CN104914453B - 一种基于载波相位的多通道伪距测量装置及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种基于载波相位的多通道伪距测量装置及方法，所述装置包括依次连接的衰减器模块、射频多路开关模块、射频下变频模块、模数转换模块、中频下变频模块、码捕获模块、码跟踪模块、码相位载波相位解算模块。本发明能够实现多通道测距，同时降低了多通道测距所消耗的资源，并提高了测距精度。

Description

一种基于载波相位的多通道伪距测量装置及方法
技术领域
本发明涉及微波信号测量领域，具体涉及一种基于载波相位的多通道伪距测量装置及方法。
背景技术
多通道伪距测量系统是基于直接序列扩频技术，对于实际的载波相位测距系统来说，只要当被测距离大于波长时，就会出现距离模糊，而且整周期模糊的解算非常麻烦。
现有的伪码测距系统基于直接序列扩频技术，伪码在空间传输时所占有的带宽相对较宽，而接收端又采用相关解扩使有用带宽信息的信号恢复成窄带信号，然后通过窄带滤波技术提取有用信号。
然而，现有的伪码测距系统测量精度较低，它的测量精度受码元宽度的限制。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种基于载波相位的多通道伪距测量装置及方法，实现了多通道测距，同时降低了多通道测距所消耗的资源，并提高了测距精度。
为解决上述技术问题，本发明提供以下技术方案：
第一方面，本发明提供了一种基于载波相位的多通道伪距测量装置，包括依次连接的衰减器模块、射频多路开关模块、射频下变频模块、模数转换模块、中频下变频模块、码捕获模块、码跟踪模块、码相位载波相位解算模块；
所述衰减器模块包括第一衰减器至第n衰减器，n≥1，所述第n衰减器用于对被测系统第n通道输出的信号的功率进行衰减；所述被测系统输出的信号的码片速率为Y；
所述射频多路开关模块用于对被测系统第n通道输出的信号进行时分切换；
所述射频下变频模块用于对输入其中的某一路信号进行射频下变频至中频信号；
所述模数转换模块用于将所述中频信号进行模数转换得到数字信号；
所述中频下变频模块用于对所述数字信号进行数字下变频，得到两路基带信号，包括I路基带信号和Q路基带信号；
所述码捕获模块用于对得到的两路基带信号进行相关运算和相关峰检测，得到相关峰信号并判决得到捕获标志及当前码相位；
所述码跟踪模块用于产生以捕获后的当前码相位为起始相位的本地码对输入信号进行跟踪；
所述码相位载波相位解算模块用于计算出伪码测距结果和载波测距结果并得出最终测距结果。
其中，所述码相位载波相位解算模块具体用于：
获取通道i的载波相位θi：
获取通道i的伪码相位Ρhase_Codei；
获取通道i的伪码时延差T_delayi0：
T_delayi0＝T_delayi-T_delay0；其中，T_delay0为预设的参考伪码时延；
当T_delayi≤0时，通道i的载波相对相位：C_Delta_θi0＝θ0-θi；否则，C_Delta_θi0＝θi-θ0，其中，θ0为预设的参考通道载波相位；
若C_Delta_θi0<0，则将C_Delta_θi0统一到0～360周期内：
C_Delta_θi0＝C_Delta_θi0+360；
获取通道i的通道间时延差即可获得最终测距结果，其中通道i的通道间时延差为：
其中，T_Delta_Phasei为载波时延；
fs为射频载波频率。
其中，所述码跟踪模块包括伪码跟踪环路，所述伪码跟踪环路包括鉴相器、环路滤波器和码NCO；
所述鉴相器用于根据捕获后输出的信号分别和本地对应的PN码的当前路、超前路和滞后路进行数字匹配滤波得到的相关运算结果进行点积鉴相，并将鉴相结果输入到环路滤波器；
所述环路滤波器将环路滤波结果输入到所述码NCO，以控制调节本地码的输出码相位提高跟踪精度，输出跟踪后的当前码相位和I、Q两路的相关峰值。
其中，所述伪码跟踪环路为一阶环路。
其中，所述中频下变频模块还用于对所述数字信号进行高频信号滤除。
其中，所述射频下变频模块所采用的中频采样速率为所述被测系统输出的信号的码片速率的非整数倍。
第二方面，本发明还提供了一种基于载波相位的多通道伪距测量方法，包括：
S1、接收被测系统输出的多路信号，所述多路信号由被测系统的多个通道分别输出；所述被测系统输出的信号的码片速率为Y；
S2、对接收的多路信号进行衰减并控制所述多路信号按照时分方式进行后续步骤S2-S6；
