KR100269004B1 - 다중채널 텔레비젼 신호 스크램블링과 디스크램블링 시스템 및 방법 - Google Patents

다중채널 텔레비젼 신호 스크램블링과 디스크램블링 시스템 및 방법 Download PDF

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카츠넬슨 론 디.
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Abstract

다중 채널 텔레비젼 액세스 제어 시스템이 개시되어 있다. 여기서, 광대역 신호의 처리는 다수의 채널상의 게이트된 코히어런트 RF 주입에 의해서 수행되므로 인해 채널 그룹의 임의의 서브세트 채널의 선택적인 디스크램블링을 달성한다. 시스템은 텔레비젼 신호와 주입 신호 사이에 일정 관계를 유지하기 위해서 폐쇄 루프 주입 신호 페이저 제어를 제공한다. 결합된 신호는 케이블 레디 설비의 사용이 가능한 가입자에게 제공된다. 광대역 신호는 전력분할기(102)를 통해 광대역 증폭기(104)에 접속된다. 주입 신호는 방향 커플러(108)에 의해서 증폭기 광대역 신호와 선(114)를 통해 결합되어 선(109) 상에 복합 신호를 가져온다. 선(109)상의 광대역 신호는 방향 탭(110)을 통해 가입자 포트(112)에 공급된다. 선(114)에 주입된 복합 신호를 함께 형성하는 주입 신호는 RF 스위치(116)에 공급되는 디지탈 광대역 발생기(136)에 의해서 발생된다. 주입이 요구되는 시간동안, RF 스위치(116)는 숫자로 나타난 바와같이 위치(117)에 있다.

Description

[발명의 명칭]
다중 채널 텔레비젼 신호 스크램블링과 디스크램블링 시스템 및 방법
[도면의 간단한 설명]
제1a도는 베이스밴드 싱크(sync) 억제 파형.
제1b도는 본 발명에 따르는 제1a도의 신호를 디스크램블링하기 위한 코히어런트(co-herent) RF 주입신호를 나타내고,
제2a도는 본 발명의 다중 채널 디스크램블러에 들어가는 텔레비젼 채널의 스펙트럼.
제2b도는 본 발명의 광대역 발생기에 의해서 발생된 주입신호의 스펙트럼.
제2c도는 본 발명의 다중 채널 디스크램블러로부터 가입자에게 제공된 디스크램블링된 광대역 스펙트럼.
제3도는 본 발명의 제1 바람직한 실시예를 나타내고,
제4도는 본 발명에 따라서 디스크램블링하는 채널에 사용되는 주입신호의 VSB 스펙트럼 파형에 요구되는 2 개의 베이스밴드 직교성분을 나타내고,
제5도는 제4도의 직교성분을 발생시키기 위해 사용되는 디지탈 계산 필터를 나타내고,
제6a도는 광대역의 유효범위를 본 발명의 주입신호를 공유하는 채널 그룹 시간에 의해서 나타내며,
제6b도는 채널 블록 그룹핑(grouping)에 의해 분할된 주파수 스펙트럼.
제6c도는 주파수 인터레이스 그룹핑에 의해 분할된 주파수 스펙트럼.
제7도는 코히어런트 주입 그룹과 이들 각각의 RAM 어드레스 스케줄을 도시한 타이밍도.
제8도는 수신신호와 주입신호를 설명하는 페이저도.
제9도는 본 발명의 바람직한 실시예에서 활성교정과 분석 타이밍도.
제10도는 RAM 어드레스 공간 궤도를 포함하는 분석 타이밍도 및 다른 활성교정을 나타내고,
제11도는 페이저 트래킹 메카니즘을 설명하는 분석 및 측정 타이밍도.
제12도는 본 발명에서 활용되는 적절한 이벤트와 프로세스를 설명하는 전체 비디오 타이밍도.
제13도는 본 발명의 실시에 요구되는 CATV 전파중계소의 구성의 일예를 나타내며,
제14도는 전파중계소에서 활용되는 콤(comb) 발생기의 상세도.
제15a도는 RF 싱크 억제 파형의 베이스밴드 표현을 나타내며,
제15b도는 본 발명에 따르는 제15a도의 신호를 디스크램블링하기 위한 코히어런트 RF 주입신호를 나타내며,
제16도는 본 발명의 제2 바람직한 실시예에 대한 디지탈 광대역 발생기를 나타내며,
제17도는 다중 드웰링(dwelling) 유닛에 사용되는 본 발명의 제2 바람직한 실시예를 나타내며,
제18도는 본 발명의 주입방법을 사용하는 강화된 안전 비디오 스크램블링에 대한 메모리와 타이밍도이다.
[발명의 상세한 설명]
[발명의 분야]
본 발명은 일반적으로 텔레비젼(TV) 전송 및 수신 시스템에 관한 것이고, 특히 CATV 또는 무선방송 다중 채널 시스템에 관한 것으로, 여기서 다수의 표준 텔레비젼 신호는 정규 동기화 펄스의 억제에 의해서 스크램블링되며 또는 그렇지 않으면 활성 비디오 시간동안 변형되며, 많은 공인된 채널이 동시에 가입자의 텔레비젼 세트에 스크램블링되지 않게 하는 방식으로 공인된 가입자의 위치에서 연속해서 선택적으로 디스크램블링된다.
