KR100357617B1 - 출력 기준 신호를 사용하는 적응형 디지털 전치 왜곡 회로및 그 동작방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 목적은 RF 입력 신호를 수신하고 증폭하는 송신 경로를 구비하는 RF 송신기내에서 사용하는 전치 왜곡 정정 회로를 제공하는데 있다. 상기 전치 왜곡 정정 회로는 상기 송신 경로의 RF 전력 증폭기에서 발생된 상기 RF 출력 신호의 왜곡을 수정한다. 본 발명의 장점에 있어서, 전치 왜곡 회로는 1) 상기 송신경로의 출력과 연결되고, 제1 복조된 디지털 출력 신호를 생성하기 위해 상기 왜곡된 RF 출력 신호를 복조하고 디지털화하는 피드백 회로 및 2) 상기 피드백 회로와 연결되고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호와 전치 왜곡 산출 제어기와 연관된 인접 채널 전력(ACP) 프로파일 데이터를 비교하며, 상기 RF 출력 신호가 상기 ACP 프로파일의 한계내에서 이상적인 RF 출력 신호에 가장 근접하도록 상기 RF 입력 신호를 전치 왜곡(pre-distort)하기 위해서 사용되는 전치 왜곡 정정 값을 생성하는 상기 전치 왜곡 산출 제어기를 포함한다.

Description

출력 기준 신호를 사용하는 적응형 디지털 전치 왜곡 회로 및 그 동작방법{ADAPTIVE DIGITAL PRE-DISTORTION CIRCUIT USING OUTPUT REFERENCE SIGNAL AND METHOD OF OPERATION}
본 발명은 무선 네트웍에 관한 것으로서, 특히 RF 송신기에 사용되는 적응형 디지털 전치 왜곡 보상 회로에 관한 것이다.
본 발명은 1998년 12월 30일 선출원된 미합중국 특허출원번호 09/224,193, ◎DAPTIVE DIGITAL PRE-DISTORTION CORRECTION CIRCUIT FOR USE IN A TRANSMITTER IN A DIGITAL COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD OF OPERATION"과 관련된다. 상기 선출원된 미합중국 특허 출원 09/224,193은 본 발명이 공개에 있어 참조적으로 병합된다.
모든 무선 네트웍 기지국은 음성 또는/ 및 데이터 신호를 이동국(예를 들면, 셀폰, 셀룰라 모뎀을 갖춘 휴대용 컴퓨터, 페이저등)에 송신하기 위한 RF 전력 증폭기와, 상기 이동국으로부터 음성 또는/ 및 데이터 신호를 수신하기 위한 수신기를 구비한다. 디지털 무선 시스템을 위한 RF 전력 증폭기(PA; Power Amplifier)의 디자인은 두가지 우선적인 기준에 의해 제어되는데: 1) 상기 RF 전력 증폭기는 기지국의 셀영역내에서 충분한 RF 출력 전력를 전송해야 하며, 같은 방식으로 최소한의 입력 DC 전력를 사용해야 하고, 2) 인접 채널 전력(ACP; Adjacent Channel Power) 노이즈(noise; distortion)는 어떤 특정 제한범위(mask)내에 존재해야 하는데 그것은 일반적으로 어떤 기준(예를 들면 ACP 프로파일)내에 한정된다.
대부분의 경우에 있어서, 이 두가지 기준은 상반된다. ACP 노이즈는 비선형 영역(clipping)내의 전력 증폭기를 오버드라이빙하는 것과 같이 비선형 효과의 결과로써 발생한다. 슈프리어스 스펙트럼 요소(spurious spectral component)들은 피크 신호가 송신기내의 RF증폭기를 세추레이션시키거나 오버 드라이빙시킬 정도로 충분히 클 때 도입된다. ACP 프로파일을 조우하기 위하여, 부호분할다중접속(CDMA)과 다중 반송파 시스템과 같은 무선 네트웍의 RF 증폭기가 높은 평균 피크율(high peak-to-mean ratio)을 가지는 디지털 신호가 입력될 때 비선형 상태에서 송신기의 동작을 피하기 위하여 풀파워(peak power)로부터 종종 백 오프(backed off)된다. 이러한 높은 평균 피크율을 가지는 디지털 시스템에 있어서, RF 전력 증폭기는 상기 피크 전력를 수용하기 위하여 상당히 많은 양의 전력 헤드룸(head room)을 필요로 하게 된다. 예를 들어, CDMA 시스템의 RF 전력 증폭기는 CDMA 피크 신호가 클리핑되는 것을 방지하기 위하여 10dB이상의 헤드룸 공간이 필요로 하게 된다. 불행하게도, 이러한 많은 오버헤드를 유지하는 것은 RF 전력 증폭기의 전력 효율을 감소시킨다. 이것은 DC 전력의 소비를 증가시키며, 기지국 송수신기 서브시스템을 냉각시킬 필요가 있게되고, 전체 시스템의 크기와 무게 및 비용을 증가시키게 된다.
셀룰라 CDMA나 TDMA와 같은 디지털 무선 시스템에 있어서, 송신기 ACP 프로파일은 시스템내에서 어떤 기준으로 제한되어 진다. 일반적으로, RF 전력 증폭기의 실제 ACP 프로파일은 전력 증폭 장치 특성, 동작모드, 신호작용에 의해 다소간 결정된다. 예를 들면, CDMA 신호로부터 생성되는 밴드밖의 슈프리어스 성분들은 화이트 노이즈(white noise)와 같이 나타난다: 전력 밀도는 두드러지게 주파수로 변환되지 않는다. 그러나 예를 들어 IS 95 CDMA 표준 시스템에서 제한되는 ACP 프로파일은 다른 주파수들을 넘는 일정 슈프리어스 전력 밀도를 필요로 하지 않는다. 전체 주파수 스펙트럼은 몇 개의 블록으로 분할되며, 표준 ACP 프로파일은 한 블록에서 다음 블럭으로 두드러지게 변환된다.
