KR100343348B1 - 무선 원격 통신 시스템 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

본 명세서는 범용 아키텍쳐(architecture)를 사용하여 무선 원격 통신을 수신 및 전송하는 기술을 개시한다. 본 발명은 범용 아키텍쳐가 상이한 채널 및 상이한 원격 통신 표준으로 다양한 상황에 사용될 수 있도록 하여 상이한 트랜시버(transceiver) 동작의 복잡성을 완화시킨다. 본 발명의 예시적인 실시예는 기지국에서 업링크 아날로그 RF 신호를 수신하는 단계와, 아날로그/디지털 변환기에서 업링크 아날로그 광대역 RF 신호를 IF 업링크 디지털 신호로 변환하는 단계와, IF 업링크 디지털 신호를 다수의 업링크 채널로 변환하는 단계와, 협대역 업링크 채널의 총 개수로부터 선택된 협대역 업링크 채널을 복조하는 단계를 포함한다.

Description

무선 원격 통신 시스템 및 그 방법{SOFTWARE-DEFINED TRANSCEIVER FOR A WIRELESS TELECOMMUNICATIONS SYSTEM}
본 발명은 전반적으로 원격 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 원격통신을 지원하기 위해 소프트웨어 정의형 트랜시버(software-defined transceiver)를 사용하는 기술에 관한 것이다.
도 1은 종래 기술의 전형적인 무선 원격 통신 시스템 일부분의 개략도를 도시하고 있으며, 이 시스템은 지리적 영역 내에 위치하는 다수의 무선 단말기(예컨대, 무선 단말기(101-1 내지 101-3))에 무선 원격 통신 서비스를 제공한다. 전형적인 무선 원격 통신 시스템의 핵심부는 이동 교환국(Mobile Switching Center : "MSC") 혹은 이동 전화 교환국(Mobile Telephone Switching Office : "MTSO")으로서도 알려진 무선 교환국(Wireless Switching Center : "WSC")(120)이다. 전형적으로, 무선 교환국(120)은 시스템에 의해 서비스되는 지리적 영역 곳곳에 산재되어 있는 다수의 기지국(예컨대, 기지국(103-1 내지 103-5)), 시내 및 시외 전화 및 데이터 네트워크(예컨대, 시내 전화국(130, 138)과 시외 전화국(140))에 접속되어 있다. 무선 교환국(120)이 특히 무선 단말기 사이와 시내 및/또는 시외 네트워크를 통해 시스템에 접속되는 무선 단말기와 유선 단말기(예컨대, 유선 단말기(150)) 사이에 호(call)를 설정하고 유지하는 책임을 진다.
무선 원격 통신 시스템에 의해 서비스되는 지리적 영역은 "셀(cell)"로 지칭되는 공간적으로 분리된 다수의 지역으로 분할된다. 도 1에 도시한 바와 같이, 각각의 셀은 개략적으로 6 각형으로 표시되지만, 실제로 각각의 셀은 시스템에 의해 서비스되는 지역의 지형에 따라 보통 일정하지 않은 형상을 갖는다. 전형적으로, 각각의 셀은 기지국을 포함하고, 이 기지국이 셀 내의 무선 단말기와 통신하는데 사용하는 무선과 안테나를 포함할 뿐만 아니라 기지국이 무선 교환국(120)과 통신하는데 사용하는 전송 장치도 포함한다.
예를 들어, 무선 단말기(101-1)가 무선 단말기(101-2)와 통신하고자 할 경우, 무선 단말기(101-1)는 소망한 정보를 기지국(103-1)으로 전송하며, 이 기지국(103-1)은 선로(102-1)를 통해 그 정보를 무선 교환국(120)으로 중계한다. 정보와 함께 무선 단말기(101-2)에 대한 통지를 수신하면, 무선 교환국(120)이 선로(102-1)를 통해 정보를 다시 기지국(103-1)으로 회송(return)하며, 이 기지국(103-1)은 회송된 정보를 무선으로 무선 단말기(101-2)에 중계한다.
그러나, 무선 단말기(101-1, 101-2)는 상이한 무선 원격 통신 표준(예컨대, FDMA, TDMA, CDMA 등) 하에서 동작할 수도 있다. 이렇게 상이한 표준으로는 몇가지 언급하면 반송(carrier) 주파수, 대역폭, 변조 체계를 포함하는 수 많은 방식이 있다. 상이한 표준 하에서 동작하는 무선 단말기(101-1, 101-2) 사이의 통신을 가능케 하기 위해, 기지국(103-1)은 양쪽의 원격 통신 표준을 지원하는 데 필요한 처리를 제공할 수 있어야 한다.
다수의 원격 통신 표준을 지원하는 종래 기술의 한 접근 방안은 중복 하드웨어(duplicative hardware)를 사용하는 것이다. 이러한 접근 방안에 대해 구체적으로 설명하면, 기지국(103-1)이 무선 단말기(101-1)와 통신하기 위한 제 1 수신기/전송기 쌍과 무선 단말기(101-2)와 통신하기 위한 제 2 수신기/전송기 쌍을 사용한다. 이러한 중복 하드웨어는 기지국 비용을 증가시킨다.
중복 하드웨어를 사용하는 또다른 접근 방안으로서는 소프트웨어 정의형 무선이 수신기 및 전송기로 사용된다. 소프트웨어 정의형 무선으로, 무선 원격 통신시스템의 오퍼레이터(operator)가 무선 신호를 수신 및 전송하기 위해 소프트웨어를 포함하는 프로세서(processor)를 프로그래밍(programing)하여 그 소프트웨어를 실행시킬 수 있다. 상이한 원격 통신 표준을 지원하기 위해, 무선 원격 통신 시스템의 오퍼레이터는 통상적으로 소프트웨어 프로세서를 상이한 프로그램으로 프로그래밍하여 원격 통신 시스템 내에 채용된 상이한 시스템에 대한 신호를 수신 및 전송할 것이다. 상이한 원격 통신을 지원하기 위해 다수의 소프트웨어 프로그램을 사용하는 것이 중복 하드웨어를 사용하는 것보다 비용면에서는 더 효과적이지만, 원격 통신 표준이 갱신될 때마다 소프트웨어를 변경해야 하는 단점이 있다. 본질적으로, 수 많은 소프트웨어 프로그램을 갱신하는 것이 동작하는 무선 원격 통신 시스템의 고 유지 비용일 수 있다.
종래 기술로 소프트웨어 정의형 디바이스(device)를 통해 트랜시버 동작을 단순화하려는 시도가 행해지는 동안에, 그러한 소프트 정의형 디바이스가 전형적인 "표준 규정"이 되었다. 환언하면, 이러한 디바이스는 특정한 원격 통신 표준에 적합한 통신을 지원하도록 독특하게 프로그래밍된다. 다양한 원격 통신 표준에 의해 지원된 통신을 처리할 수 있는 소프트웨어 제어 로직 패키지(software control logic package)가 트랜시버 동작을 단순화시키는 기술적 이점이 있을 것이다. 종래 기술의 노력에도 불구하고, 그렇게 소망한 단순화는 지금까지 실현되지 않았다.