S3、对某一路信号进行射频下变频至中频信号；
S4、将所述中频信号进行模数转换得到数字信号；
S5、对所述数字信号进行数字下变频，得到两路基带信号，包括I路基带信号和Q路基带信号；
S6、对得到的基带信号进行伪码捕获和跟踪得到当前码相位及I路和Q路相关峰的结果，并根据得到的当前码相位和载波相位获取测距结果。
其中，所述步骤S6包括：
获取通道i的载波相位θi：
获取通道i的伪码相位Ρhase_Codei；
获取通道i的伪码时延差T_delayi0：
T_delayi0＝T_delayi-T_delay0；其中，T_delay0为预设的参考伪码时延；
当T_delayi≤0时，通道i的载波相对相位：C_Delta_θi0＝θ0-θi；否则，C_Delta_θi0＝θi-θ0，其中，θ0为预设的参考通道载波相位；
若C_Delta_θi0<0，则将C_Delta_θi0统一到0～360周期内：
C_Delta_θi0＝C_Delta_θi0+360；
获取通道i的通道间时延差即可获得最终测距结果，其中通道i的通道间时延差为：
其中，T_Delta_Phasei为载波时延；
fs为射频载波频率。
其中，所述步骤S5在对所述数字信号进行数字下变频时，还对所述数字信号进行高频信号滤除。
其中，所述步骤S3射频下变频后在中频进行信号处理，采用中频测量射频的幅相关系。
由上述技术方案可知，本发明首先对接收的被测信号进行衰减并控制射频多路开关的切换使多路信号时分进入系统，然后对进入系统的射频信号进行射频下变频到中频信号，接着将射频下变频后的中频信号输入模数转换模块得到数字信号，用数字下变频模块将模数转换后的信号下变频到基带，对得到的基带信号进行伪码捕获和跟踪得到当前码相位及I路和Q路相关峰的结果，并通过得到的码相位和载波相位求出测距结果。本发明解决了现有的测距系统可同时测量的通道数少，测量时间长、测量精度低的问题，实现了多通道测距，同时降低了多通道测距所消耗的资源，并提高了测距精度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例一提供的基于载波相位的多通道伪距测量装置的结构示意图；
图2是本发明实施例一提供的伪码捕获流程示意图；
图3是本发明实施例一提供的伪码跟踪环路流程示意图；
图4是本发明实施例二提供的基于载波相位的多通道伪距测量方法的流程图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实际应用中，由于待测距离很小，因此对精度要求较高，考虑到基于载波相位的多通道伪距测量精度比伪码测距系统精度高两个数量级，因此，基于载波相位的多通道伪码测距具有重要的实际意义。对于码片速率为8.184MHz，载波频率为2492.028MHz的多通道伪距测量系统来说，只要保证伪码测距精度在±200ps以内，就可以利用伪码测距结果解载波相位测距结果的整周期模糊，使最终测距精度达到1ps,且多通道伪距测量系统可测的通道数多，对多通道来说消耗的资源少，只需单片模数转换芯片即可实现多通道伪距测量，是传统测距方法所无法同时兼顾的。
图1示出了本发明实施例一提供的基于载波相位的多通道伪距测量装置的结构示意图，参见图1，包括依次连接的衰减器模块、射频多路开关模块、射频下变频模块、模数转换模块、中频下变频模块、码捕获模块、码跟踪模块、码相位载波相位解算模块；
所述衰减器模块包括第一衰减器至第n衰减器，n≥1，所述第n衰减器用于对被测系统第n通道输出的信号的功率进行衰减；所述被测系统输出的信号的码片速率为Y；
所述射频多路开关模块用于对被测系统第n通道输出的信号进行时分切换；
所述射频下变频模块用于对输入其中的某一路信号进行射频下变频至中频信号；
所述模数转换模块用于将所述中频信号进行模数转换得到数字信号；
所述中频下变频模块用于对所述数字信号进行数字下变频，得到两路基带信号，包括I路基带信号和Q路基带信号；
所述码捕获模块用于对得到的两路基带信号进行相关运算和相关峰检测，得到相关峰信号并判决得到捕获标志及当前码相位；
所述码跟踪模块用于产生以捕获后的当前码相位为起始相位的本地码对输入信号进行跟踪；
所述码相位载波相位解算模块用于计算出伪码测距结果和载波测距结果并得出最终测距结果。
其中，所述码相位载波相位解算模块具体用于：
获取通道i的载波相位θi：
获取通道i的伪码相位Ρhase_Codei；
获取通道i的伪码时延差T_delayi0：