이것은 전력 증폭기 출력 전력 레벨이 표준 ACP 프로파일이 대부분 나타나는 몇몇 주파수 포인트에서 ACP 노이즈에 의해 요구되는 상황이 된다. 그러나, 여전히 다른 주파수대에서 상대적인 ACP 잔여 노이즈가 남아 있게 된다. 어느정도, 상기 전력 증폭기 ACP 노이즈는 적절한 표준상태하에서 ACP 프로파일의 최대한 사용을 위하여 최적되지는 않는다. 대부분의 주파수대에서 과도한 ACP 잔여 노이즈는 사용되지 않는다.
높은 평균 디지털 신호 피크율을 가지는 시스템내에서 풀파워로 동작하는 종래기술의 해결은 입력 신호(input signal), 출력 신호(output signal) 및 RF 증폭기의 수행을 최대한 활용하기 위한 표준 ACP 프로파일을 이용하는 디지털 전치 왜곡 보상 회로를 사용하는 것이다. 이러한 종래기술에 의한 디지털 전치 왜곡 보상 방법은 샘플화하고, 디지털화하며, 동조화시키고, 신호 왜곡을 결정하기 위하여 입력 신호와 출력 신호를 비교하는 것이다. 보상량은 일반적으로 입력 및 출력 신호간의 차이점을 기초로 한다.
그러나 입력 및 출력 신호들의 비교는 올바른 신호 왜곡 정보를 추출하기 위하여 시간과 온도를 초월한 신호들을 동조화시키기 위한 복잡한 회로를 필요로 하게 된다. 더욱이, 입력 및 출력 신호들 사이의 차이에 근거한 전치 왜곡 보상 단계는 효율, 속도 및 필요한 회로의 양에 따라 최적의 보상을 수행하지 않을 수 있다.
따라서, RF 전력 증폭기의 효율을 증대시키기 위하여 무선 네트웍을 개선하기 위한 기술이 요구된다. 특히, 높은 평균 디지털 신호 피크율을 갖는 시스템내에서 풀파워로 좀더 친밀하게 동작할 수 있는 증진된 RF 전력 증폭기를 제공할 필요가 있다. 더욱 특히, 적절한 표준 ACP 프로파일하의 유용한 ACP 잔여 노이즈를 사용하는 것에 의해서 RF 전력 증폭기를 좀더 효율적으로 사용할 수 있도록 하는 전력 제어 장치들을 제공할 필요가 있다. 더욱이, 전치 왜곡 보상 신호들을 생성하기 위하여 RF 입력 및 RF 출력 신호들을 동기화시킬 필요가 있는 회로들에 의해 제한받지 않는 전력 제어 장치들을 제공할 필요가 있다.
상술한 종래 기술의 문제에 대한 본 발명의 목적은 RF 입력 신호를 수신하고 증폭하는 송신 경로를 구비하는 RF 송신기내에서 사용하는 전치 왜곡 정정 회로를 제공하는데 있다. 상기 전치 왜곡 정정 회로는 상기 송신 경로의 RF 전력 증폭기에서 발생된 상기 RF 출력 신호의 왜곡을 수정한다. 본 발명의 장점에 있어서, 전치 왜곡 회로는 1) 상기 송신경로의 출력과 연결되고, 제1 복조된 디지털 출력 신호를 생성하기 위해 상기 왜곡된 RF 출력 신호를 복조하고 디지털화하는 피드백 회로 및 2) 상기 피드백 회로와 연결되고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호와 전치 왜곡 산출 제어기와 연관된 인접 채널 전력(ACP) 프로파일 데이터를 비교하며, 상기 RF 출력 신호가 상기 ACP 프로파일의 한계내에서 이상적인 RF 출력 신호에 가장 근접하도록 상기 RF 입력 신호를 전치 왜곡(pre-distort)하기 위해서 사용되는 전치 왜곡 정정 값을 생성하는 상기 전치 왜곡 산출 제어기를 포함한다.
유리하게도, RF 입력 신호를 전치 왜곡시키기 위하여 입력이나 출력 모두 동조화 회로를 필요로 하지 않는다. 대신에, 이상적인 RF 출력 신호를 생성하는데 사용되는 전치 왜곡 정정 값은 실제 RF 출력 신호와 적절한 ACP 프로파일을 제한으로부터 단독적으로 유도된다.
본 발명의 일실시예에 따른 송신 경로는 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호를 생성하기 위해 상기 RF 입력 신호를 복조하고 디지털화하는 복조 회로를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용된다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 피드백 회로는, 제1 IF 복조기를 포함하며, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호는 제1 디지털 IF 출력 신호를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 송신 경로의 복조 회로는, 제2 IF 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호는 제2 디지털 IF 입력 신호를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 디지털 IF 입력 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용된다.
본 발명의 기저대역(baseband) 실시예에 따른 피드팩 회로는, 제1 기저대역 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호는 제1 디지털 기저대역 출력 신호를 포함한다.
본 발명의 기저대역 실시예에 따른 송신 경로의 복조 회로는, 제2 기저대역 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호는 제1 디지털 기저대역 입력 신호를 포함한다.
본 발명의 기저대역 실시예에 따른 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 디지털 기저대역 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용된다.
이상과 같은 본 발명의 특징과 기술적 장점들에 의하여 당업자는 본 발명에 따른 상세한 설명을 더욱 잘 이해할 수 있을 것이다. 본 발명의 청구항들의 주제를 형성하는 본 발명의 추가적인 특징과 장점들도 이후에 설명될 것이다. 당업자는 본 발명과 동일한 목적을 이루기 위한 다른 구성을 설게 또는 변형하기 위한 기준으로서 여기에 개시된 본 발명의 개념과 특정의 실시예를 쉽게 이용할 수 있을 것이다. 당업자는 또한 그와 같은 등가의 구성물들이 본 발명의 개념과 범위를 벗어나지 않는다는 것을 응답할 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 전형적인 무선 네트웍을 도시한 일반 개략도.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 전형적인 기지국을 도시한 상세도.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 전형적인 기지국에서 사용되는 RF 송신기를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 전형적인 전치 왜곡 산출 제어기를 도시한 상세도.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 전형적인 전치 왜곡 산출 제어기에 의해서 생성되는 전치 왜곡 정정을 도시한 주파수 응답 다이어그램.