[발명의 배경]
서브스크립션(subscription) TV 또는 유료 TV에 있어서, 프리미엄 채널의 프로그래밍 신호는 전형적으로 스크램블링된 형태로 전송되어 그 결과 비공인 시청자, 즉 특정 프로그램을 수신하기 위해 요금을 지불하지 않은 시청자는 그들의 TV 수신기상에 전송된 신호를 시청할 수 없었다. 공인된 시청자에게는 스크램블링된 TV 신호를 디스크램블링 또는 디코드하는 수단이 제공되며, 보통 이런 디스크램블링 수단은 특정채널을 선택적으로 디스크램블링할 수 있게 한다. 이런 가능성은 스크램블링된 프로그래밍을 수신하기 위해 요금을 지불한 가입자에 관련된 개별적인 디스크램블링 수단의 선택적인 어드레싱에 의해서, 서비스 제공자 또는 CATV 운영자에 의해 원격적으로 행해질 수 있다.
텔레비젼 스크램블링에 보통 사용되는 기술은 싱크-억제 기술로서, 여기서 수평과 수직 동기화 펄스의 RF 레벨은 비디오 레벨 아래의 레벨로 억제되는 결과 표준 텔레비젼 수신기는 규칙적인 동기화를 설정할 수 없으며 오히려 활성 비디오의 RF 피크를 불규칙하게 고정시키므로 인해 TV 세트상에서 볼 수 없는 화면을 발생시킨다. 또한, 수평 동기화 펄스와 관련된 색 기준 버스트를 사용하기 위한 TV 수신기의 능력은 심각하게 감소되므로 인해 왜곡된 색 재현을 일으키며 또는 TV 세트의 색 회로를 디스에이블링한다. 종래의 싱크 억제 시스템의 예는 다음에 개시되어 있다(Court 등의 미국특허 번호 제 3,184,537호; Reiter 등의 3,478,166; Reiter 등의 3,530,232; 및 Thompson의 4,222,068). 이들 시스템에서, 수평 동기화 레벨은 그레이 레벨로 억제 또는 감소되고, 부가의 키잉제어신호는 공인된 디스크램블러에서 적당한 싱크 레벨의 재구성 또는 재생성을 제어하는 스크램블링될 TV 신호와 함께 통상 전송되므로 인해 스크램블링되지 않은 정규의 TV 신호를 수신기에 제공한다. 예컨대, 미국특허 번호 3,184,537 에서 오디오 서브캐리어는 적당한 싱크 삽입 제어신호로 진폭 변조된다. 미국특허 번호 4,222,068 에서, 공인된 디스크램블러에서 수평 싱크 재구성은 수신기에서 타이밍 회로가 수평성분상에 고정되게 하기 위해 TV 신호의 수직 블랭킹 주기(VBI) 동안에 정규 싱크신호의 전송에 의해서 달성된다. 타이밍 회로는 수평 블랭킹 주기(HBI)를 게이트하는데 사용됨으로 인해 복합 베이스밴드 비디오 신호에서 수평 동기화 펄스의 복원을 용이하게 한다.
싱크 억제 시스템은 보통 두가지 방식중 하나로 동작한다: 미국특허 번호 3,184,537로서 제1방법은 6 Db와 같은 알려진 고정량에 의해서 HBI(어떤 경우는 또한 VBI)동안 변조된 RF TV 신호의 감쇄를 기초로 하고 있다. 공인된 디스크램블러에서, 신호는 동일한 알려진 양에 의해서 활성 비디오 부위 동안 RF 수신된 신호를 감쇄하여 디스크램블링된다. 이 방법은, 변조가 전송기에서 처리된후 그리고 복조가 수신기에서 각각 처리되기전 스크램블링과 디스크램블이 RF 단에서 일어나기 때문에 "RF 싱크 억제" 라고 알려진다. 제2 싱크 억제방법은 "베이스밴드 싱크 억제" 로 알려져 있으며, 알려진 게이트된 오프셋 레벨은 HBI 동안 베이스밴드 비디오 신호에 더해지므로 인해 수평 동기화 신호를 억제시킨다. 공인된 디스크램블러에서, 등가의 오프셋 레벨은 HBI 동안 복조된 비디오 신호로부터 추출되므로 인해 수평 동기화 신호레벨을 이들의 정규값으로 복원시킨다. 베이스밴드 싱크 억제 시스템의 일예는 미국특허 번호 4,222,068 에 개시되어 있다.
상술된 종래의 RF 및 베이스밴드 싱크 억제 디스크램블링 시스템은 서브스크립션 TV 서비스 제공자에 의해서 사용되는 무선방송 채널 또는 전체 CATV를 덮을 수 있으며 종종 컨버터로 바뀔 수 있는 텔레비젼 튜너와 복조기에 타이밍과 디스크램블링 회로를 결합시키므로써 달성된다. RF 싱크 억제 시스템에서, 디스크램블링은 TV 채널 3 또는 4 와 같은 고정된 RF 출력 채널 주파수에서 또는 컨버터의 IF 단에서 게이트된 감쇄에 의해 달성된다. 베이스밴드 싱크 억제 시스템에서, 디스크램블링은 컨버터의 복조된 비디오단에서 달성되며, 최종 정규 비디오 신호는 채널 3 또는 4 에서 동작하는 고정 주파수 TV 변조기의 수단에 의해서 재변조된다. 따라서, 양 예에서, 가입자는 단일 채널을 동시에 튜닝하며 디스크램블링하고 지역방송국이 사용하지 않는 것이면 어느것이든지 단일 채널을 채널 3 또는 4(출력 채널)로 변환할 수 있는 컨버터-디스크램블러를 갖추고 있다. 가입자의 TV 세트는 영구적으로 컨버터-디스크램블러 출력 채널을 턴한채 유지할 수 있으나, 한편 채널 선택은 컨버터-디스크램블러 튜너에 의해서 행해진다.