소정의 실시예에 있어서, 본 발명은 범용 아키텍쳐(architecture)를 갖는 트랜시버를 사용하는 무선 원격 통신 시스템을 제공한다. "범용"일 트랜시버 동작은 다양한 원격 통신 시스템 각각에 연관된 다수의 채널을 처리할 수 있어야 한다.
상이한 표준 하에서 동작하며 상이한 위치에 변경되지 않고 설치될 범용 패키지가 중복 하드웨어와 연관된 하드웨어 비용 및 종래 기술의 중복 소프트웨어 패키지의 유지 요건을 감소시킨다.
이러한 트랜시버는 원격 통신 시스템에 대한 하드웨어나 소프트웨어를 변경하지 않고 정보를 수반하는 신호를 다양한 원격 통신 시스템 및 표준을 통해 수신 및 송신할 수 있다.
본 발명은 하드웨어나 소프트웨어에 기반하는 종래 기술의 접근 방안의 복잡성을 방지하는 이점이 있다. 예를 들면, 본 발명의 일 실시예에서 기지국의 범용 수신부는 기지국으로 명확하게 할당되지 않은 채널을 거부할 것이다. 전형적인 종래 기술의 수신기와는 달리, 할당된 채널을 처리하도록 수신기를 설계하거나 동조시킬 필요가 없다. 환언하면, 동일한 범용 수신부가 다른 기지국에 위치되어 또다른 기지국에 대한 변경 없이 또다른 기지국에 할당된 다른 채널을 처리하는 데 사용될 수 있다.
본 발명에 따른 예시적인 방법은 기지국에서 업링크(uplink) 아날로그 RF 신호를 수신하는 단계와, 아날로그/디지털 변환기에서 업링크 아날로그 RF 신호를 IF 업링크 디지털 신호로 변환하는 단계와, IF 업링크 디지털 신호를 다수의 협대역 업링크 채널로 변환하는 단계와, 협대역 업링크 채널의 총 개수로부터 선택된 협대역 업링크 채널을 복조하는 단계의 동작을 포함한다.
도 1은 종래 기술의 무선 원격 통신 시스템의 개략도,
도 2는 본 발명의 예시적인 실시예의 무선 원격 통신 시스템 일부분의 개략도,
도 3은 본 발명의 예시적인 실시예의 기지국 일부분의 개략도,
도 4는 본 발명의 예시적인 실시예의 기지국 수신 섹션 일부분의 개략도,
도 5는 업링크(uplink) RF 신호를 처리하기 위한 제어기 및 수신기 동작의 플로우챠트,
도 6a는 업링크 RF 신호를 처리하기 위한 본 발명 동작의 플로우챠트,
도 6b는 디지털 신호를 업링크 채널로 변환하기 위한 개략도,
도 7은 본 발명의 예시적인 실시예의 기지국 전송 섹션 일부분의 개략도,
도 8은 다운링크(downlink) RF 신호를 처리하기 위한 제어기 및 전송기 동작의 플로우챠트,
도 9a는 다운링크 RF 채널을 처리하기 위한 본 발명 동작의 플로우챠트,
도 9b는 다운링크 채널을 디지털 신호로 변환하기 위한 개략도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
201 : 무선 교환국 202 : 기지국
203 : 무선 단말기 208 : 수신 안테나
209 : 전송 안테나
본 명세서에 도시하고 설명한 소프트웨어 정의형 트랜시버(software-defined transceiver)의 예시적인 실시예는 무선 원격 통신 시스템 내에서 음성, 데이터, 이미지(image)의 통신에 유용하다. 이러한 통신에서, 기지국은 다수의 클라이언트(client)(예컨대, 무선 단말기, 전송된 정보를 수신할 수 있는 컴퓨터 등)에게 정보를 동시 전송하며 그 클라이언트로부터 정보를 수신한다.
명확히 설명하기 위해, 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법을 개별적인 기능 블럭의 집합으로서 제시한다. 이들 기능 블럭 표현의 기능은 몇몇 기지국을 서비스하는 원격 제어국과 같이 기지국 내에 혹은 기지국이 아닌 위치에 마련될 수있다. 이 기능은 (1) 통신을 수신 및 전송하는 안테나(antenna), (2) (a) 아날로그와 디지털 모드 사이에서 신호를 변환하고 (b) 상이한 반송 신호(carrier signal)에 포함된 신호를 결합하며 (c) 공통 반송 신호에 포함된 신호를 분리하는 변환기와, (3) 신호를 변조하기 위한 변조기와, (4) 신호를 복조하기 위한 복조기와, (5) 신호의 데이터 레이트(rate)를 변경하기 위한 리샘플러(resampler), (6) 소프트웨어를 실행시킬 수 있는 제어기를 제한 없이 포함하는 공유 혹은 전용 하드웨어에 의해 수행된다. 이러한 소프트웨어 실행 제어기의 예시적인 실시예로는 적절하게 프로그래밍된 범용 프로세서나 하드와이어형(hardwired) 전용 프로세서, 본 명세서에 설명한 동작을 수행하는 소프트웨어를 저장하기 위한 판독 전용 메모리(read-only memory : ROM), 프로세서의 결과를 저장하는 랜덤 액세스 메모리(random-access memory : RAM)가 있다. 이 규정을 위해, "소프트웨어 정의형 디바이스"는 제어기의 메모리에 상주하는 소프트웨어에 의해 수행되는 기능 블럭이다.
도 2는 도시한 바와 같이 서로 밀접한 관계에 있는 무선 교환국(201), 기지국(202), 무선 단말기(203), 수신 안테나(208), 전송 안테나(209)를 포함하는 본 발명의 예시적인 실시예 일부분의 개략도를 도시하고 있다. 수신 안테나(208)에서 수신된 무선 단말기(203)로부터의 통신은 역방향 혹은 업링크(uplink) 채널을 통해 전송된다. 전송 안테나(209)로부터 무선 단말기(203)로 전송된 통신은 순방향 혹은 다운링크(downlink) 채널을 통해 전송된다. 기지국(202)은 다양한 포맷(예컨대, 음성, 데이터 등) 및 다양한 원격 통신 표준(GSM, IS-95, W-CDMA, IS-136, HSD 등)을 지원할 수 있는 소프트웨어 아키텍쳐를 사용하여 원격 통신을 처리하는 종래기술과 연관된 소정의 단점을 방지한다.
수신 안테나(208)에서 수신되어 전송 안테나(209)로부터 전송되는 통신은 아날로그 광대역 무선 주파수(radio frequency : RF) 신호이다. 본 명세서에 사용한 바와 같이, "광대역"이란 용어는 다수의 협대역을 포함하는 스펙트럼(spectrum)의 대역 혹은 범위를 지칭한다. 본 명세서에 사용한 바와 같이, "협대역"이란 용어는 변조 및 복조를 위해 지정된 대역폭을 갖는 반송 대역(carrier band)을 지칭한다. 이러한 반송 대역 혹은 지정된 대역폭은 상이한 통신 표준으로 특정화된다. 예를 들어, TDMA(IS-136)에 대한 협대역이 30 kHz로서 정의되며, 15 MHz의 신호는 TDMA 시스템(500 = 15 MHz/30 kHz)에 대해 500 개의 협대역을 갖기 때문에 광대역 신호가 된다.