도 6은 본 발명의 변형된 실시예에 따른 전형적인 기지국내에 사용되는 전형적인 RF 송신기를 도시한 도면.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 전형적인 RF 송신기의 전반적인 동작을 도시한 흐름도.
하기에 기술되는 도 1 내지 도 7와 본 특허명세서내의 본 발명의 원리들이 기술되어지는 다양한 실시예들은 단지 실례로서 기술되며, 본 발명의 범주를 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다. 본 발명에 대한 통상의 지식을 가진자는 본 발명의 원리가 적절히 배치된 무선 네트웍내에서 이행됨을 이해할 것이다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 전형적인 무선 네트웍을 도시한 일반 개략도이다. 무선 네트웍 100은 다수의 셀 영역 121, 122, 123으로 구성되며, 기지국들 101, 102, 103중 하나를 각각 포함한다. 상기 기지국들 101, 102, 103은 다수의 이동국 111, 112, 113, 114와 상호 통신하게 된다. 상기 이동국들 111, 112, 113, 114는 임의의 적절한 무선 통신장비로써, 종래의 셀룰러 폰, PCS 핸드셋 장치, 휴대용 컴퓨터, 원격측정장치등일 수 있다.
점선은 기지국 101, 102, 103이 위치되는 셀 영역 121, 122, 123의 대략적인 경계로 도시된 것이다. 상기 셀 영역들은 단지 본 발명의 설명과 기술상의 목적으로 대략적인 원형으로 도시되었다. 상기 셀 영역들은 자연적인, 인공적인 장애물에 따라 불규칙적인 형상을 가질 수 있음을 명확히 이해해야 한다.
본 발명의 실시예에 있어서, 기지국 101, 102, 103은 기지국 제어기(BSC; Base Station Controller)와 기지국 송수신기(BTS; Base Transceiver Station)로 구성된다. 상기 기지국 제어기와 기지국 송수신기는 당업자에게 있어 통상적인 기술로 알려져 있다. 기지국 제어기는 무선 통신 네트웍내의 특정 셀들을 위해 기지국 송수신기와 같은 무선통신자원을 관리하는 장치이다. 상기 기지국 송수신기는 무선 송수신기(RF transceiver), 안테나 및 각 셀 영역에 설치된 다른 전기설비들을 포함한다. 이러한 장비로는 공기 조절 유닛(air conditioning unit)과 히팅 유닛(heating unit)과, 전기공급장치, 전화선 인터페이스, 무선 송신기(RF transmitter), 무선 수신기(RF receiver)를 들 수 있다. 본 발명의 동작 설명을 간단 명료하게 하기 위하여 셀 121, 122, 123들의 기지국 송수신기 및 그 기지국 송수신기와 관련된 기지국 제어기들은 이하 구분없이 기지국 101, 102, 103으로 기재한다.
상기 기지국 101, 102, 103은 상호 및 통신 라인 131과 이동교환기(MSC; Mobile Switching Center) 140을 통한 공중전화 시스템(public telephone system)(미도시됨)간의 음성 및 데이터 신호를 전송한다. 상기 이동교환기 140은 당업자에게 있어 통상의 기술이다. 상기 이동교환기 140은 무선 네트웍내의 가입자들과 공중전화 시스템 및 인터넷과 같은 외부 네트웍간의 서비스 및 정정(coordination)을 제공하는 스위칭 장치이다. 본 발명의 실시예의 경우, 상기 통신 라인 131은 서로 다른 다수의 데이터 링크일 수 있으며, 이 경우 각 데이터 링크는 기지국 101, 102, 103 각각과 접속된다. 상기 통신 라인 131은 T1 라인, T3 라인, 광 섬유 링크, 백본 망(network backbone)등과 같은 임의의 적절한 접속수단일 수 있다. 본 발명의 몇몇 실시예에 있어서, 통신 라인 131은 몇몇 다른 데이터 링크일 수 있으며, 여기서 각 데이터 링크는 기지국 101, 102, 103중 어느 하나를 이동 교환기 140에 연결시킬 수 있다.
상기 무선 네트웍 100에 있어서, 상기 이동국 111은 셀 영역 121에 위치되어 기지국 101과 통신하며, 이동국 113은 셀 영역 122에 위치되어 기지국 102와 통신하고, 이동국 114는 셀 영역 123에 위치되어 기지국 103과 통신한다. 이동국 112 역시 셀 영역 121내에 위치되며, 셀 영역 123의 가장자리 근처에 위치된다. 대략적인 이동국 112의 화살표 방향은 셀 영역 123으로 향하는 이동국 112의 동작을 가르킨다. 어떤 일정 위치에서 이동국 112는 셀 영역 123내로 이동하게 되므로써, 셀 영역 121을 벗어나게 되고 핸드오프(handoff)가 발생하게 된다.
알려진 바와 같이, 핸드오프 과정은 제1셀로부터 제2셀로 호의 제어를 이전시키는 것이다. 예를 들면, 상기 이동국 112가 상기 기지국 101과의 통신상태에 있고 상기 기지국 101로부터 송신되는 신호가 허용할 수 없을 정도로 약화되기 시작하는 것을 감지하면, 상기 이동국 112는 보다 강한 신호를 송신하는 기지국, 즉 상기 기지국 103으로 스위칭 된다. 따라서, 상기 이동국 112와 상기 기지국 103는 새로운 통신 링크를 확립하고, 상기 기지국 103을 통해 진행중인 음성, 데이터 또는 제어 신호들을 전송하도록 상기 기지국 101과 공중전화 시스템으로 신호가 전달된다. 이와 같이 하여 호는 상기 기지국 101로부터 상기 기지국 103으로 중단없이 전송된다. 아이들(idle) 핸드오프는 일반적인 통신 채널에서 음성 및/또는 데이터 신호들을 송신하는 것보다는 페이징 채널에서 통신하는 이동국 셀들간의 핸드오프를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 전형적인 기지국을 도시한 상세도이다.