서브스크립션 텔레비젼 서비스에서, 다수의 스크램블링된 채널은 여러 채널상에 동시에 전송될 수 있다. 그러나, 상술한 것처럼, 종래의 컨버터-디스크램블러는 한번에 한 채널만 처리할 수 있다. 이것은 여러 스크램블링된 프리미엄 채널을 수신할 권한이 있는 가입가족들이 이런 디스크램블링된 서비스를 동시에 받을 수 없음을 뜻한다. 그래서, 예컨대, 아버지는 결승전과 같은 "페이-퍼-뷰우(pay-per-view)" 보길 원하고 반면에 아이들은 제2 TV 세트로 디즈니 채널을 보길 원한다면, 가족들은 두개의 컨버터-디스크램블러를 요구할 것이다. 더욱이, 어머니가 동시에 HBO 상에 영화를 녹화하길 원한다면, 제3의 컨버터-디스크램블러는 비디오 카세트 레코더(VCR) 결합해서 사용되어야만 한다. 이것은 명확하게 종래의 단일 채널 디스크램블링 기술의 불이점중 하나이다.
미국에서 대부분 텔레비젼을 가진 자는 "케이블 레디(Cable ready)" 텔레비젼 세트 또는 VCR 을 갖추고 있다. "케이블 레디 설비"라는 용어는, 가입자가 유선 방송 채널 주파수뿐만 아니라 모든 CATV 채널을 튜닝할 수 있게 하는 확장된 주파수 튜닝 능력을 가진 소비자의 텔레비젼 장비로서 이해되어져야 한다. 미국에서 팔리고 있는 케이블 레디 장비의 중요부분은 스테레오 TV 프로그래밍 또는 제2 오디오 프로그래밍("SAP")의 수신을 허용하며 사운드 레벨 또는 사운드 무팅(muting) 또한 채널 튜닝을 제어하기 위한 원격 제어를 허용하는 다중 채널 텔레비젼 사운드("MTS")와 같은 부가의 특징을 포함한다. 케이블 레디 텔레비젼의 다른 특징은, 가입자가 한 프로그램을 보면서 동시에 주화면내에 표시된 삽입화면의 다른 비디오 프로그램을 볼 수 있게 하는 픽쳐-인-픽쳐("PIP") 표시 능력이다. 이런 케이블 레디 장비가 가정에 들어가는 케이블 드롭(drop)에 직접 연결될때, 가입자는 보통 모든 비-스크램블링된 채널을 컨버터의 도움없이 수신하고 기록할 수 있고, 따라서 이런 비-스크램블링된 신호를 수신하기 위해 이 장비의 특징을 사용한다. CATV 시스템이 프리미엄 채널에 대한 액세스를 제어하는 수단으로서 스크램블링 신호를 사용할때 문제점이 일어난다.
보통 이런 상황에서, 컨버터-디스크램블러의 출력 채널이 제공될때, 텔레비젼 세트는 채널 3 (또는 4)로 영구히 튜닝되며, 한편 컨버터-디스크램블러는 소정의 채널로 튜닝된다. 따라서 텔레비젼 세트와 함께 구입한 원격제어는 사용되지 않으며, 부가의 원격제어단이 컨버터-디스크램블러에 제공되어야만 한다. 더욱이, 많은 종래의 베이스밴드 컨버터-디스크램블러는 복합 MTS 오디오 프로그램 자료를 통과시킬 수 없으며, 따라서 스테레오 신호와 STP 는 텔레비젼 세트가 MTS 를 수신할 수 있다는 사실에도 불구하고 상실된다. 이런 문제를 다루는 최근의 시도는 미국특허 번호 4,630,113에 개시된 것과 같이 스테레오 바이패스 동작 모드에 관련되고, 여기에서는 컨버터의 원격 볼륨제어를 불행하게 디스에이블하며 또는 스테레오 분리와 컴팬더 성능의 최종 저하로 볼륨제어를 달성하기 위해서 컨버터에서 스테레오 신호를 재처리 및 디매트릭싱 함으로써 선택적으로 디스에이블된다. 심지어 종래의 RF 싱크 억제 디스크램블러는 MTS 오디오 성능 저하를 가져오는 경향이 있다. 왜냐하면 이들은 수평선률에서 부가의 진폭변조된 오디오 서브 캐리어를 통과시키므로 인해 텔레비젼 수신기에서 AM이 FM 효과를 일으키게 하기 때문이다. 이런 오디오 디그레이딩(degrading) 효과는 다음에 개시되어 있다 (1984년 6월 3-6일 라스베가스, Technical Papers of the 33rd Annual Convention of the NCTA, "Operational Characteristics of Modern Set-Top Terminals" 및 1984년 8월, the IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-30, page 489-502). 결국, 새로운 텔레비젼 세트의 PIP 특징은 TV 세트가 다중 채널을 동시에 수신할 수 있는 것을 요구하며, 이 요구는 명백하게 현재의 종래기술인 컨버터-디스크램블러에 의해서는 만족될 수 없다. 분명히, 모든 이런 문제는 종래의 단일 채널 디스크램블링 기술의 또 다른 중대한 결함을 구성한다.
