고 있다. 또한, 필터의 형상도 명확하게 알 수 있다.
이러한 결과는 HP8596E 스펙트럼 분석기에 의하여 관측된 데이터와 비교되는데, 본 발명에 의한 결과가 스펙트럼 분석기 데이터와 잘 맞음을 알 수 있다. 따라서, 본 발명에 의한 디지털 자기상관 분광기가 잘 동작하고 있음을 알 수 있다.
도 19 및 도 20은 또한 측정된 ACF와 실제 ACF 사이의 관계를 보여준다. 도 20에서 보정된 데이터는 신호가 존재하는 저채널에서는 더 큰 값을 가지지만, 보정되지 않은 데이터는 통과대역 바깥에서 더 큰 값을 나타낸다. 또한, 보정된 데이터는 통과대역 내에서 강화된 특성을 나타내며, 보정되지 않은 데이터는 스펙트럼 분석기와 잘 맞지 않음을 알 수 있다.
이하에서는 본 발명에 의한 디지턴 자기상관 분광기를 이용하여 천체를 전파관측한 결과에 대하여 설명한다.
관측은 2001. 3. 20일 86GHz의 중심 주파수를 가지는 오리온-kln SiO 메이저 소스(Orion-kln SiO maser source)에 대하여 이루어졌다. 본 발명에 의한 분광기의 50MHz 대역폭 모드를 사용하였으며, 비교를 위하여 TRAO 250 채널 필터 뱅크 시스템을 이용하여 동일한 대상을 동시에 관측하였다.
도 21은 본 발명에 의한 분광기를 이용한 관측결과를 도시하는 것이다. 수평축은 채널번호, 수직축은 T* a이다. 채널간 간격은 50kHz이며, 고채널일수록 높은 주파수를 가진다. 피크값이 약 8K이고, 노이즈 레벨의 표준편차는 약 0.205K이었으며, 시스템 온도(Tsys)는 약 159K이었다.
이론적으로 제한된 민감도(sensitivity)는 아래의 수학식 13과 같이 주어진다.
여기서 Δν는 주파수분해능, tintg는 적분시간이며, 관측조건은 Δν=50kHz, tintg=30sec이었다.
따라서, 이론적인 예측치 ΔT는 약 0.2043K이고, 측정 데이터의 노이즈 레벨 RMS(Root Mean Square)는 약 0.205K가 되며, 이 값은 이론적인 예측치와 잘 일치하는 것을 알 수 있다.
비교를 위하여, 전술한 비교장비인 TRAO 250 채널 필터 뱅크를 이용하여 동일한 소스에 대한 관측을 실행하였다. 필터 뱅크의 분해능을 250kHz이고, 총 대역폭은 62.5MHz이었다.
도 22는 TRAO 필터 뱅크를 사용하여 얻은 데이터를 도시한다. 도면에서 가로축은 채널번호, 세로축은 T* a, 채널간격은 250kHz이고, 높은 번호의 채널은 낮은 주파수를 나타낸다.
도시된 바와 같이, 피크값은 약 5.8K이고, 노이즈의 RMS 값은 약 0.13K으로서, 이는 250kHz분해능에서의 이론적인 값인 0.092K보다 약간 큰 것을 알 수 있다.
이 결과를 본 발명에 의한 결과와 비교하기 위하여 SRAO1KACS 데이터를 각 5채널을 평균하여 평탄화(smoothing)하는 작업을 하였으며, 그 결과를 도 23에 도시하였다.
전체적인 그래프의 형상은 TRAO 필터 뱅크를 이용한 경우와 잘 일치하고, 피크값은 약 6.8K이었다. 이 값은 필터 뱅크 데이터보다 약간 큰 값이나, 이는 캘리브레이션 오차에 기인하는 것으로 예상된다.
총 파워는 400MHz 대역폭에서 관찰되었으나, 관측은 50MHz 대역폭에서만 수행되었다. 따라서, 약 1K의 차이는 수용가능한 정도로 판단된다. 노이즈 레벨의 RMS값은 약 0.103K로서, 이론적인 값인 0.92K와 잘 일치한다.
이러한 결과로 볼 때, 본 발명에 의한 자기상관 분광기(SRAO1KACS)는 종래의 필터방식의 분광기(TRAO 필터 뱅크)보다 민감도(sensitivity)측면에서 더 우수한 성능을 보이는 것을 알 수 있다.

Claims (6)

  1. 고주파 광대역 신호를 협대역의 기저(Baseband)대역신호로 변환하는 중간 주파수-기저대역 변환수단(IFBC수단);
    입력신호를 디지털 신호로 변환하고, 변환된 디지털 신호를 관측 대역폭내의 3 레벨 데이터로 변환시킨 후, 자기 상관 계수를 구하는 상관기 수단(correlator means);
    상기 상관기 수단과 IFBC 수단을 제어하는 제어 신호의 입출력 및 데이터의 출력을 담당하는 상관 제어 시스템; 및,
    상기 상관기 수단을 상관 제어 시스템에 연결하기 위한 인터페이스 수단;으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 자기 상관 분광기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 디지털 자기 상관 분광기의 제어를 위한 외부 시스템 제어 컴퓨터와의 통신을 위한 통신 인터페이스 수단을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 자기 상관 분광기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 IFBC 수단은 중심주파수 1.2~1.6GHz, 대역폭 약 400MHz의 고주파수 광대역 신호를 상기 상관기 수단에서의 적용을 가능하게 하는 기저신호(baseband)로변환하기 위하여 사용되는 것으로,
    프로그래밍 가능한 감쇄기(attenuator)와, 하나 이상의 필터링 수단을 포함하는 IFBC 모듈;
    두 개의 동일한 800 및 100MHz 신호를 발생하는 로컬 오실레이터(Local Oscillator) 모듈;로 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 자기상관 분광기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    IFBS 수단의 출력을 모니터하고, 모니터링한 결과에 따라 외부 시스템 제어 컴퓨터로 하여금 프로그래밍 가능한 감쇄기의 레벨을 세팅하도록 하는 아날로그-디지털 변환기(Analog/Digital Converter)를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 자기상관 분광기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 상관기 수단(correlator means)은,
    IFBC 수단으로부터의 아날로그 입력신호를 최대 100MHz까지의 8비트 디지털 형식으로 디지털화하기 위한 샘플러부와,
    3-레벨 샘플링 상관계산에 적합하도록 디지털 데이터를 3단계로 디지털 코딩하고, 현재 및 지연 데이터를 발생하기 위한 샘플러 로직부와,
    시스템 클럭을 발생하는 클럭부와,
    샘플러 로직부로부터의 신호에 대한 상관계수를 산출하는 상관기부와,
    상기 상관기부를 제어하는 모든 제어신호를 발생, 가공(shaping), 타이밍, 조건화(conditioning)하는 상관기 제어부로 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 자기상관 분광기.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 IFBC 모듈에 포함되는 필터링 수단은 5개의 필터로 이루어져 있으며,
    2개의 필터는 신호 중 이미지 대역의 신호를 제거하기 위하여 사용되며,
    3개의 필터는 관측대역폭을 50, 25, 12.5MHz의 세 단계 중 하나로 선택하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 디지털 자기상관 분광기.
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