기지국(BS; Base Station) 101은 기지국 제어기(BSC; Base Station Controller) 210과 기지국 송수신기(BTS; Base Transceiver Station) 220을 포함한다. 상기 기지국 제어기 210과 기지국 송수신기 220은 상기 도 1에서 이미 설명하였다. 상기 기지국 제어기 210은 상기 기지국 송수신기 220이 포함되어 있는 셀 영역 121의 자원을 관리한다. 상기 기지국 송수신기 220은 기지국 송수신기 제어기(BTS Controller) 225와, 대표 채널 엘리먼트 240을 포함하는 채널 제어기(channel controller) 235와, 송수신기 인터페이스(IF; Interface) 245와, 무선 송수신기 유닛 250과, 안테나 어레이(Antenna Array) 255와 채널 모니터 260으로 구성된다.
기지국 송수신기 제어기 225는 프로세싱 회로와, 기지국 송수신기 220의 전반적인 동작을 제어하고, 기지국 제어기 210과 통신을 수행하는 동작 프로그램을 실행시키는 메모리로 구성된다. 일반적인 조건하에서, 기지국 송수신기 제어기 225는 채널 제어기 235의 동작을 지시 감독하며, 상기 채널제어기 235는 채널 엘리먼트 240을 포함하는 다수의 채널 엘리먼트(channel element)를 포함하며, 상기 다수의 채널 엘리먼트들은 순방향 채널(forward channel)과 역방향 채널(reverse channel)의 양방향성 통신을 수행한다. 순방향 채널은 기지국에서 이동국으로 전송되는 신호들을 의미하며, 역방향 채널은 상기 이동국으로부터 기지국으로 전송되어 오는 신호들을 의미하는 것이다. 본 발명의 실시예에서 상기 채널 엘리먼트들은 셀내에서 코드 분할 다중 접속(CDMA; Code Division Multiple Access) 프로토콜에 따라 상기 이동국과 함께 동작한다. 송수신기 인터페이스 245는 상기 채널제어기 235와 무선 송수신기 유닛 250간의 양방향성 채널 신호들을 전송한다.
안테나 어레이 255는 기지국 101의 서비스 영역에서 상기 무선 송수신기 장치 250으로부터 이동국들로 순방향 채널 신호들을 전송한다. 또한, 상기 안테나 어레이 255는 상기 기지국 101의 서비스 영역에서 상기 이동국들로부터 수신된 역방향 채널 신호들을 무선 송수신기 유닛 250으로 전송한다. 더욱 바람직한 본 발명의 실시예에서는 상기 안테나 어레이 255는 멀티 섹터 안테나(multi-sector antenna)로 구현되며, 일예로 각각의 안테나 섹터가 서비스 영역의 120°호내에서 송신 및 수신을 담당하는 3-섹터 안테나로 구현된다. 더욱이, 상기 무선 송수신기 유닛 250은 송신 및 수신 동작중에 상기 안테나 어레이 255에서 서로 다른 안테나들중 하나의 안테나를 선택하기 위한 안테나 선택 유닛을 포함한다. 본 발명의 일실시예에 있어서, 안테나 어레이 255는 적응형 안테나 어레이나 스마트 안테나 어레이(smart antenna array)로 구성된다.
RF 송수신기 250의 RF 송신기의 효율을 증가시키기 위하여, 본 발명은 RF 송신기 출력 신호를 샘플링하고 적절한 표준의 ACP 프로파일로 출력 샘플들을 비교하는 적응형 디지털 전치 왜곡(ADPD; Adaptive Digital Pre-distorter) 회로를 수행하게 된다. 그후, 본 발명은 적절한 표준의 ACP 프로파일내에서 이상적인 ACP 출력 프로파일을 유지하기 위하여 전력 증폭기를 구동시키기 위한 요구되는 전치 왜곡 보상을 결정한다. 본 발명에 의한 적응형 전치 왜곡 회로는 전치 왜곡 보상의 산출이나 동조화의 목적을 위하여 입력신호의 샘플들을 필요로 하지 않는다. 본 발명은 TDMA, CDMA, GSM, NCDMA, 다중 반송파 신호(multi-carrier signals) 및 모뎀을 포함하는 디지털 변조장치(digital modulation scheme)의 어떤 형태로써 수행될 것이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 전형적인 RF 송수신기 유니트 250에서 사용되는 RF 송신기 300을 도시한 도면이다. RF 송신기 300은 RF 전력 증폭기(PA; Power Amplifier) 구동기(미도시됨)로부터 RF 입력 신호를 수신하는 송신 경로를 포함하며, 안테나 어레이 255로 보내지는 RF 출력 신호를 생성한다.상기 RF 송신기 300의 송신 경로 요소로는 복조기(demodulator) 305, 아날로그 디지털 변환기(ADC; Analog-to-Digital Converter) 310, 전치 왜곡 회로(pre-distortion circuit) 305,디지털 아날로그 변환기(DAC; Digital-to-Analog Converter) 320, RF 변조기(RF modulater) 325, RF 전력 증폭기(PA) 330 및 RF 커플러(RFC; RF Coupler) 340을 포함한다.
RF 송신기 300은 역시 RF 출력 신호를 샘플링하는 전치 왜곡 보상 피드팩 루프(feedback loop)를 포함하며, 요구되는 ACP 프로파일에 대한 샘플들을 비교하고, IF(Intermediate Frequency) 입력 신호의 수반되는 일련의 샘플들을 정정하는 전치 왜곡 보상 신호를 생성한다. 상기 RF 송신기내의 전치 왜고고 보상 피드백 루프 요소들은 RF 복조기 345, 아날로그 디지털 변환기 350 및 전치 왜곡 산출 제어기 355를 포함한다. 적절한 ACP 프로파일(profile)은 무선 네트웍 100의 표준 통신에 부합되도록 변환된다. 예를 들면, 상기 ACP 프로파일은 IS95 CDMA 표준시스템하의 ACP 노이즈 제한(mask)을 포함할 것이다.