T_delayi0＝T_delayi-T_delay0；其中，T_delay0为预设的参考伪码时延，Y为所述被测系统输出的信号的码片速率；
当T_delayi≤0时，通道i的载波相对相位：C_Delta_θi0＝θ0-θi；否则，C_Delta_θi0＝θi-θ0，其中，θ0为预设的参考通道载波相位；
若C_Delta_θi0<0，则将C_Delta_θi0统一到0～360周期内：
C_Delta_θi0＝C_Delta_θi0+360；
获取通道i的通道间时延差即可获得最终测距结果，其中通道i的通道间时延差为：
其中，T_Delta_Phasei为载波时延；
fs为射频载波频率。
其中，所述码跟踪模块包括伪码跟踪环路，所述伪码跟踪环路包括鉴相器、环路滤波器和码NCO；
所述鉴相器用于根据捕获后输出的信号分别和本地对应的PN码的当前路、超前路和滞后路进行数字匹配滤波得到的相关运算结果进行点积鉴相，并将鉴相结果输入到环路滤波器；
所述环路滤波器将环路滤波结果输入到所述码NCO，以控制调节本地码的输出码相位提高跟踪精度，输出跟踪后的当前码相位和I、Q两路的相关峰值。
其中，所述伪码跟踪环路为一阶环路。
其中，所述中频下变频模块还用于对所述数字信号进行高频信号滤除。
其中，所述射频下变频模块所采用的中频采样速率为所述被测系统输出的信号的码片速率的非整数倍，以避免码片的整周期模糊。
具体地，由图1可见，基于载波相位的多通道伪距测量装置接收待测试系统发出的多通道信号，经多路衰减器后进入射频开关，各路由射频开关选择时分进入射频下变频模块，射频下变频后的中频信号进入模数转换模块，经模数转换模块得到数字信号，然后对得到的数字信号进行中频下变频，其中中频下变频包括混频、低通滤波两部分，经过混频得到I、Q两路信号，在I路和Q路信号中会存在高频信号和基带信号；低通滤波器将高频信号滤除，保留基带信号；接下来对保留的基带信号进行捕获，所述码捕获可使用滑动相关法、数字匹配滤波器、FFT等进行相关运算，本实例采用数字匹配滤波器，首先用接收的扩频多波束信号对应的PN码对信号进行数字匹配滤波进行相关运算，接下来对数字匹配滤波后的信号进行相关峰检测。参见图2，当相关峰结果高于捕获判决门限时，捕获成功，输出捕获标志位转入跟踪模块，跟踪模块将跟踪结果的当前码相位和相关峰值输出，由码相位和载波相位解算模块得到最终测距结果。
如图3所示是码跟踪模块流程示意图，由图3可见，码跟踪环路由鉴相器、环路滤波器和码NCO组成。经捕获后输出的信号分别和本地对应的PN码的当前路、超前路和滞后路进行数字匹配滤波的相关运算，得到的结果进行点积鉴相，将鉴相结果输入到环路滤波器，环路滤波器结果输入到码NCO，控制调节本地码的输出码相位提高跟踪精度，输出跟踪后的当前码相位和I、Q两路的相关峰值并计算出伪码测距结果和载波相位结果，最终解算出载波相位的多通道伪距测量结果。
以两通道的多通道伪距测量为例，对本发明的具体实施过程进行说明。检测设备输出的10MHz时钟信号接入任意波形发生器(Agilent E4438C)的10MHz参考输入。任意波形发生器产生扩频码为m序列、chip速率8.184MHz、载波频率75MHz的BPSK信号送入检测设备的中频输入口。检测设备射频输出经过1：2功分，一路进入开关矩阵的通道1，即参考通道，另一路(测量通道)串入一段相移预先经过标定的电缆，然后接入测试仪的通道2。
步骤a、令多通道伪距测量的通道数为2，基于载波相位的多通道伪距测量装置接收被测系统输出的信号。
步骤b、步骤a中接收的信号经过衰减器进行功率衰减后输入到射频开关网络时分进入射频下变频模块。所述射频下变频模块的采样率为140MHz，射频下变频模块输出为75MHz的中频信号。步骤c、将射频下变频模块输出的中频信号输入到模数转换模块，模数转换模块将接收到的中频信号转换为数字信号后送入中频下变频模块，中频下变频模块采用预设频率对所述数字信号进行下变频后输出I路和Q路两路信号输入到码捕获模块。
步骤d、码捕获模块将接收到的信号和本地伪码进行相关运算得到的相关峰与判决门限进行比较，高于判决门限则捕获成功，输出捕获标志位和当前码相位并转入跟踪模块。
步骤e、跟踪模块将捕获模块输出信号和由捕获码相位起始的当前路、超前路和滞后路的本地伪码信号进行相关运算，将结果输出到点积鉴相器，经环路滤波后进入到码NCO模块，调节本地伪码相位使本地伪码相位和输入码相位对齐，并输出当前路I路和Q路的相关峰值以及跟踪的当前路码相位解算出伪距测量结果。