도 3은 도시한 바와 같이 서로 밀접한 관계에 있는 수신기(301), 제어기(303-R), 전송기(302), 및 제어기(303-T)를 포함하는 본 발명의 예시적인 실시예의 기지국(202) 일부분의 개략도를 도시하고 있다. 제어기(303-R)는 수신기(301)를 제어하고, 제어기(303-T)는 전송기(302)를 제어한다. 수신기(301)는 널리 알려진 방식으로 수신 안테나(208)에서 업링크 아날로그 광대역 RF 신호(204)를 수신하고 기저대역 출력을 선로(206)를 통해 무선 교환국(201)으로 전송한다. 전송기(302)는 널리 알려진 방식으로 선로(207)를 통해 기저대역 출력을 무선 교환국(201)으로부터 수신하고 다운링크 아날로그 광대역 RF 신호(205)를 전송 안테나(209)를 통해 전송한다. 수신기(301)와 전송기(302)를 아래에 더 상세히 설명한다.
도 4는 도시한 바와 같이 서로 밀접한 관계에 있는 RF/IF 변환기(401), 아날로그/디지털 변환기(402), 제 1 수신 리샘플러(resampler)(403), 광대역 다운 컨버터(down-converter)(404), 협대역 선택기(405), 제 2 수신 리샘플러(406), 복조기(407), 제어기(303-R)를 포함하는 본 발명의 예시적인 실시예의 수신기(301) 일부분의 개략도를 도시하고 있다. 다음에, 소프트웨어 정의형 디바이스인 제 1 수신 리샘플러(403), 광대역 다운 컨버터(404), 협대역 선택기(405), 제 2 수신 리샘플러(406)의 기능을 설명한다.
도 5는 업링크 RF 신호를 처리하기 위한 제어기 및 수신기 동작의 플로우챠트를 도시하고 있다.
단계(510)에서는 수신 안테나(208)가 업링크 아날로그 광대역 RF 신호를 수신하여 이를 RF/IF 변환기(401)로 전송한다. RF/IF 변환기(401)는 아날로그 광대역 RF 신호를 중간 주파수(intermediate frequency : IF) 업링크 아날로그 광대역 신호로 변환하기 위한 필터(filter), 혼합기, 증폭기를 포함하는데, 중간 주파수(IF)는 전형적으로 무선 주파수(RF)보다 낮은 주파수이다. 전술한 수신 및 변환 동작은 당해 기술 분야에 널리 알려져 있다.
단계(501)에서는 제어기(303-R)가 아날로그/디지털 변환기(402)에서의 샘플링 레이트인 i(이하, i 샘플링 레이트로 지칭함)를 설정한다. 소정의 실시예에서, 제어기(303-R)는 아날로그/디지털 변환기(402)의 레이트 성능에 근거하여 i 샘플링 레이트를 설정한다. 다른 실시예에서는 다른 샘플링 레이트가 적절하게 사용될 수 도 있다.
아날로그/디지털 변환기의 성능은 전형적으로 변환기에서 처리될 소망한 대역폭에 근거하여 선택된다. 예를 들어, 전형적인 TDMA 시스템은 흔히 500 개의 채널을 포함할 것이며, 이들 500 개의 채널을 포함하는 대역폭이 전형적으로 아날로그/디지털 변환기의 성능을 설정한다.
그러나, 이들 500 개의 채널은 전형적으로 다수의 이웃하는 셀들에 할당되어 주파수 재사용으로서 지칭되는 기술로 그 셀 내에서 공통 채널을 사용하는 것을 방지한다. 주파수 재사용은 많은 변수(예컨대, 통신 트래픽 패턴(communications traffic patterns), 지역의 지형, 기지국에 있는 안테나의 높이, 방향, 전력 등)에 좌우될 것이다. 원격 통신 시스템의 오퍼레이터는 주파수 재사용을 통해 통신이 빈번한 지역에서 가용 채널을 극대화하려 한다. 예컨대, 4 개의 주파수 재사용 패턴으로 가용 채널이 4 개의 이웃하는 셀 그룹에 할당되면, 각각의 셀은 125 채널(500/4 = 125)로 할당될 수 있다. 이 셀이 3 개의 섹터(sector)로 분할되면, 섹터들 중 하나를 전용으로 서비스하는 기지국 수신기는 약 42 캐리어(carrier) (125/3 ≒ 42)를 서비할 것이다. 주파수 재사용이 동적이며 가융적인 체계이기 때문에, 이러한 수신기와 연관된 아날로그/디지털 변환기는 500 캐리어를 처리하는 성능을 가질 것이다.
이러한 아날로그/디지털 변환기가 500 캐리어를 처리하는 성능을 갖더라도, 항상 그 성능으로 동작하지는 않을 것이다. 예를 들어, 섹터 내의 원격 통신 트래픽이 할당되어 42 캐리어가 500 캐리어의 전체에 걸쳐 넓게 분산되지 않는 경우, 그 섹터 내에 있는 수신기에서 처리될 채널의 개수는 감소될 것이다. 예컨대, 42캐리어는 전체 500 캐리어 중 100 캐리어의 서브세트(subset) 내에 포함될 수 있다. 그 섹터와 연관된 변환기는 500 채널에 근거한 레이트 성능으로 100 캐리어를 처리하거나, 100 채널에 대응하는 다른 레이트로 100 캐리어를 처리할 것이다. 그러한 판단은 원격 통신 시스템의 오퍼레이터에 의해 이루어진 다음에 제어기(303-R)가 그 판단에 근거하여 샘플링 레이트를 설정한다.
단계(511)에서는 아날로그/디지털 변환기(402)가 널리 알려진 방식으로 IF 업링크 아날로그 광대역 신호를 IF 업링크 디지털 신호로 변환한다.
단계(502)에서는 제어기(303-R)가 업링크 아날로그 광대역 RF 신호에 포함되는 협대역 업링크 채널의 개수인 N을 결정한다. 채널의 개수는 전형적으로 무선 원격 통신 시스템의 시스템 요건으로부터 널리 알려진 방식으로 결정된다. 예를 들어, 전형적인 TDMA 시스템에서 15 MHz 아날로그 광대역 신호를 처리하는 경우, 이 TDMA 시스템이 30 kHz 채널로서 협대역 채널을 정의하기 때문에 15 MHz 아날로그 광대역 신호가 500 개의 협대역 채널을 포함할 것이다.
단계(512)에서는 광대역 다운 컨버터(404)가 바람직하게 IF 업링크 디지털 신호를 N 개의 협대역 업링크 채널로 변환한다. 이 동작을 도 6에 도시하고 아래에 상세히 설명한다.