복조기 305는 IF 아날로그 신호를 생성하기 위하여 국부 발진기(LO; local oscillator)로부터 기준 RF 반송 신호를 사용하는 RF 입력 신호를 복조한다. 아날로그 디지털 변환기 310은 기준으로써 시스템 클럭 신호를 사용하여 복조기 305로부터 14비트의 디지털 신호로 IF 아날로그 신호를 변환한다.
전치 왜곡 회로 315는 정정되거나 전치 왜곡된 IF 디지털 신호가 디지털 아날로그 변환기 320에 보내지기 전에 IF 디지털 신호로 전치 왜곡 에러 정정 신호를 추가한다. 상기 전치 왜곡 에러 정정은 바람직한 ACP 프로파일과 전치 왜곡 산출 제어기 355에 의해 생성되는 왜곡된 출력 신호간의 진폭과 위상차에 근거되며, 하기에 좀더 상세히 기술될 것이다. 전치 왜곡 회로 315는 아날로그 디지털 변환기310으로부터 디지털화된 IF 출력을 정정한다. 전치 왜곡 회로 315는 전치 왜곡 산출 제어기 355로부터의 전치 왜곡 정정 신호들(Am, ΔAm및 Δφ)에 따라서 아날로그 디지털 변환기 310으로부터 디지털화된 IF 출력을 정정하며, 바람직한 ACP 프로파일내의 정정된 출력을 제공한다. 좀더 특별하게는, 전치 왜곡 회로 315는 왜곡 보상 정정들을 위한 내부 룩업 테이블(LUT; look-up table)내로의 적절한 삽입을 확인하기 위하여, 전치 왜곡 산출 제어기 355로부터의 신호들, 새롭게 수신된 입력 신호의 진폭 A'm', 기준 진폭 Am', 진폭 정정 ΔAm및 위상 정정 Δφ를 사용한다. 그후, 전치 왜곡 회로 315는 디지털 아날로그 변환기 320으로의 출력을 위한 바람직한 전치 왜곡된 신호를 생성하기 위하여 왜곡 정정에 따른 입력 신호를 수정한다.
디지털 아날로그 변환기 320은 클럭 기준 신호를 사용하여 전치 홰곡 회로로부터 디지털 비트 스트림을 샘플화하며, 상기 디지털 비트 스트림을 RF 변조기 325로의 입력을 위하여 아날로그 신호로 변환시킨다. 상기 RF 변조기 325로의 국부 발진기의 입력은 RF 기준 반송 신호이다. 따라서, RF 변조기 325는 IF 신호에 의해 변조된 RF 신호를 출력한다. 다음으로, RF 전력 증폭기 330은 전송에 적절한 전력 레벨로 RF 변조기로부터의 RF 신호를 증폭한다. 그후, 상기 증폭되고 변조된 RF 출력 신호는 RFC 340을 통하여 안테나 어레이 255로 보내어 진다.
전치 왜곡 회로 315를 제외하고는 당업자에게 있어서 복조(demodulation), 변조(modulation) 및 증폭(amplification) 단계는 종래의 RF 송신기에 있어서 일반적인 동작이다. 상기 RF 입력 신호의 진폭이 상대적으로 낮을때, RF 전력 증폭기 330은 선형 영역내에서 잘 동작하며, 안테나 어레이 255로 송신되는 RF 출력 신호내에서 왜곡이 거의 없거나 아주 없게 유도된다. 그러나, 선형 영역내에서 동작할때, RF 전력 증폭기 330은 전력소비에 의하여 매우 비효율적일 것이다. 따라서, 일단의 목적은 전력 증폭기의 효율을 증진시키기 위해서는 가능한 높은 RF 전력 증폭기로의 입력 신호를 갖는 것이다.
RF 입력 신호의 진폭이 증가함에 따라, 전력 증폭기 330은 포화되기 시작하며(비선형 방식으로 동작), 안테나 어레이 255로 보내어지는 RF 출력 신호내로 왜곡(distortion)이 유도된다. 이러한 왜곡은 적절한 표준 시스템내에서 특정화된 ACP 프로파일(예를 들면 "mask")보다 적은 양의 주파수로 제한되어지는 인접 채널 전력(ACP) 노이즈를 포함한다.
전치 왜곡 정정 신호는 복조기 345와 아날로그 디지털 변화기 350 및 전치 왜곡 산출 제어기 355를 포함하는 피드백 경로의 동작에 의해서 결정된다. RFC 340은 RF 출력 신호의 카피(copy)를 RF 복조기 345로 보낸다. 상기 RF 복조기 345로의 다른 입력은 RF 복조기 305와 RF 변조기 325에 의해 사용되는 유사한 국부 발진기 기준 신호이다. RF 복조기 345는 디지털 아날로그 변환기 320에 의해 생성되는 IF아날로그 신호의 스케일된 버젼(scaled version)을 제공한다. 아날로그 디지털 변환기 350은 스케일되고 왜곡된 IF 아날로그 신호를 전치 왜곡 산출 제어기 355에 유도되는 디지털 값으로 변환시키며, 하기에서 좀더 자세히 기술된다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 전형적인 전치 왜곡 산출 제어기 355를 도시한 상세도이다. 매번의 진폭 Am'에서, 전치 왜곡 산출 제어기 355는 전력 증폭기 330에 의해 유도되는 진폭차 ΔAm'및 위상차 Δφ에 의해 나타나는 신호 왜곡을 결정한다. 전치 왜곡 산출 제어기 355는 아날로그 디지털 변환기로부터의 디지털화된 IF 신호들을 위한 두개의 신호 경로들을 포함한다. 하나의 경로는 디지털 필터 블럭 405와 진폭 검◎ 410 및 위상 식별기 420으로 구성된다. 두번째 경로는 진폭 검출기 415와 위상 식별기 420으로 구성된다. 위상 식별기 420은 전치 왜곡 회로 315로의 입력을 위한 전치 왜곡 정정 신호들을 제공한다.