步骤f、将被校准通道接入检测设备开关矩阵的通道2，然后在测试设备上执行步骤一到步骤五，测得被校准通道与参考通道之间的功率、相位和时延差。然后令信号源重启，再次启动测试程序，如此反复10次功率差和相位差测量结果做平均，并对延迟差测量结果按照“取10次测量里的多数结果”(或“以伪码多次测量结果平均值解模糊”)的原则，得到通道2的校准量。
本实施例通过采用载波相位联合伪码相位测距方法提高了测量精度的同时，实现了多通道测距，相对于现有的多通道测距方式，减少了所消耗的资源，降低了设计的复杂度。在原有伪码测距精度±200ps的基础上进一步将精度提高到1ps。
参见图4，本发明实施例二还提供了一种基于载波相位的多通道伪距测量方法，包括：
步骤101：接收被测系统输出的多路信号，所述多路信号由被测系统的多个通道分别输出；所述被测系统输出的信号的码片速率为Y。
步骤102：对接收的多路信号进行衰减并控制所述多路信号按照时分方式进行后续步骤103-106。
步骤103：对某一路信号进行射频下变频至中频信号。
步骤104：将所述中频信号进行模数转换得到数字信号。
步骤105：对所述数字信号进行数字下变频，得到两路基带信号，包括I路基带信号和Q路基带信号。
步骤106：对得到的基带信号进行伪码捕获和跟踪得到当前码相位及I路和Q路相关峰的结果，并根据得到的当前码相位和载波相位获取测距结果。
其中，所述步骤106包括：
获取通道i的载波相位θi：
获取通道i的伪码相位Ρhase_Codei；
获取通道i的伪码时延差T_delayi0：
T_delayi0＝T_delayi-T_delay0；其中，T_delay0为预设的参考伪码时延；
当T_delayi≤0时，通道i的载波相对相位：C_Delta_θi0＝θ0-θi；否则，C_Delta_θi0＝θi-θ0，其中，θ0为预设的参考通道载波相位；
若C_Delta_θi0<0，则将C_Delta_θi0统一到0～360周期内：
C_Delta_θi0＝C_Delta_θi0+360；
获取通道i的通道间时延差即可获得最终测距结果，其中通道i的通道间时延差为：
其中，T_Delta_Phasei为载波时延；
fs为射频载波频率。
其中，所述步骤105在对所述数字信号进行数字下变频时，还对所述数字信号进行高频信号滤除。
其中，所述步骤103射频下变频后在中频进行信号处理，采用中频测量射频的幅相关系。
具体地，上述实施例一所述的装置可以用以执行本实施例二所述的方法，其原理和技术效果类似，此处不再详述。
下面通过实验来验证上述实施例所述装置及方法的效果。
本实验中检测设备接收被测系统两路输出信号一路(参考通道)经过衰减器后进入开关矩阵的通道1，即参考通道，另一路(测量通道)经过衰减器后串入一段相移预先经过标定的电缆，然后接入开关矩阵的通道2。被测系统所发信号射频频点为2492.028MHz，调制方式为BPSK，码片速率为8.184MHz，扩频序列为m序列。
表1为通道的校准数据实测结果；表2和表3分别为0°相位时通道1和通道2的功率、相位、时延差实测结果。
表1
通道功率差(dB) 通道相位差(度) 通道时延差(ns)
通道1 0 0 0
通道2 -41.167 309.40 8.37055
表1中已经给出了测试仪的校准量，使用该校准量，即可测量预标定电缆串入后引入的衰减、载波相移和时延。由于通道2测量数据位相对于通道1测量结果进行了归一化，因此通道1的功率差、载波相位差和时延差均为0；通过反复重新测量(共10次)，得到测量通道(通道2)和参考通道(通道1)的功率差、载波相位差和时延差结果共10组如下：
表2
衰减(dB) 载波相移(°) 时延(ns)
第一次 -0.312 -256.11 0.91823
第二次 -0.312 -256.14 0.91818
第三次 -0.312 -256.14 0.91832
第四次 -0.278 -256.21 0.91819
第五次 -0.277 -256.19 0.91819
第六次 -0.303 -256.20 0.91824
第七次 -0.274 -256.37 0.91804
第八次 -0.277 -256.30 0.91813
第九次 -0.283 -256.21 0.91808
第十次 -0.276 -256.28 0.91806
平均值 -0.2904 -256.2150 0.9181