도 6a는 본 발명의 예시적인 실시예인 IF 업링크 디지털 신호를 N 개의 협대역 업링크 채널로 변환하는 동작에 대한 플로우챠트(flow chart)를 도시하고 있다.
단계(601)에서는 제어기(303-R)가 원격 통신 시스템의 원격 통신 표준 및 시스템 요건에 근거하여 N 개의 협대역 업링크 채널 각각에 필요한 채널 대역폭인 W를 결정한다. 예를 들면, 전형적인 TDMA 시스템에 필요한 대역폭은 30 kHz로 설정된다. 본 발명의 예시적인 실시예를 설명하기 위한 목적으로, N 개의 협대역 업링크 채널 각각은 W의 대역폭을 갖는다. 그러나, 본 발명은 균일한 대역폭의 협대역 업링크 채널의 처리에 한정되지는 않는다.
단계(602)에서는 제어기(303-R)가 Nr을 계산하여 아날로그/디지털 변환기 (402)로부터의 i 샘플링 레이트를 수용할 수 있는지 여부를 판단하며, 이 Nr은 N 개의 협대역 업링크 채널 각각에 필요한 대역폭 W에 대한 IF 업링크 아날로그 광대역 신호의 전체 대역폭 WIF의 비율이다. WIF는 나이키스트(Nyquist) 레이트와 협대역 채널의 필요한 대역폭 및 개수인 N으로부터 결정되는데, 여기서 WIF≥N*W이다. 나이키스트 레이트는 아날로그 신호에 포함된 정보를 디지털로 표시하기 위해 아날로그 신호를 적어도 그 신호 두 배의 대역폭으로 샘플링하여야 한다는 것을 나타낸다. 전형적으로, 제어기(303-R)는 최소 나이키스트 레이트로 샘플링함으로써 WIF를 최소로 설정한다.
단계(603)에서는 제어기(303-R)가 널리 알려진 방식으로 Nr이 정수인지를 판단한다.
Nr이 정수가 아니면, 단계(605)에서는 제어기(303-R)가 샘플링 레이트인 j(이하, j 샘플링 레이트로 지칭함)를 규정하는데, 여기서 j=(Nr*i)/N이다.
단계(606)에서는 Nr이 정수가 아닌 경우, 제 1 수신 리샘플러(403)가 Nr/N (혹은 j 샘플링 레이트)의 비율로 IF 업링크 디지털 신호를 데시메이션(decimation)한다. 디지털 신호의 데시메이션은 필터링(filtering) 및 다운샘플링 (downsampling)의 처리를 통해 그 신호의 샘플링 레이트를 감소시킨다. 디지털 신호가 샘플링 레이트 R을 가지면, 데시메이터(decimator)가 샘플링 레이트를 계수 D만큼 감소시켜 데이터를 체계적으로 삭제함으로써 새로운 샘플링 레이트 R/D를 발생한다. 예를 들어, 신호가 9의 샘플링 레이트를 갖고 계수 3만큼 데시메이션되면, 다운샘플링 처리에서 데시메이터가 데이터 포인트(point)를 삭제하여 3의 샘플링 레이트를 갖는 새로운 신호를 형성할 것이다. 이 실시예에서, D 계수가 정수이기 때문에 데시메이터는 정수 데시메이션을 수행한다. 또한, 분수 데시메이션도 가능한데, 이는 전형적으로 데시메이션 및 보간(interpolation)을 조합하여 달성된다.
보간기는 데이터의 유닛(unit) 사이를 보간하여 샘플링 레이트를 계수 L만큼 증가시킴으로써 새로운 샘플링 레이트 L*R을 발생할 것이다. 리샘플러는 전형적으로 데시메이터 및 보간기를 포함하여 신호의 샘플링 레이트를 R에서 R*L/D로 변경할 것이다. L>D이면, 리샘플러가 분수 보간을 수행한다. L<D이면, 리샘플러가 분수 데시메이션을 수행한다. L=D이면, 레이트는 변하지 않는다. 예를 들어, 샘플링 레이트가 3/5만큼 감소된다면(분수 데시메이션), 이는 보간기(L=3)에 후속하는 데시메이터(D=5)의 캐스캐이드(cascade)로서 달성될 수 있다.
그러나, j 샘플링 레이트는 신호 정보의 손실없이 신호를 재구성할 수 있도록 설정되어야 한다. 널리 알려진 방식으로 채널에 대한 샘플링 레이트를 채널 대역폭의 적어도 두 배의 레이트로 설정함으로써 나이키스트 정리 당 신호 정보의 손실이 방지된다. j 샘플링 레이트는 채널 대역폭의 정수배로 설정된다. j 샘플링 레이트는 또한 다위상 필터 뱅크(polyphase filter bank) 출력단에서의 샘플링 레이트이며, 이 다위상 필터 뱅크는 도 6b를 참조하여 아래에 설명할 것이다.
Nr이 정수이면, 단계(604)에서는 제어기(303-R)가 j 샘플링 레이트를 i 샘플링 레이트와 동일하게 설정함으로써 i 샘플링 레이트를 수용한다.
단계(607)에서는 널리 알려진 방식으로 광대역 다운 컨버터(404)가 각 채널상의 고속 푸리에 변환 필터(Fast Fourier transform filter : FFT)와 같은 멀티레이트(multirate) 필터 뱅크에 의해 j 샘플링 레이트에서 IF 업링크 디지털 신호를 N 개의 협대역 업링크 채널로 변환한다. 도 6a에 도시한 바와 같이, 시간 상수 Φ의 시간 단위로 디지털 신호를 분리하여 N 개의 브랜치(branch)로 분할한다. 각각의 브랜치는 별개의 디지털 신호가 저장되는 유한 임펄스 필터(Finite Impulse Filter : FIR)를 포함한다. 별개의 디지털 신호는 FIR 필터 내의 위치 혹은 탭(tap)에 저장된다. FIR 필터로부터의 출력 디지털 신호는 고속 푸리에 변환(FFT)과 같은 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform : DFT)으로 입력되는데, 별개의 디지털 신호는 각각이 W의 대역폭(혹은 샘플링 레이트)을 갖는 N 개의 채널로 편성된다. FIR 필터에 후속하는 FFT 변환부의 배열이 다위상 필터로 지칭된다. 다위상 필터는 몇몇 스테이지(stage)에 걸쳐 캐스캐이드되어 널리 알려진 방식으로 광대역 아날로그 RF 신호를 다수의 협대역 채널로 변환할 수 있다. 다수의 협대역 채널은 전형적으로 단일 스테이지의 다위상 필터 내에 형성될 수 없는데, 그 이유는 다위상 필터의 크기가 너무 커져서 모든 채널을 효과적으로 처리할 수 없기 때문이다.