디지털 필터 블럭 405는 아날로그 디지털 변환기 350으로부터의 왜곡되고 디지털화된 IF 신호를 수신하고, 출력으로써 이상적인 기준 신호를 제공하기 위한 적절한 ACP 프로파일에 대해서 그것을 정정한다. 기지국 101에 적용하는 ACP 프로파일 데이터는 디지털 필터 블럭 405에 저장된다. 상기 디지털 필터 블럭 405는 허여된 ACP 프로파일 전력 레벨과 디지털 필터 블럭 405의 실제 출력간의 버퍼 영역을 유지하는 것에 의하여 이상적인 기준 신호를 생성한다. 디지털 필터 블럭 405는 버퍼 영역이 선택된 시스템에 의한 ACP 프로파일내로 이상적인 기준 신호를 유도하여, 왜곡된 신호내의 슈프리어스 방출물들을 필터링한다. 디지털 필터 블럭 405로부터의 이상적인 기준 신호는 진폭 검출기 410으로의 입력으로서 공급된다. 진폭 검출기 410은 이상적인 기준 신호의 진폭(AM)을 결정하고, 그후, AM과 이상적인 기준 신호를 다음 과정을 위하여 위한 식별기 420으로 전송한다.
같은 방식으로, 진폭 검출기 415는 직접적으로 위상 식별기 420으로의 입력을 위한 왜곡된 신호와 왜곡된 진폭 신호(AM')를 제공하기 위하여 아날로그 디지털 변환기 350으로부터 왜곡되고 디지털화된 IF 신호를 처리한다.
위상 식별기 420은 전치 왜곡 회로 315로의 입력을 위한 전치 왜곡 신호들을 제공하기 위하여 왜곡된 신호와 이상적인 기준 신호들간의 진폭 및 위상 왜곡(차; difference)을 결정한다. 위상 식별기 420은 이상적인 기준 신호와 왜곡된 신호간의 진폭차(ΔAM= AM-AM')를 나타내는 진폭 신호차인 ΔAM을 생성한다. 위상 식별기 420은 어떤 공지의 회로나 기술을 사용하여 이상적인 기준 신호와 왜곡된 신호간의 위상차 Δφ를 결정한다. 전치 왜곡 산출 제어기 355는 전에 기술한 바와 같이, 전치 왜곡 회로 315로의 입력으로서 AM, ΔAM및 Δφ를 제공한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 전형적인 전치 왜곡 산출 제어기에 의해서 생성되는 전치 왜곡 정정을 도시한 주파수 응답 다이어그램 500이다. 중앙의 1.25 MHz 밴드는 지정된 트래픽 채널내에서 풀파워 신호를 나타낸다. 상기 트래픽 채널의 양측상의 인접 채널들은 -10 dB, -15 dB, -20 dB의 축소된 전력 레벨 신호에 의해 나타낸다. 모든 경우에 있어서, RF 출력 신호는 ACP 프로파일을 초과하지 않는다. 따라서, 이상적인 출력 신호는 도 5에 도시된 바와 같이, 그림자 영역의 아래에 위치한 굵은선에 의해 한정되는 디지털 필터링 프로파일에 따라서 인접 채널내의 RF 전력 레벨을 필터링하는 것으로 획득된다. 도 5에 도시된 디지털 필터링 프로파일은 실례가 되며, 다른 필터링 프로파일들은 쉽게 사용될 것이다.
주파수 응답 다이어그램 500은 단일 CDMA 반송의 경우를 위한 중앙 트래픽채널로부터 885 KHz, 1.25 MHz 또는 2.24 MHz의 주파수 옵셋(offset)에서 왜곡된 신호보다 좀더 낮는 10 dB, 15 dB 또는 20 dB의 방출물을 갖는다. 다시 말해서, 새로운 입력 신호는 이전에 동작하는 출력과 비교되는 각각의 기준이 되는 주파수 옵셋에서 그것의 슈프리어스 방출의 10 dB, 15 dB 및 20 dB을 갖게될 출력 신호를 제공하기 위하여 왜곡될 것이다.
도 6은 본 발명의 변형된 실시예에 따른 전형적인 RF 송수신기 유니트 250내에서 사용되는 전형적인 RF 송신기 600을 도시한 도면이다. RF 송신기 600은 RF 전력 증폭 구동기(미도시됨)로부터의 RF 입력 신호를 수신하는 전송 경로를 포함하며, 안테나 어레이 255로 보내어지는 RF 출력 신호를 생성한다. 송신기 600은 본 발명의 원리에 따른 직접적인 디지털 전치 왜곡 기술의 기저대역 수행이다. RF 송신기 600내의 전송 경로 요소들은 RF 복조기 605, IF 복조기 610, 아날로그 디지털 변환기 612, 아날로그 디지털 변환기 614, 전치 왜곡 회로 620, 디지털 아날로그 변환기 622, 디지털 아날로그 변환기 624, RF 변조기 625, IF 변조기 627, RF 전력 증폭기(PA) 630 및 RF 커플러(RFC; Radio Frequency Coupler) 635를 포함한다. RF 송신기 600은 역시 RF 출력 신호를 분석하는 전치 왜곡 정정 피드백 루프를 포함하고, 상기 신호와 요구되는 ACP 프로파일을 비교하며, 일련의 수신된 기저대역(baseband) 입력 신호들로 부가되는 전치 왜곡 정정 신호들을 생성한다. 상기 RF 송신기 600내의 상기 전치 왜곡 정정 피드백 루프 요소들은 RF 복조기 640, IF 복조기 645, 아날로그 디지털 변환기 647, 아날로그 디지털 변환기 649 및 전치 왜곡 산출 제어기 650을 포함한다.