然后在整个测试环境不断电的情况下将被测通道串入的电缆由“0°”相位更换为“+8°”相位。在此基础上通过反复重新测量(共10次)，得到测量通道(通道2)和参考通道(通道1)的功率差、载波相位差和时延差结果共10组如表3所示：
表3
衰减(dB) 载波相移(°) 时延(ns)
第一次 -0.280 -264.93 0.90849
第二次 -0.298 -264.94 0.90848
第三次 -0.289 -265.01 0.90831
第四次 -0.264 -264.78 0.90864
第五次 -0.246 -264.89 0.90850
第六次 -0.295 -264.89 0.90850
第七次 -0.275 -264.88 0.90851
第八次 -0.262 -264.69 0.90873
第九次 -0.254 -265.05 0.90834
第十次 -0.273 -265.01 0.90841
平均值 -0.2736 -264.91 0.9085
对比表2和表3的平均值，可得出结论：两个预标定相位短电缆本身的衰减都很小且一致，约为-0.28dB；+8度电缆引入的延迟较小，与实际情况吻合(+8度电缆比0度电缆短)；因为载波相移的测试结果实际上是参考通道相位减去被测通道相位，因此从0度电缆更换为+8度电缆后，载波相移应该有-8度的变化，实测结果为-8.7度。
然后在整个测试环境不断电的情况下将被测通道串入的电缆由“+8°”相位更换为“+3°”相位。在此基础上通过反复重新测量(共10次)，得到测量通道和参考通道的功率差、载波相位差和时延差结果共10组如表4所示：
表4
衰减(dB) 载波相移(°) 时延(ns)
第一次 -0.289 -260.10 0.91384
第二次 -0.280 -260.11 0.91384
第三次 -0.274 -259.98 0.91399
第四次 -0.308 -260.03 0.91393
第五次 -0.255 -260.01 0.91395
第六次 -0.311 -260.02 0.91390
第七次 -0.311 -260.07 0.91389
第八次 -0.277 -260.06 0.91388
第九次 -0.307 -260.09 0.91380
第十次 -0.292 -260.26 0.91367
平均值 -0.290 -260.08 0.9139
对比表2和表4的平均值，可得出结论：两个预标定相位短电缆本身的衰减都很小且一致，约为-0.28dB；+3度电缆引入的延迟介于0度电缆和+8度电缆之间，与实际情况吻合(+3度电缆的长度介于0度电缆和+8度电缆之间)；因为载波相移的测试结果实际上是参考通道相位减去被测通道相位，因此从0度电缆更换为+3度电缆后，载波相移应该有-3度的变化，实测结果为-3.86度。同时，由表2、表3和表4的时延测量值可以看出，载波辅助伪码相位测量得到的时延测量精度在1ps以内，由此可见，载波相位辅助伪码相位测量伪距对提高测距精度是有效的。
综上所述，应用本发明的装置和方法可以实现多通道测量，提高了伪距测量精度，使伪距测量精度达到1ps，同时，相对于一般的多通道测量，减少了所消耗的资源，降低了设计的复杂度。
以上实施例仅用于说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.一种基于载波相位的多通道伪距测量装置，其特征在于，包括依次连接的衰减器模块、射频多路开关模块、射频下变频模块、模数转换模块、中频下变频模块、码捕获模块、码跟踪模块、码相位载波相位解算模块；
所述衰减器模块包括第一衰减器至第n衰减器，n≥1，所述第n衰减器用于对被测系统第n通道输出的信号的功率进行衰减；所述被测系统输出的信号的码片速率为Y；
所述射频多路开关模块用于对被测系统第n通道输出的信号进行时分切换；
所述射频下变频模块用于对输入其中的某一路信号进行射频下变频至中频信号；
所述模数转换模块用于将所述中频信号进行模数转换得到数字信号；
所述中频下变频模块用于对所述数字信号进行数字下变频，得到两路基带信号，包括I路基带信号和Q路基带信号；
所述码捕获模块用于对得到的两路基带信号进行相关运算和相关峰检测，得到相关峰信号并判决得到捕获标志及当前码相位；
所述码跟踪模块用于产生以捕获后的当前码相位为起始相位的本地码对输入信号进行跟踪；
所述码相位载波相位解算模块用于计算出伪码测距结果和载波测距结果并得出最终测距结果；
其中，所述码相位载波相位解算模块具体用于：
获取通道i的载波相位θi：
获取通道i的伪码相位Phase_Codei；