앞에서 논의된 상기결함들은 "CATV 소비자 인터페이스" 문제로서 산업계에 주지되어 있다. 이러한 소비자 인터페이스 문제가 소비자와 CATV 운영자에게 심각한 어려움으로 표현되고 있는 증거들이 점점 나타나고 있다. 이에 관한 특정 증거 및 공익의 지적은 "1991년의 케이블 레디장비 법령"(1991년 11월 26일 페이지 S18377-S18380 의회기록-상원에서 출판된 미국 상원 법령 S. 2063 에서 상원의원 패트릭 리히에 의해 제안된)으로서 인용된 법률에 의해 표현된다. 리히의 법령은 상술한 CATV 소비자 인터페이스 문제에 대한 해결책을 격려하고자 하는 것이다.
상기 논의된 문제에 대해 가장 요구되어지는 해결책은 비-스크램블링된 형태("인터 클리어")로 명명된 모든 채널을 운반하는 케이블 드럽을 갖는 가입자를 제공하는 것임을 쉽게 이해할 수 있을 것이다. 가입자는 적당한 광대역 RF 신호 분할수단을 다중 케이블 레디 텔레비젼 세트와 VCR 에 접속할 수 있고 이런 설비와 함께 구입한 모든 소비자의 특징을 자유롭게 즐길 수 있다. CATV 시스템이 가입자가 구입하지 않은 다른 채널을 전달할 수 있기 때문에, 서브스크립션 요금이 지불된 특정 이벤트와 채널만으로 가입자의 액세스를 한정하기 위한 효율적인 수단이 요구된다.
만약 각각의 가입자에게 동시에 일어나는 다중 채널 디스크램블링을 제공하기 위해서 종래의 단일 채널 디스크램블링 기술을 사용하는 시도를 한다면, 각각의 가입자에게 다수의 종래의 디스크램블링 수단을 제공해야만 하며, 여기서 각 디스크램블러는 하나의 스크램블링된 채널을 전용하며 튜닝된다. 이런 디스크램블러의 출력은 명확한 채널 주파수로 할당되어야만 하며 가입자 집에 들어가는 광대역 다중 채널 클리어 신호를 형성하기 위해 모든 비-스크램블링된 채널을 디플렉서에 의해서 한데 묶어야만 한다. 이런 장치에 대한 가입자별 비용은 한 가입자의 비용과 처리된 채널의 수를 곱한 엄청나게 비싼 비용에 달할 것이다.
따라서 다수의 스크램블링된 채널의 임의의 서브세트를 동시에 디스크램블링하기 위한 효율적인 저비용 시스템이 요구되며, 상기 임의의 채널 서브세트는 가입자가 가입한 채널이며, 모든 공인된 채널이 "인 더 클리어(in the clear)" 제공되며 가입자가 구입하지 않은 모든 스크램블링된 채널이 원래의 스크램블링된 형태로 어느 가정이나 통과되며 또는 바람직하게 "해적" 장치에 의한 어떠한 비공인된 액세스를 더욱 인정하지 않게 하기 위한 부가된 부가의 안정장치를 갖는 방식으로 가입자가 가입한 채널을 가정으로의 기본 비-스크림블링된 채널에 함께 제공한다.
[발명의 요약]
본 발명은 다수의 채널상에서 비디오 스크램블링을 사용하는 서브스크립션 텔레비젼 시스템에 관한 것이다. 광대역 다중 채널 동시 처리 시스템은 각 채널을 수신하기 위해 가입자의 권한에 따라 다수의 어드레스 지정 가능한 선택된 채널에 대한 다른 액세스 제어 기능과 디스크램블링을 수행하는 것으로 개시된다.
상술한 타입의 동시 다중 채널 텔레비젼 디스크램블링 시스템을 제공하며 케이블레디를 인에이블하고 가입자에 의해 완전히 활용되도록 가입자의 텔레비젼 세트와 VCR 에 포함된 다른 소비자 특징을 제공하는 것이 본 발명의 한 목적이다.
디스크램블링 및 비-디스크램블링된 채널에 대한 오디오 또는 비디오 신호중 어느 하나에서 어떤 아티펙트(artifact) 또는 왜곡을 실제 발생시키지 않는 상술한 타입의 스크램블링 및 디스크램블링 시스템을 제공하는 것이 본 발명의 다른 목적이다. 여기서 비디오의 질은 불량하지 않으며 MTS 스테레오와 같은 기능은 저하되거나 영향을 끼치지 않는다.
본 발명의 또 다른 목적은, 강화된 안전을 제공하는 개선된 전파중계소 안전방안을 갖춘 다중 채널 비디오 스크램블링 방법에 기초로 한 새로운 암호화에 현재 사용되는 종래의 시스템을 옮길 수 있는 능력을 CATV 시스템 운영자에게 제공하는 서브스크립션 텔레비젼 액세스 제어 시스템을 제공하는 것이다. 이런 시스템은 인스톨된 본 발명의 액세스 제어장치에 의해 모든 공인된 가입자에게 서비스되는 어떤 채널에 대한 안전시스템에 기초로 둔 새로운 암호화로의 이행을 허용한다.