RF 복조기 605는 아날로그 IF 신호를 생성하기 위한 RF 국부 발진기(LO) 기준 신호를 사용하여 수신된 RF 입력 신호를 복조한다. IF 복조기 610은 아날로그 I(in-phase) 기저대역 신호와 아날로그 Q(quadrature) 기저대역 신호를 생성하기 위한 사인(sine) 반송파 신호와 IF 코사인(cosine) 반송파 신호를 사용하여 IF 아날로그 신호를 복조한다.
아날로그 디지털 변환기 612와 아날로그 디지털 변환기 614는 아날로그 I와 Q 기저대역 신호를 디지털 I와 Q 기저대역 신호로 전치 왜곡 회로 620에 의한 일련의 과정을 통해 변환한다. 전지 왜곡 회로 620은 디지털 아날로그 변환기 622와 디지털 아날로그 변환기 624로의 각각의 입력으로 전치 왜곡 디지털 I와 Q 기저대역 신호들을 생성하기 위하여 왜곡 산출 제어기 650에서 디지털 I와 Q 기저대역 신호들까지 전치 왜곡 에러 정정 신호들을 부가한다.
디지털 아날로그 변환기 622와 디지털 아날로그 변환기 624는 IF 변조기 625로의 입력을 위하여 전치 왜곡된 디지털 I와 Q 기저대역 신호들을 전치 왜곡된 아날로그 I와 Q 신호들로 변환한다. IF 변조기 625는 RF 변조기 627로의 입력을 위한 전치 왜곡된 IF 아날로그 신호를 생성하기 위하여 코사인 및 사인 반송파 신호들을 사용한다. RF 변조기 627은 전력 증폭기 630으로 보내어지는 전치 왜곡된 RF 출력 신호를 생성하기 위하여 전치 왜곡된 IF 아날로그 신호를 변조한다. 전력 증폭기 630은 전송을 위하여 적절한 전력 레벨로 전치 왜곡된 RF 출력 신호를 증폭한다. 그후, 상기 증폭된 RF 출력 신호는 RFC 635를 향한 안테나 어레이 255로 보내어 진다.
본 기저대역 실시예를 위한 상기 전치 왜곡 정정 신호는 RF 복조기 640, IF 복조기 645, 아날로그 디지털 변환기 647, 아날로그 디지털 변환기 649 및 전치 왜곡 산출 제어기 650을 포함하는 피드백 경로내에서 생성된다. RFC 635로부터 수신된 왜곡된 RF 출력 신호로부터 디지털 아날로그 I와 Q 신호들을 생성하기 위하여 이단계의 복조과정이 사용된다. RF 복조기 640은 아날로그 IF 신호를 생성하기 위한 왜곡된 RF 출력 신호를 복조한다. 그후, IF 복조기 645는 아날로그 I(in-phase) 기저대역 신호와 아날로그 Q(quadrature) 기저대역 신호를 생성하기 위하여 아날로그 IF 신호를 복조한다.
전치 왜곡 산출 제어기 650은 모든 진폭 Am에서 ΔI와 ΔQ로 대표되는 전력 증폭기 630에 의해 유도되는 신호 왜곡을 추출하며, 여기서 Am은 I 와 Q의 제곱의 합을 나타낸다. 전치 왜곡 산출 제어기 650은 두 개의 신호 경로들을 포함하게 되는데, 이는 각각 아날로그 디지털 변환기 647과 649로부터 디지털화되는 I와 Q 기저대역 신호를 위한 것이다. 전치 왜곡 산출 제어기 650은 I와 Q 기저대역 신호들이 각각 필터화되는 것을 제외하고는 전치 왜곡 산출 제어기 355와 유사하다. 각각 필터 경로는 왜곡된 I와 Q 기저대역 신호를 비교하기 위한 이상적인 기준 I 또는 Q 기저대역 신호를 생성한다. 전치 왜곡 산출 제어기 650은 전치 왜곡 회로 620으로의 입력으로써의 결과인 Am, ΔI, 및 ΔQ 신호들을 제공한다.
전치 왜곡 회로 620은 내부 룩업 테이블(look up table)내에서 왜곡 값과 상응한 위치를 정하기 위하여 Am, ΔI, 및 ΔQ 신호들을 사용한다. 전치 왜곡 회로 620은 아날로그 디지털 변환기 612와 아날로그 디지털 변환기 614로부터 수신된 디지털 I 와 Q 기저대역 신호들을, 디지털 아날로그 변환기 622와 디지털 아날로그 변환기 624로의 전송을 위한 전치 왜곡 디지털 I와 Q 기저대역 신호들을 생성하기 위하여 룩업 테이블(LUT)로부터 회수되고 입증된 전치 왜곡 값에 따라 정정한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 전형적인 RF 송신기 300의 전반적인 동작을 도시한 흐름도 700이다. RF 송신기 300의 동작 동안에, 복조기 305와 아날로그 디지털 변환기 310은 디지털 IF 신호를 생성하기 위하여 RF 입력 신호를 복조하고 디지털화 한다. 전치 왜곡 회로 315는 필요하다면, 디지털 IF 신호로 전치 왜곡 정정을 하게 한다.(705 처리 단계) 상기 전치 왜곡된 디지털 IF 신호는 전치 왜곡된 아날로그 IF 신호로 변환된다. 그후, 상기 아날로그 IF 신호는 전치 왜곡된 RF 신호를 생성하기 위하여 변조된다. 그후, 상기 전치 왜곡된 RF 신호는 증폭된 후, RF 전력 증폭기 320내에서 증폭된다.(710 처리 단계)
결과로써 생기는 RF 출력 신호는 아날로그 IF 출력 신호를 회복하기 위하여 복조기 345내에서 복조된후, 아날로그 디지털 변환기 350에 의한 디지털 IF 출력으로 변환된다.(715 처리 단계) 전치 왜곡 산출 제어기 355는 결과로써 생기는 디지털 IF 출력 신호의 샘플들과 ACP 프로파일 데이터를 비교하고, 전치 왜곡 회로 315로 입력되는 새로운 전치 왜곡 정정 값을 생성한다.(720 처리 단계) 그후, 과정은 처리 단계 705로 되돌아가서 반복되며, 송신기 300의 전치 왜곡 정정에 적응형 특성을 부여하게 된다. 상기 전치 왜곡 정정 값은 RF 송신기가 규정외의 시간동안 변화하기 때문에 계속적으로 업데이트 된다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해서 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 당해분야에서 통상의 지식을 가진자에게 있어 자명하다.