도 5의 단계(503)를 다시 참조하면, 제어기(303-R)는 소망한 협대역 업링크 채널의 개수인 M을 선택하는데, 여기서 M≤N이다. 당업자에게는 소망한 M 개의 채널을 결정하는 방법이 자명할 것이다. 예를 들어, 무선 원격 통신 사업자가 특정한 기지국에서 자신의 원격 통신 서비스를 위해 총 20 개의 협대역 채널 중에서 12 채널을 할당할 수 있다고 하자. 그러면, 제어기(303-R)가 20 개의 협대역 채널중에서 이들 12 개의 소망한 채널을 선택할 것이다.
단계(513)에서는 협대역 선택기(405)가 N-M 개의 협대역 업링크 채널을 거부한다. 이 거부는 N-M 개의 협대역 업링크 채널의 후속 처리를 방지함으로써 달성된다. 메모리내 N-M 개의 협대역 업링크 채널의 위치를 제어기(303-R)에 통지하고, 이 N-M 개의 협대역 업링크 채널과 연관된 디지털 신호를 제어기(303-R)의 메모리로부터 체계적으로 삭제하여 제어기(303-R)의 메모리를 유지한다. 변조를 위해 M 개의 협대역 업링크 채널을 전송한다.
단계(504)에서는 제어기(303-R)가 M 개의 협대역 업링크 채널의 복조를 위해 샘플링 레이트인 k를 설정한다. k 샘플링 레이트는 널리 알려진 방식으로 복조 요건에 의해 결정되어 무선 원격 통신 시스템의 오퍼레이터(operator)에 의해 제어기(303-R)로 입력된다. 예를 들어, TDMA 시스템에서는 복조를 위해 24.3kHz의 최소 데이터 레이트를 설정한다. 실제적인 복조 레이트는 전형적으로 복조기의 수신 감도에 근거하여 최소 레이트의 배수(예컨대, 24.3, 48.6, 97.2 등)로 설정된다.
복조를 위한 k 샘플링 레이트가 복조기의 장비 한계에 따르기 때문에, k 샘플링 레이트는 j 샘플링 레이트와 상이한 레이트일 수 있다. 단계(514)에서는 필요하다면 제 2 수신 리샘플러(406)가 j 샘플링 레이트를 k 샘플링 레이트로 변환한다. k가 j 미만이면, 제 2 수신 리샘플러(406)는 M 개의 협대역 업링크 채널을 데시메이션 할 것이다. k가 j를 초과이면, 제 2 수신 리샘플러(406)는 디지털 데이터를 M 개의 협대역 업링크 채널로 보간할 것이다. CIC(cascaded integrator-comb) 필터 뱅크 혹은 파로우 필터(Farrow-Filter)에 후속하여 최근접 이웃 규칙(the nearest neighbor rule) 및 선형 보간을 사용하는 어레이 변환 필터가 널리 알려진 방식으로 제 2 수신 리샘플러(406)에서 보간 혹은 데시메이션을 달성할 것이다. CIC 필터는 데시메이션 및 보간을 위한 선형 위상 FIR 필터류이고, CIC 구조는 높은 샘플링 레이트로 동작하는 적분기 섹션(section)에 후속하여 낮은 샘플링 레이트로 동작하는 콤(comb) 섹션으로 구성됨으로써 저장 요건이 감소된다. 호겐노이어(Hogenauer)에 의한 "An Economical Class of Digital Filters for Decimation and Interpolation," vol. Assp-29 No.2, IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, pp.155-62, 1981을 참조하라. 파로우 필터는 연속적으로 조절가능한 리샘플링(resampling) 비율의 옵션(option)을 제공하는 멀티레이트 필터 구조이다. 이와 같이 조절가능한 리샘플링 비율은 (1) 낮은 차순 다항식으로 오버 샘플링(over-sampling)된 다위상 필터를 분할하고, (2) 낮은 차순 다항식을 사용하여 필터 계수를 근사시키며, (3) 낮은 차순 다항식의 보간을 통해 필터 스테이지의 수를 변경시킴으로써 달성된다.
k 비트 레이트가 j 비트 레이트와 동일하면, 변조를 위한 데시메이션 혹은보간이 필요치 않다. 제 2 수신 리샘플러(406)의 j 샘플링 레이트와 원격 통신 시스탬의 k 변조 레이트를 비교함으로써 복조를 위해 보간, 데시메이션, 혹은 M 개의 협대역 업링크 채널을 마련하기 위한 동작을 선택하는 경우 및 방법은 당업자에게 자명할 것이다.
단계(515)에서는 복조기(407)가 M 개의 협대역 업링크 채널을 복조하여 이들을 무선 교환국(201)으로 전송한다. 본 발명은 어떤 특정한 유형의 복조(예컨대, 진폭 복조, 주파수 복조, 혹은 위상 복조)에 한정된 것은 아니다. 본 발명은 제 2 수신 리샘플러(406)에서 복조를 위한 k 샘플링 레이트를 설정하고, 복조기(407)는 원격 통신 시스템에 의해 사용된 복조 체계에 따라 k 샘플링 레이트를 처리한다.
본 발명의 예시적인 실시예의 전송 섹션을 아래에 설명할 것이다.
도 7에 도시한 바와 같이, 전송기(302)는 서로 밀접한 관계에 있는 IF/RF 변환기(701), 디지털/아날로그 변환기(702), 제 2 전송 리샘플러(703), 광대역 업 컨버터(up-converter)(704), 협대역 선택기(705), 제 1 전송 리샘플러(706), 변조기(707), 및 제어기(303-T)를 포함한다. 예시적인 목적으로, 전송기(302)를 제어하는 제어기(303-T)와 수신기(301)를 제어하는 제어기(303-R)를 별개의 디바이스로서 도시한다. 그러나, 하나의 제어기가 수신 및 송신 섹션 모두를 제어하는 데 사용될 수 있음을 이해하여야 한다.
제 2 전송 리샘플러(703), 광대역 업 컨버터(704), 협대역 선택기(705), 및 제 1 전송 리샘플러(706)는 소프트웨어 정의형 디바이스이며, 각각의 기능은 아래에 설명할 것이다.
도 8은 본 명세서에 개시한 내용에 따라 다운링크(downlink) 아날로그 광대역 RF 신호를 전송하기 위한 예시적인 방법을 나타내는 플로우챠트를 도시하고 있다.
단계(810)에서는 변조기(707)가 널리 알려진 방식으로 선로(207)를 통해 무선 교환국(201)으로부터 M 개의 기저대역(base-band) 신호를 수신한다. 각각의 기저대역 신호는 협대역 채널을 나타낸다. 본 발명은 어떤 특정한 유형의 변조(예컨대, 진폭 변조, 주파수 변조, 혹은 위상 변조)에 한정되는 것은 아니다. 본 발명은 원격 통신 시스템에 의해 사용된 변조 체계에 따라 신호를 처리한다.