获取通道i的伪码时延差T_delayi0：
T_delayi0＝T_delayi-T_delay0；其中，T_delay0为预设的参考伪码时延；
当T_delayi≤0时，通道i的载波相对相位：C_Delta_θi0＝θ0-θi；否则，C_Delta_θi0＝θi-θ0，其中，θ0为预设的参考通道载波相位；
若C_Delta_θi0<0，则将C_Delta_θi0统一到0～360周期内：
C_Delta_θi0＝C_Delta_θi0+360；
获取通道i的通道间时延差即可获得最终测距结果，其中通道i的通道间时延差为：
Delay i = r o u n d ( | T _ delay i 0 | - T _ D e l t a _ Phase i 1 / f s ) &times; 1 / f s + T _ D e l t a _ Phase i ;
其中，T_Delta_Phasei为载波时延；
fs为射频载波频率。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述码跟踪模块包括伪码跟踪环路，所述伪码跟踪环路包括鉴相器、环路滤波器和码NCO；
所述鉴相器用于根据捕获后输出的信号分别和本地对应的PN码的当前路、超前路和滞后路进行数字匹配滤波得到的相关运算结果进行点积鉴相，并将鉴相结果输入到环路滤波器；
所述环路滤波器将环路滤波结果输入到所述码NCO，以控制调节本地码的输出码相位提高跟踪精度，输出跟踪后的当前码相位和I、Q两路的相关峰值。
3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述伪码跟踪环路为一阶环路。
4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述中频下变频模块还用于对所述数字信号进行高频信号滤除。
5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述射频下变频模块所采用的中频采样速率为所述被测系统输出的信号的码片速率的非整数倍。
6.一种基于载波相位的多通道伪距测量方法，其特征在于，包括：
S1、接收被测系统输出的多路信号，所述多路信号由被测系统的多个通道分别输出；所述被测系统输出的信号的码片速率为Y；
S2、对接收的多路信号进行衰减并控制所述多路信号按照时分方式进行后续步骤S3-S6；
S3、对某一路信号进行射频下变频至中频信号；
S4、将所述中频信号进行模数转换得到数字信号；
S5、对所述数字信号进行数字下变频，得到两路基带信号，包括I路基带信号和Q路基带信号；
S6、对得到的基带信号进行伪码捕获和跟踪得到当前码相位及I路和Q路相关峰的结果，并根据得到的当前码相位和载波相位获取测距结果；
其中，所述步骤S6包括：
获取通道i的载波相位θi：
获取通道i的伪码相位Phase_Codei；
获取通道i的伪码时延差T_delayi0：
T_delayi0＝T_delayi-T_delay0；其中，T_delay0为预设的参考伪码时延；
当T_delayi≤0时，通道i的载波相对相位：C_Delta_θi0＝θ0-θi；否则，C_Delta_θi0＝θi-θ0，其中，θ0为预设的参考通道载波相位；
若C_Delta_θi0<0，则将C_Delta_θi0统一到0～360周期内：
C_Delta_θi0＝C_Delta_θi0+360；
获取通道i的通道间时延差即可获得最终测距结果，其中通道i的通道间时延差为：
Delay i = r o u n d ( | T _ delay i 0 | - T _ D e l t a _ Phase i 1 / f s ) &times; 1 / f s + T _ D e l t a _ Phase i ;
其中，T_Delta_Phasei为载波时延；
fs为射频载波频率。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤S5在对所述数字信号进行数字下变频时，还对所述数字信号进行高频信号滤除。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤S3射频下变频后在中频进行信号处理，采用中频测量射频的幅相关系。
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