이러한 목적 및 다른 목적을 위한, 다수의 진폭변조된 텔레비젼 신호로 이루어진 광대역 신호를 처리하는 방법은 적어도 상기 텔레비젼 신호의 일부와 동기화된 동상으로 다수의 무선 주파수(RF) 신호를 발생시키는 단계 (여기서 상기 발생된 RF 신호 각각은 페이저 값을 갖는다), 상기 발생된 RF 신호를 상기 광대역신호와 결합시키는 단계, 및 상기 다수의 발생된 RF 신호의 각각의 페이저 값을 상기 텔레비젼 신호의 대응 페이저 값에 따라 조절하여 이들 사이에 일정한 관계를 유지하게 하는 단계로 구성된다.
[발명의 상세한 설명]
상기한 것과 이하에 나타날 추가의 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 후속하는 청구 범위에서 한정되며 첨부된 도면과 연관해서 다음의 상세한 설명에 기재된 바와 같이 텔레비젼 액세스 제어 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 목적이 모든 채널을 광대역 형태로 가입자에게 제공하는 것이며 이런 채널만이 디스크램블링되기 때문에, 본 발명에 따라 취해진 접근법은 어떤 단일 채널 필터링 또는 튜닝 기술을 회피하는 것이나 오히려 선택된 채널만 (디스크램블러) 을 변형하기 위한 방식으로 광대역 신호의 부가와 관련된 기술에 집중되어 있는 것으로 이해해야 한다. 처음에는, 베이스밴드 싱크 억제와 RF 싱크 억제 스크램블링이 무선 주파수 영역의 선형 변형 프로세스로 구성되는 것을 관찰하는 것이 바람직하다. 이전 선형 프로세스는 억제가 일어나는 블랭킹 주기 동안에만 활성화된다. 이것은, 각각의 이런 두 스크램블링 프로세스에 적절한 시작시간의 부가적인 RF 신호펄스, 지속, 진폭 인벨로프, 주파수 및 위상이 존재하는 결과 스크램블링된 RF 신호에 더해질때 정규 동기화 신호를 갖는 RF 텔레비젼 신호를 초래하고 따라서 디스크램블링된다.
제1a도는 베이스밴드 싱크 억제 시스템의 HBI 동안 베이스밴드 비디오신호를 도시한다. 보는 바와같이, 정규 싱크 신호(10)는 억제된 싱크 신호(12)를 초래하는 HBI 동안 베이스밴드 오프셋 신호의 크기(20)를 스크램블러에서 더함으로써 억제되고, 반면에 활성 비디오 신호(14)는 변형되지 않는다. 더욱이, 제1a도에서 보는 바와같이, 색 기준 버스트 신호(16)는 변형되지 않고 오프셋 레벨의 진폭(20)상에 숫자로 단지 겹쳐지는 것이다. 텔레비젼 변조의 숙련자에게 있어서, 싱크 레벨(10)(-40 IRE 유닛)은 피크 RF 진폭과 대응하며, 한편 비디오 화이트 레벨(22)(100 IRE 레벨)은 12.5%의 피크 RF 진폭인 RF 진폭에 대응한다. 따라서, RF 영역의 이런 반전된 변조 스케일에서, 베이스밴드에서 HBI 게이트된 오프셋 레벨(20)은 제1b 도에 도시된 RF 펄스에서 그렇지 않은 비-스크램블링된 RF 텔레비젼 신호를 뺀 것과 동일하다. 이런 RF 펄스의 주파수와 위상은 텔레비젼 신호의 화상 캐리어의 것과 동일하다. 그러므로, 12와 대응하는 베이스밴드 싱크 억제 신호를 비스크램블링된 모드로 복원시키기 위해, 제1b도에 도시된 바와 같이 HBI 와 시간이 일치하는 수평 동기화 반복율 및 그리고 비스크램블링된 신호를 얻기 위해 화상 캐리어와 동상의 적당한 진폭(30)을 가지고 코히어런트 RF 펄스 트레인을 더할 수 있다. 베이스밴드의 표현은 10과 대응한다. 활성 비디오 시간(34)동안, 어떤 RF 신호도 존재하지 않아야 한다.
물론 RF에서 이런 부가 (이하, 코히어런트 RF 주입으로 함)는 비-스크램블링된 신호를 얻기 위하여 적당한 진폭, 위상 및 타이밍 정도(精度)로 달성되어야만 한다. 예컨대, 미국 CATV 시장에서 사용되는 공용의 베이스밴드 싱크 억제 시스템은 베이스밴드 싱크 레벨 시프트(20)가 70 IRE 유닛으로 세트되어 있는 미국특허 번호 4,222,068 와 일치한다. 그러므로, 이 경우, 표준 텔레비젼 변조 스케일을 사용할때, 디스크램블링을 달성하는데 요구되는 동상의 코히어런트 RF 주입 레벨(30)은 신호의 비-스크램블링된 부분의 피크 RF 레벨의 44.75%와 대응하는 진폭을 가져야만 하는 것으로 나타날 수 있다. 이런 주입된 RF 펄스의 레벨에서 받아들일 수 있는 정도의 에러는 스크램블링되지 않은 프로그램의 만족할만한 시청에 대한 텔레비젼 수신기의 적당한 동기화에 영향을 미치지 않고 텔레비젼 세트의 블랙기준 레벨에서 에러를 야기할 수 있다. 이것은, 대부분의 세트가 색 버스트(16) 주기동안 0 IRE 레벨(24)을 샘플링함으로써 이들의 블랙 비디오 레벨을 설정하기 때문이다. 그러나 주지된 RS-170A 표준에서 실현되는 일반적으로 수용되는 비디오 명세는 블랙레벨에서 ±2IRE 까지 고정된 에러를 허용한다. 이런 에러 레벨은 허용가능하며 모든 실제 목적에서 검출될 수 없다.