단계(801)에서는 제어기(303-T)가 무선 교환국(201)으로부터의 기저대역 신호를 변조하기 위해 소망한 샘플링 레이트 k를 설정한다. k 샘플링 레이트는 전형적으로 변조기(707)의 전송 감도와 원격 통신 시스템의 변조 요건에 근거하여 원격통신 시스템의 오퍼레이터에 의해 설정된다. 예를 들어, TDMA 시스템에서는 변조를 위해 24.3 kHz의 최소 데이터 레이트가 설정된다. 실제 변조 레이트는 전형적으로 변조기의 전송 감도에 근거하여 최소 레이트의 배수(예컨대, 24.3, 48.6, 97.2 등)로 설정된다. 원격 통신 시스템의 오퍼레이터는 변조를 위해 적절한 샘플링 레이트를 제어기(303-T)로 입력한다.
단계(811)에서는 변조기(707)가 널리 알려진 방식으로 k 샘플링 레이트에서 M 개의 기저대역 신호를 M 개의 협대역 다운링크 채널상에서 변조한다. 본 발명은 어떤 특정한 유형의 변조(예컨대, 진폭 변조, 주파수 변조, 혹은 위상 변조)에 한정되는 것은 아니다. 본 발명은 변조를 위해 k 샘플링 레이트를 설정하고, 변조기(707)는 원격 통신 시스템에 의해 사용된 변조 체계에 따라 k 샘플링 레이트를 처리한다.
단계(802)에서는 제어기(303-T)가 다운링크 아날로그 광대역 RF 신호로서 전송될 M 개의 협대역 다운링크 채널을 포함하는 협대역 다운링크 채널의 개수인 N을 결정한다. 예를 들어, M은 M 개의 협대역 채널을 포함하는 전체 20(N=20) 개의 협대역 채널(예컨대, 채널 1 내지 20) 중 10 개의 협대역 채널(예컨대, 채널 1 내지 5 및 16 내지 20)을 나타낼 수 있다.
단계(812)에서는 M 개의 협대역 다운링크 채널이 바람직하게 N 개의 협대역 다운링크 채널로 변환된다. 도 9a에 도시한 단계(812)를 아래에 상세히 설명한다.
단계(901)에서는 제어기(303-T)가 M 개의 협대역 다운링크 채널 각각에 대해 필요한 채널 대역폭인 W를 결정한다. 예시의 목적으로, M 개의 협대역 다운링크 채널 각각은 대역폭 W를 갖는다. 그러나, 본 발명은 균일한 대역폭의 협대역 다운링크 채널의 처리에 제한되는 것은 아니다. 필요한 대역폭은 원격 통신 표준 및 시스템 요건으로부터 설정되며, 주어진 협대역 다운링크 채널에 필요한 대역폭을 결정하는 방식은 당업자에게 자명할 것이다. 예를 들어, 전형적인 TDMA 시스템에서 필요한 대역폭은 30 kHz로 지정되며, 원격 통신 시스템의 오퍼레이터는 필요한 대역폭을 제어기(303-T)의 메모리에 입력한다.
단계(902)에서는 제어기(303-T)가 Mr을 계산하여 M 개의 협대역 다운링크 채널을 IF 다운링크 디지털 신호로 변환하기 위한 k 샘플링 레이트를 수용할 수 있는지를 판단하며, 이 Mr은 협대역 채널 대역폭에 대한 N 개의 협대역 다운링크 채널WIF를 나타내는 IF 다운링크 디지털 신호의 전체 대역폭의 비율인데, 여기서 Mr=WIF/W이다. WIF는 나이키스트 레이트, 필요한 대역폭, 협대역 채널의 개수 N으로부터 결정되는데, 여기서 WIF≥N*W이다. 나이키스트 레이트는 아날로그 신호에 포함된 정보를 디지털로 표시하기 위해 아날로그 신호를 적어도 그 신호의 두 배의 대역폭으로 샘플링하여야 한다는 것을 나타낸다. 전형적으로, 제어기(303-T)는 WIF=2*N*W로 설정함으로써 WIF를 최소로 설정한다.
단계(903)에서는 제어기(303-T)가 널리 알려진 방식으로 Mr이 정수인지를 판단한다.
제어기(303-T)가 Mr을 정수가 아니라고 판단하는 경우, 단계(905)에서는 제어기(303-T)가 N 개의 협대역 다운링크 채널을 IF 다운링크 디지털 신호로 변환하기 위해 j 샘플링 레이트를 설정하는데, 여기서 j=(Mr*k)/M이다. 주어진 채널의 대역폭의 적어도 두 배의 최소 샘플링 레이트에 대한 나이키스트 정리를 만족시킴으로써 신호 정보의 손실없이 신호를 재구성하도록 j 샘플링 레이트를 설정한다.
단계(906)에서는 Mr이 정수가 아닌 경우에, 제 1 전송 리샘플러(706)가 M 개의 협대역 다운링크 채널을 Mr/M의 비율(혹은 j 샘플링 레이트)로 보간한다. 디지털 신호를 보간하는 것은 업샘플링(upsampling) 및 필터링의 처리를 통해 그 신호의 샘플링 레이트를 증가시킨다. 디지털 신호가 샘플링 레이트 R을 가지면, 보간기는 샘플링 레이트를 계수 L만큼 증가시켜 업샘플링 처리에서 샘플 간의 데이터를 체계적으로 보간함으로써 새로운 샘플링 레이트 R*L을 발생한다. 예를 들어, 신호가 9의 샘플링 레이트를 가지며 계수 3만큼 보간되는 경우, 보간기는 데이터 포인트를 보간하여 27의 샘플링 레이트를 갖는 새로운 신호를 형성한다. 이 실시예에서, 보간기는 L 계수가 정수이기 때문에 정수 보간을 수행한다. 분수 보간이 또한 가능하며, 이는 전형적으로 데시메이션 및 보간의 조합을 통해 달성된다.
데시메이터는 선택된 데이터를 소거하여 샘플링 레이트를 계수 D만큼 감소시켜 새로운 샘플링 레이트 R/D를 발생할 것이다. 리샘플러는 전형적으로 보간기와 데시메이터를 포함하여 신호의 샘플링 레이트를 R에서 R*L/D로 변경할 것이다. L>D이면, 리샘플러는 분수 보간을 수행한다. L<D이면, 리샘플러는 분수 데시메이션을 수행한다. L=D이면, 레이트는 변하지 않는다. 예를 들어, 샘플링 레이트가 5/3(분수 보간)만큼 증가된다면, 이는 보간기(L=5)에 후속하는 데시메이터(D=3)의 캐스캐이드로서 달성될 수 있다.
그러나, j 샘플링 레이트는 신호 정보의 손실 없이 신호를 재구성할 수 있도록 설정되어야 한다. 널리 알려진 방식으로 채널에 대한 샘플링 레이트를 채널 대역폭의 적어도 두 배의 레이트로 설정함으로써 나이키스트 정리 당 신호 정보의 손실이 방지된다.
제어기(303-T)가 Mr이 정수라고 판단하는 경우, 단계(904)에서는 제어기 (303-T)가 j 샘플링 게이트를 k 샘플링 레이트와 동일하게 설정함으로써 k 샘플링 레이트를 수용한다.
단계(907)에서는 협대역 선택기(705)가 N-M 개의 협대역 다운링크 채널을 선택한다.