상술한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 전치 왜곡 정정 회로는 RF 입력 신호를 전치 왜곡시키기 위하여 입력이나 출력 모두 동조화 회로를 필요로 하지 않는다. 대신에, 이상적인 RF 출력 신호를 생성하는데 사용되는 전치 왜곡 정정 값은 실제 RF 출력 신호와 적절한 ACP 프로파일을 제한으로부터 단독적으로 유도되는 효과가 있다.

Claims (21)

  1. RF 입력 신호를 수신하고 증폭하는 송신 경로를 구비하는 RF 송신기내에서 사용하며, 상기 송신 경로의 RF 전력 증폭기에서 발생된 상기 RF 출력 신호의 왜곡을 수정하기 위한 전치 왜곡 정정 회로에 있어서,
    상기 송신경로의 출력과 연결되고, 제1 복조된 디지털 출력 신호를 생성하기 위해 상기 왜곡된 RF 출력 신호를 복조하고 디지털화하는 피드백 회로 및;
    상기 피드백 회로와 연결되고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호와 전치 왜곡 산출 제어기와 연관된 인접 채널 전력(ACP) 프로파일 데이터를 비교하며, 상기 RF 출력 신호가 상기 ACP 프로파일의 한계내에서 이상적인 RF 출력 신호에 가장 근접하도록 상기 RF 입력 신호를 전치 왜곡(pre-distort)하기 위해서 사용되는 전치 왜곡 정정 값을 생성하는 상기 전치 왜곡 산출 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 경로는 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호를 생성하기 위해 상기 RF 입력 신호를 복조하고 디지털화하는 복조 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용되는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 피드팩 회로는, 제1 IF 복조기를 포함하며, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호는 제1 디지털 IF 출력 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  5. 재 4 항에 있어서,
    상기 송신 경로의 상기 복조 회로는, 제2 IF 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호는 제2 디지털 IF 입력 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 디지털 IF 입력 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용되는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 피드팩 회로는, 제1 기저대역 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호는 제1 디지털 기저대역 출력 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 송신 경로의 복조 회로는, 제2 기저대역 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호는 제1 디지털 기저대역 입력 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡 정정 회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 디지털 기저대역 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용되는 것을 특징으로 하는 전치 왜곡정정 회로.
  10. 서비스 영역 내에서 복수의 이동국들과 통신을 수행할 수 있는 복수의 기지국들을 포함하는 무선 네트워크에 있어서,
    상기 복수의 기지국들중 적어도 하나의 기지국은,
    RF 입력 신호를 수신하여 증폭할수 있는 송신경로를 가지는 RF송수신기와;
    상기 송신경로의 RF전력증폭기에서 발생되는 상기 RF 출력 신호의 왜곡을 보상하기 위한 전치 왜곡 정정 회로를 포함하고;
    상기 전치 왜곡 정정 회로는,
    상기 송신경로의 출력과 연결되고, 제1 복조된 디지털 출력 신호를 생성하기 위해 상기 왜곡된 RF 출력 신호를 복조하고 디지털화할수 있는 피드백 회로 및;
    상기 피드백 회로와 연결되고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호와 전치 왜곡 산출 제어기에 연관된 인접 채널 전력 프로파일 데이터를 비교하며, 상기 RF 출력 신호가 상기 ACP 프로파일의 한계내에서 이상적인 RF 출력 신호에 가장 근접하도록 상기 RF 입력 신호를 전치 왜곡(pre-distort)하기 위해서 사용되는 전치 왜곡 정정 값을 생성할수 있는 상기 전치 왜곡 산출 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 네트웍.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 송신경로는, 제1 복조된 디지털 출력 신호를 생성하기 위해 상기 RF 입력 신호를 복조하여 디지털화하는 복조 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 네크웍.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호를 전치 왜곡하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 무선 네트웍.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는, 제1 IF 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호는 제1 디지털 IF 출력신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 네트웍.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 송신경로의 상기 복조 회로는 제2 IF 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호는 제1 디지털 IF 입력 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는무선 네트웍.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 디지털 IF 입력 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용되는 것을 특징으로 하는 무선 네트웍.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는, 제1 기저대역 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 출력 신호는 제1 디지털 기저대역 출력 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 네크웍.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 송신경로의 상기 복조 회로는, 제2 기저대역 복조기를 포함하고, 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호는 제1 디지털 기저대역 입력 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 네크웍.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 전치 왜곡 정정 값은 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 디지털 기저대역 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용되는 것을 특징으로 하는 무선 네트웍.
  19. RF 입력 신호를 수신하여 증폭하는 송신경로를 포함하는 RF송수신기 내에서 사용하며, 상기 송신경로의 RF 전력 증폭기에서 발생하는 RF 출력 신호의 왜곡을 정정하기 위해 상기 입력 RF 신호를 전치 왜곡하기 위한 방법에 있어서,
    제1 복조된 디지털 출력 신호를 생성하기 위해 상기 왜곡된 RF 출력 신호를 복조하고 디지털화하는 과정과;
    상기 제1 복조된 디지털 출력 신호와 상기 RF 송수신기와 관련된 인접 채널 파워 프로파일 데이터를 비교하는 과정 및;
    상기 RF 출력 신호가 ACP 프로파일 내에서 이상적인 RF 출력 신호에 가장 근접하도록 상기 RF 입력 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용되는 전치 왜곡 정정 값을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    제1 복조된 디지털 입력 신호를 생성하기 위해 상기 RF 입력 신호를 복조 및디지털화하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 전치 왜곡 정정 값은, 상기 입력 RF 신호로부터 생성된 상기 제1 복조된 디지털 입력 신호를 전치 왜곡하기 위해서 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
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