유사하게 RF 펄스의 주입 위상은 화상 캐리어 위상의 거의 ±6°내에 있어야만 한다. 주입된 RF 진폭이 억제된 싱크 진폭의 것과 거의 동일하기 때문에, 이런 주입 위상 에러는 HBI 동안 단지 ±3°에 의해서 화상 캐리어의 전체 오류 위상 변조를 초래할 것이다. ±3°로 위상 에러를 제한하는 이런 요구는 두가지 다른 고려로부터 일어난다. 제1의 고려는, 양호한 방송 텔레비젼 공학 실무는 파생적 위상 변조("ICPM")가 받아들일 수 있는 인터캐리어 오디오 버저 또는 MCS 스테레오 왜곡을 야기하게 하기 위해서 3°를 초과하지 않게 하는 것이 요구되는 사실에 관한 것이다. 이런 정교함의 요구에 대한 제2 이유는 색 기준 버스트 신호(16)가 수신되는 내에서 활성 비디오 시간(14)동안이 아니라 HBI 동안에만 이런 위상 에러가 존재하는 사실로부터 유래한다. HBI 동안 RF 위상 시프트는 검출된 색 기준 신호에서 동일한 베이스밴드 위상 시프트를 야기함으로 인해 활성 비디오 동안 검출된 색 신호에서 색 에러를 초래한다. NTSC 텔레비젼 신호에서 허용 가능한 색 기준 위상 에러를 평가하는 주관적인 시험이 행해졌다(Bernard D. Loughlin of the Hazeltine Corporation)(그리고 1984 IEEE에서 출판된 Ted Rzeszewski의 Color Television 의 책 페이지 63-91 상의 "Nonlinear Amplitude Relations and Gamma Correction" 제목의 chapter 에 기록되어 있다). 상기 책의 제11 내지 27도에서는 ±3°의 위상 에러가 적어도 80%의 시청자에 의해 허용될 수 없는 것으로 나타나 있다.
상기 논의된 허용가능한 진폭과 위상 에러 진폭에 기초해서, 디스크램블링을 위한 코히어런트한 주입 RF 신호의 소정 정확도가 소정 주입 RF 신호와 비교되는 것처럼 -20 Db를 초과하지 않는 진폭의 주입 RF 위상 에러를 수반하는 이상적인 에러없는 주입신호에 의해 특징지워질 수 있음을 알 수 있다. 실제로 이해할 수 있는 바와같이, 이 허용가능한 에러 레벨은 다수의 채널의 동시 주입을 위해 본 발명의 실시를 낮은 비용으로 용이하게 한다.
제1a도를 참조하면, 베이스밴드에서 수평 비디오선 마다에 대한 싱크 억제의 시작과 종료는 각각 레벨 전이(26 과 27)로서 나타난다. 스크램블러에서 이런 베이스밴드 전이는 4.2 MHz 의 표준 텔레비젼 비디오 대역폭과 일치하는 2백 나노초를 초과하지 않는 시간 지속에 걸쳐서 일어난다. 이런 신호의 디스크램블링시, 싱크 오프셋 레벨이 제1b도에 도시된 RF 펄스의 코히어런트 주입에 의해서 본 발명에 따라 디스크램블러에서 제거될때, 이런 전이시간을 정합시키는 것이 바람직하다. 여기서, 주입 RF 펄스의 시작 및 종료 주기는 32와 33으로 각각 지정된다. 따라서, 이들의 지속은 바람직하게 각각 더 이상 2백 나노초가 안된다.
제1b도의 주입 RF 인벨로프의 펄스형상이 비디오 대역폭을 갖는 진폭 펄스 변조기에 의해서 시도된다면, 빠른 상승-시간(32 와 33)은 화상 캐리어 주파수 이상 및 이하의 4.2 MHz 까지의 다블 사이드밴드 스펙트럼 확장을 발생시킬 것이다. 이 주입신호의 상부 사이드밴드 내용은 잔류 사이드밴드("VSB") 변조로 전송되는 것같이 소정의 정규 텔레비젼 대역폭내에 포함될 것이다. 그러나, 주입신호가 광대역 결합기에서 수신신호와 결합된다고 가정하기 때문에, 주입신호의 하부 사이드밴드는 디스크램블링된 채널의 화상 캐리어 이하의 1.5 MHz 에서만 위치하는 오디오 서브 캐리어 및 하부 인접 텔레비젼 채널과 인터페이싱할 수 있다. 오히려, 더 긴 전이시간이 진폭변조된 펄스의 스펙트럼 확장을 1.5 MHz 이하로 제한하기 위해서 32와 33으로 할당된다면, 디스크램블링된 비디오 신호는, 수평 동기화 신호(12) 또는 디스크램블링된 신호의 활성 비디오 시간(14)의 선단을 침범할 수 있는 마이크로초 범위의 지속으로 전·후 포치(porch) 과도현상을 포함할 것이고, 이로 인해 텔레비젼 세트에 의해 오류 수평 싱크 또는 비안정 비디오 클램핑 행위를 야기할 수 있는 가입자에게 저하된 비디오신호를 전달한다.