단계(908)에서는 광대역 변환기(704)가 널리 알려진 방식으로 각 채널 상의 고속 역 푸리에 변환 필터(inverse fast Fourier transform filter : IFFT)로 (1) j 샘플링 레이트에서 M 개의 협대역 다운링크 채널과 (2) 정보를 포함하지 않는 N-M 개의 협대역 다운링크 채널을 IF 다운링크 디지털 신호로 변환한다. 도 9a에 도시한 바와 같이, M 개의 협대역 채널이 고속 역 푸리에 변환 필터(IFFT)와 같은 이산 역 푸리에 변환 필터(inverse Discrete Fourier Transform : IDFT)의 지정된 브랜치로 입력되는데, 여기서 M 개의 채널은 디지털 신호로 편성된다. IFFT는 총 N 개의 브랜치를 가지며, N-M 개의 채널에는 실제 디지털 신호가 없다. IFFT로부터 M 개의 출력 디지털 신호와 N-M 신호 각각은 디지털 신호가 저장되는 유한 임펄스 필터(FIR)로 입력된다. 조합된 디지털 신호는 시간 상수Φ의 시간 단위로 FIR 필터로부터의 출력 신호를 조합함으로써 형성된다. IFFT 변환에 후속하는 FIR 필터의 배치가 다위상 필터로 지칭된다. 다위상 필터는 널리 알려진 방식으로 몇몇 스테이지에 걸쳐 캐스캐이드되어 광대역 아날로그 RF 신호를 다수의 협대역 채널로 변환할 수 있다. 다수의 협대역 채널은 다위상 필터의 크기가 너무 커져서 수 많은 통신을 효과적으로 처리할 수 없기 때문에 전형적으로 하나의 다위상 필터 내에서 처리되지 않는다.
도 8의 단계(803)를 다시 참조하면, 제어기(303-T)가 디지털/아날로그 변환기(702)에 샘플링 레이트 i를 설정한다. 소정의 실시예에 있어서, 제어기(303-T)는 디지털/아날로그 변환기(702)의 레이트 성능에 따라 i 샘플링 레이트를 설정한다. 다른 실시예에서는 다른 샘플링 레이트가 적절하게 사용될 수 있다. 원격 통신시스템의 오퍼레이터는 디지털/아날로그 변환기(702)에 대한 i 샘플링 레이트를 선택한다. 전술한 아날로그/디지털 변환기(402)와 마찬가지로, 낮은 원격 통신 트래픽의 주기 동안, 원격 통신 시스템의 오퍼레이터가 디지털/아날로그 변환기(702)를 레이트 성능보다 낮은 레이트로 동작하도록 선정할 수 있다.
단계(813)에서는 제 2 전송 리샘플러(703)가 널리 알려진 방식으로 IF 다운링크 디지털 신호의 샘플링 레이트를 j에서 i로 변경한다. i 샘플링 레이트는 통신의 유형(예컨대, 음성, 데이터, 이미지 등)과 통신의 소망한 품질을 포함하는 많은 변수에 의존한다. 예를 들면, 화자 인식(speaker recognition)에 있어서 현저하게 감쇄되지 않는 고도의 명료한 신호를 갖는 음성 통신은 아날로그 스피치(speech)와 비교할 때 화자 인식이 실질적으로 떨어지는 경우의 음성 통신 보다 더 높은 데이터 전송 레이트를 필요로 한다.
흔히 i 샘플링 레이트는 j 샘플링 레이트와 상이하기 때문에, 제 2 전송 리샘플러(703)가 데이터 샘플링 레이트에서 변환을 수행한다. i가 j 미만인 경우, 제 2 전송 리샘플러(703)는 널리 알려진 방식으로 N 개의 협대역 다운링크 채널을 데시메이션 할 것이다. i가 j를 초과하는 경우, 제 2 전송 리샘플러(703)는 널리 알려진 방식으로 N 개의 협대역 다운링크 채널 내의 디지털 데이터를 보간할 것이다. i 샘플링 레이트가 j 샘플링 레이트와 동일한 경우에는, 데시메이션 혹은 보간이 필요치 않다. 전송을 위해 보간, 데시메이션, 혹은 N 개의 협대역 다운링크 채널을 마련하는 동작을 선택하는 경우 및 방법은 당업자에게 자명할 것이다. 전술한 바와 같이, 분수 보간 혹은 분수 데시메이션은 정수 보간기와 정수 데시메이션의 캐스캐이드의 사용을 통해 달성될 수 있다.
단계(814)에서는 디지털/아날로그 변환기(702)가 널리 알려진 방식으로 i 샘플링 레이트에서 IF 다운링크 신호를 IF 다운링크 아날로그 광대역 신호로 변환한다.
단계(815)에서는 IF/RF 변환기(701)가 IF 다운링크 아날로그 광대역 신호를 수신하여 이를 다운링크 아날로그 광대역 RF 신호로 변환한다. IF/RF 변환기(701)는 IF 다운링크 아날로그 광대역 신호를 다운링크 아날로그 광대역 RF 신호로 변환하기 위한 필터, 혼합기, 증폭기를 포함한다. IF/RF 변환기(701)는 다운링크 아날로그 광대역 RF 신호를 전송 안테나(209)로 전송하며, 이 전송 안테나(209)는 다운링크 아날로그 광대역 RF 신호를 전송한다. 전술한 변환 및 전송 동작은 당해 기술분야에 널리 알려져 있다.
전술한 실시예는 단지 본 발명의 예시일 뿐이며, 당업자라면 본 발명의 범주를 벗어나지 않고 많은 변형이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다. 따라서, 그러한 변형은 다음의 특허 청구 범위 및 이들 균등물의 범주 내에 포함되는 것으로 의도된다.
본 발명에 따르면, 다양한 원격 통신 표준에 의해 지원된 통신을 처리할 수 있는 소프트웨어 제어 로직 패키지(software control logic package)가 트랜시버 동작을 간단하게 하는 기술적 이점을 제공한다.