상기 논의된 바와같이 주파수 영역과 시간 영역에서 이러한 두가지 상반된 요구는 하부 사이드밴드 스펙트럼 확장없이 텔레비젼 전송에서 빠른 비디오 전이를 허용하는 방법으로 전환함으로써 해결될 수 있다 (즉, 스크램블링된 신호와 결합된 RF 앞선 전이(32 와 33)에 대한 VSB 변조 기술의 사용). 이것은 텔레비젼 수신기가 빠른 베이스밴드 전이와 연관된 4.2 MHz 의 에너지까지 포함하는 상부 사이드밴드를 처리하게 하며, 반면에 하부 사이드밴드 확장을 1.5 MHz 이하로 제한하며 그 결과 하부 인접 채널에 대한 연관된 간섭을 방지한다. 주입 신호의 이런 VSB 스펙트럼 형상을 용이하게 하는 디지탈 실시예에 대한 고려는 이하에서 설명될 것이다.
상술한 코히어런트 게이트 RF 주입은 디스크램블링보다는 다른 목적에 유용할 것이다. 채널별 기준으로 비공인된 가입자에 대한 신호 부정 기술을 구현하기 위해 본 발명에 설비가 만들어진다. 디스크램블링 경우와는 상반되게, 이런 신호 부정의 경우에서, 제1b도의 코히어런트 게이트 RF 주입은 텔레비젼 신호의 화상 캐리어와는 반대의 위상으로 실현될 수 있으므로 인해 동기화 신호를 더욱 억제 또는 눌링(nulling) 하며, 선택적으로 충분한 주입 레벨을 갖는다면, HBI 동안 수신된 텔레비젼 신호의 최종 RF 위상을 심지어 반전시킬 수 있다. 이 방법은, 싱크 신호를 재구성하는 능력을 가진 "해적" 디코더를 부정하고 텔레비젼 세트의 인터캐리어 오디오 검출기에서 위상 불연속을 야기하고 이로 인해 오디오 버저와 더욱이 어떤 텔레비젼 세트에서 마스킹하는 오디오 노이즈를 교란하기 시작하기 때문에 비공인된 가입자에 대한 강화된 안전을 가져온다. 상술한 타입의 부정에 대한 코히어런트 RF 주입은 디스크램블링에 대해 권한이 주어지거나 또는 클리어되는 하부 인접 채널에 대한 간섭을 방지하기 위해서 VSB 전이 변조를 사용하여 HBI 동안 게이트되어야만 한다라는 것을 이해해야 한다.
따라서 지금까지, 코히어런트 주입에 의해 RF 에서 텔레비젼 신호의 처리는 단일 채널의 문맥에서 논의되었다. 분명히, RF 주입 기술을 사용하기 위한 주이유는 다수의 채널에 대한 이런 신규한 형태의 동시 처리를 제공하는 것에 있다. 이것은 코히어런트 주입이 디스크램블링 또는 추가의 싱크 부정중 하나가 요구되는 각 주파수에서 일어나야 한다라는 것을 의미한다.
제2a도는 본 발명의 다중 채널 디스크램블러를 들어가는 CATV 시스템상에서 전송된 입력신호의 광대역 스펙트럼 일부를 도시한다. 각각의 텔레비젼 채널은 화상캐리어(40)로부터 4.5 MHz 떨어진 오디오 서브 캐리어(42)와 화상 캐리어(40)를 포함한다. 채널 간격(48)는 6 MHz 이다. 보는 바와같이 텔레비젼 신호의 스펙트럼은 변조된 상부 사이드밴드 VSB 인 것처럼 화상 캐리어 주파수에 대해 비대칭으로 나타난다. 제2a도에서는 CATV 분배소로 전송된 두 타입의 채널을 관찰할 수 있다. 제1 타입은 모든 가입자가 공인된 모든 비-스크램블링된 채널(46)으로 구성되며 따라서 우리는 어떤 처리도 요구되지 않는다고 가정한다. 전송된 제2 타입의 채널은 S 로 명명된 싱크 억제 스크램블링된 채널(44)이다. 이 예에서, 가입자가 프리미엄 스크램블링된 채널(44)의 일부에 대한 서브스크립션을 구입한다는 가정을 하며, 여기서 상기 채널의 일부는 44'로 명명된다. 결과적으로, 이 서브스크립션 구성과 대응하는 소정 RF 주입 스펙트럼은 제2b도에 체계적으로 도시된다. 제2b도의 각 신호는 본 발명의 다중 채널 디스크램블러내에서 발생되고 제2a도의 동일 주파수의 각 전송된 대응 화상 캐리어와 동위상 로크(lock)로 결합된다고 가정한다. 제2b도의 광대역 복합신호는 코히어런트하게 주입되고 따라서 시청자의 즐거움을 위해 가입자에게 연속해서 제공되는 제2c도에 도시된 복합 광대역 신호를 형성하기 위해 제2a도의 광대역 입력신호와 선형적으로 결합된다. 주입신호(50 과 52)는 제1b도에 도시된 타입의 시간 영역 프로파일을 갖는 VSB 주입신호로 구성된다. 주입 RF 신호(50)는 이들의 대응 입력 스크램블링된 신호(44')에 대하여 동위상으로 주입되므로 인해 동시 디스크램블링을 실현하며 가입자에게 제공되는 제2c도의 클리어채널(60)을 초래한다. 반대로, 주입 RF 신호(52)는 직교위상으로 주입되므로 인해 싱크 위상 반전과 같은 다른 신호 부정 효과 또는 싱크 눌(null)을 야기한다. 최종 텔레비젼 신호(62)는 시청가능하지 않고 또는 비공인된 가입자에게 유용하다. 그러나, 이런 결합시스템의 광대역 특성 때문에, 이들은 모든 다른 클리어신호(60)와 함께 가입자에게 공급된다.