Claims (27)

  1. 업링크(uplink) 아날로그 RF 신호를 수신하는 단계와,
    상기 업링크 아날로그 RF 신호를 대역폭 WIF를 갖는 IF 업링크 디지털 신호로 변환하는 단계와,
    상기 IF 업링크 디지털 신호를 제 1의 N 개 업링크 채널로 변환하는 단계와,
    M≤N인 제 2의 M 개 업링크 채널을 복조하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 업링크 아날로그 RF 신호를 상기 IF 업링크 디지털 신호로 변환하는 단계가,
    상기 업링크 아날로그 RF 신호를 IF 업링크 아날로그 신호로 변환하는 단계와,
    아날로그/디지털 변환기의 출력 샘플링(sampling) 성능에 근거하여, 상기 아날로그/디지털 변환기에서 샘플링 레이트(rate) i로 상기 IF 업링크 아날로그 신호를 상기 IF 업링크 디지털 신호로 변환하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 N 개의 업링크 채널 각각에 대한 대역폭 W를 정의하는 단계와,
    상기 N 개의 업링크 채널 각각에 대해 샘플링 레이트 j=(i*WIF)/(W*N)을 설정하고, WIF/W가 정수가 아닌 경우에는 WIF/(W*N)의 비율로 상기 IF 업링크 디지털 신호를 상기 N 개의 업링크 채널로 데시메이션(decimation)하며, WIF/W가 정수인 경우에는 샘플링 레이트를 j=i로 설정하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    제어기가 상기 i 샘플링 레이트를 설정하여 j≥N*W가 되는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 M 개의 업링크 채널을 선택하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 IF 업링크 디지털 신호를 상기 N 개의 채널로 변환하는 단계가 상기 변환을 위해 고속 푸리에(Fourier) 변환을 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 무선 원격 통신 시스템에 있어서,
    업링크 아날로그 RF 신호를 수신하여 상기 업링크 아날로그 RF 신호를 IF 업링크 아날로그 신호로 변환하는 수신기와,
    샘플링 레이트 i에서 상기 IF 업링크 아날로그 신호를 대역폭 W를 갖는 IF 업링크 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기와,
    상기 IF 업링크 디지털 신호를 제 1의 N 개 업링크 채널로 변환하는 제어기와,
    M≤N인 제 2의 M 개 업링크 채널을 복조하는 복조기
    를 포함하는 무선 원격 통신 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 아날로그/디지털 변환기의 출력 샘플링 성능에 근거하여 상기 i 샘플링 레이트를 조절하도록 동작가능한 무선 원격 통신 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제어기가,
    상기 N 개의 업링크 채널 각각에 대한 대역폭 W를 정의하고,
    상기 N 개의 업링크 채널 각각에 대해 샘플링 레이트 j=(i*WIF)/(W*N)을 설정하며, WIF/W가 정수가 아닌 경우에는 WIF/(W*N)의 비율로 상기 IF 업링크 디지털 신호를 상기 N 개의 업링크 채널로 데시메이션하고, WIF/W가 정수인 경우에는 샘플링 레이트를 j=i로 설정하도록 또한 동작가능한 무선 원격 통신 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 i 샘플링 레이트를 설정하여 j≥N*W가 되는 무선 원격 통신 시스템.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 제어기에 의해 제어되는 고속 푸리에 변환이 상기 IF 업링크 디지털 신호를 상기 N 개의 업링크 채널로 변환하는 무선 원격 통신 시스템.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 M 개의 업링크 채널을 선택하는 무선 원격 통신 시스템.
  13. 제 1의 M 개 다운링크(downlink) 채널을 샘플링 레이트 k로 변조하는 단계와,
    상기 M 개의 다운링크 채널을 대역폭 W를 갖고 제 2의 N 개 다운링크 채널을 표시하는 IF 다운링크 디지털 신호로 변환하는 단계를 포함하되, M≤N이고 상기 N 개의 다운링크 채널이 상기 M 개의 다운링크 채널을 포함하며,
    상기 IF 다운링크 디지털 신호를 다운링크 아날로그 RF 신호로 변환하는 단계와,
    상기 다운링크 아날로그 RF 신호를 전송하는 단계
    를 포함하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 M 개의 다운링크 채널 각각에 대한 대역폭 W를 정의하는 단계와,
    상기 M 개의 다운링크 채널 각각에 대해 샘플링 레이트 j=(k*WIF)/(W*M)을 설정하고, WIF/W가 정수가 아닌 경우에는 WIF/(W*M)의 비율로 상기 M 개의 다운링크 채널을 상기 IF 다운링크 디지털 신호로 보간하며, WIF/W가 정수인 경우에는 샘플링 레이트를 j=k로 설정하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 k 샘플링 레이트를 설정하여 j≥N*W가 되는 단계를 더 포함하는 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 IF 다운링크 디지털 신호를 상기 M 개의 다운링크 채널로 변환하는 단계가 상기 변환을 위해 고속 푸리에 변환을 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 N 개의 다운링크 채널을 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
  18. 제 13 항에 있어서,
    상기 IF 다운링크 디지털 신호를 상기 다운링크 아날로그 RF 신호로 변환하는 단계가,
    디지털/아날로그 변환기에서 상기 IF 다운링크 디지털 신호를 상기 IF 다운링크 아날로그 신호로 변환하는 단계와,
    전송기에서 상기 IF 다운링크 아날로그 신호를 상기 다운링크 아날로그 RF 신호로 변환하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 IF 다운링크 디지털 신호를 상기 IF 다운링크 아날로그 신호로 변환하는 단계가 상기 디지털/아날로그 변환기의 입력 샘플링 레이트에 근거하여 샘플링 레이트 i로 상기 IF 다운링크 디지털 신호를 보간하는 단계를 더 포함하는 방법.
  20. 무선 원격 통신 시스템에 있어서,
    샘플링 레이트 k로 제 1의 M 개 다운링크 채널을 변조하는 변조기와,
    상기 M 개의 다운링크 채널을 대역폭 WIF를 갖고 제 2의 N 개 다운링크 채널을 나타내는 IF 다운링크 디지털 신호로 변환하되, M≤N이고 상기 N 개의 다운링크 채널은 상기 M 개의 다운링크 채널을 포함하며 상기 IF 다운링크 디지털 신호를 다운링크 아날로그 RF 신호로 변환하도록 또한 동작가능한 제어기와,
    상기 다운링크 아날로그 RF 신호를 전송하는 전송기
    를 포함하는 무선 원격 통신 시스템.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 M 개의 채널 각각에 대한 대역폭 W를 정의하고,
    상기 M 개의 다운링크 채널 각각에 대해 샘플링 레이트를 j=(k*WIF)/(W*M)로 설정하고, WIF/W가 정수가 아닌 경우에는 WIF/(W*M)의 비율로 상기 M 개의 다운링크 채널을 상기 IF 다운링크 디지털 신호로 보간하며, WIF/W가 정수인 경우에는 샘플링 레이트를 j=k로 설정하도록 동작가능한 무선 원격 통신 시스템.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 k 샘플링 레이트를 설정하여 j≥N*W가 되도록 또한 동작가능한 무선 원격 통신 시스템.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 제어기에 의해 제어되는 고속 푸리에 변환이 상기 M 개의 다운링크 채널을 상기 IF 다운링크 디지털 신호로 변환하는 무선 원격 통신 시스템.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 N 개의 다운링크 채널을 선택하는 무선 원격 통신 시스템.
  25. 제 20 항에 있어서,
    상기 IF 다운링크 디지털 신호를 IF 다운링크 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환기를 더 포함하는 무선 원격 통신 시스템.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 전송기가 상기 IF 다운링크 아날로그 신호를 상기 다운링크 아날로그 RF 신호로 변화시키도록 또한 동작가능한 무선 원격 통신 시스템.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 제어기가 상기 디지털/아날로그 변환기의 입력 샘플링 레이트에 근거하여 샘플링 레이트 i로 상기 IF 다운링크 디지털 신호를 보간하도록 또한 동작가능한 무선 원격 통신 시스템.
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