주입신호(50 과 52)가 제1b도와 같은 동일한 임시 프로파일을 가지기 때문에, 한 그룹으로서 이들의 동시 발생은 이들이 동시에 모두 요구된다면 더욱 간단히 행해질 수 있다 (즉, 제2a도의 채널 그룹에서 모든 텔레비젼 신호의 HBI가 반복해서 시간으로 일치된다면). 이런 비디오 채널의 그룹중에 이런 상대적인 타이밍 일치조건은 비디오 공학의 기술분야의 당업자에게는 "프레임 동기" 비디오 소스로 알려져 있다. 이 조건은, 각 채널이 마스터 비디오 동기화 소스와 젠록킹(genlocking)된 비디오 출력을 제공하는 비디오 프레임 싱크로나이저에 의해서 변조되기전, CATV 전파중계소에서 달성될 수 있다.
다른 가입자 주입 발생기의 단순화가 적어도 본 발명에 따라 처리되고 있는 대역의 채널부내에서 화상 캐리어 주파수 할당을 사용하며 증가 관련 캐리어("IRC") 또는 조화 관련 캐리어("HRC") 채널 계획에 따라 제어하는 CATV 시스템에서 실현될 수 있음은 바람직한 실시예에 관한 다음 논의에서 명백하게 될 것이다. 이 단순화는 이런 조건하에서 제2b도의 복합 RF 신호가 그룹내에서 어떠한 두 가장 근접한 채널을 분리하는 증가 주파수(48)와 같은 기본 주기성을 갖는 주기적 신호로부터 유도된다는 사실과 관련된다. RF 동기화 조건은 채널 그룹의 모든 변조기를 적당한 IRC 또는 HRC 꼼(comb) 신호로 록킹하는 위상에 의해 CATV 전파중계소에서 달성될 수 있다 (예컨대, 본 발명의 발명자에 의한 미국특허 번호 5,125,100 과 여기서의 인용예 Finlay 등의 미국특허 번호 4,099,123 에 개시되어 있다).
본 발명의 제1 바람직한 실시예는 제3도에 도시되어 있다. 전파중계소 비디오 레임 동기화와 IRC 또는 HRC 캐리어 위상 록킹이 상기 논의된 것처럼 달성된다는 가정을 한다. 모든 전송된 채널을 포함하는 광대역 입력신호는 선(100)에 도달한다. 광대역 신호의 전력의 일부는 전력분할기(102)를 통해 광대역 증폭기(104)와 결합된다. 가입자에게 권한이 있을때, RF 스위치(106)는 폐쇄되고 제2a도와 대응하는 증폭된 광대역신호는 방향 커플러(108)에 공급된다. 제2b도와 대응하는 주입신호 각각은 제1b도에 따르는 임시 프로파일을 가지며 방향 커플러(108)에 의해 증폭된 광대역 신호와 선(114)을 통해 결합되고 선(109) 상에서 제2c도의 복합신호를 가져온다. 선(109)상의 광대역 신호는 방향탭(110)을 통해 가입자 포트(112)에 공급된다. 선(114)에서 주입된 복합신호를 함께 형성하는 제2b도의 주입신호(50 와 52)는 디지탈 광대역 발생기(136) 공급 RF 스위치(116)에 의해서 발생된다. 주입이 요구되는 시간동안, RF 스위치(116)는 숫자로 표시된 바와같이 위치(117)에 있다.
디지탈 광대역 발생기(136)는 선(146) 상에 공급된 중심 국부 발진기 주파수에 대해 중심을 둔 6 MHz 그리드상의 임의의 주파수 포인트 서브세트상에 위치한 신호(50 와 52)를 발생시킬 수 있다. 이런 신호는 선(161 및 162) 상의 적당한 베이스밴드 신호로 공급되고 로우 패스 필터(164와 166)의 컷오프 주파수를 초과하지 않는 한측 대역폭을 갖는 직교 변조기(138)에 의해서 발생된다. 따라서 발생된 신호는 광대역 증폭기(124)에서 증폭되고 필터 뱅크(174)의 적당한 SAW 밴드 패스 필터를 통해 광대역 필터(120)와 RF 스위치(116)로 공급된다. 두 직교 입력(161과 162)을 공급하는 베이스밴드 신호는 이하에서 B1(t)와 B2(t)로 명명된 시간의 함수이며 각각의 RAM(171과 172)의 내용에 기초로 하는 디지탈 대 아날로그 컨버터("DAC")(168과 170) 각각에 의해서 디지탈적으로 발생된다. 로우 패스 필터(164와 166)는 안티얼리아싱(antialiasing) 필터링 뿐만 아니라 대역 조화 거절을 제공한다. 클럭 주파수 구동 DAC(168과 170) 및 RAM(171과 172) 는 선(148)에 공급된다. 이 클럭 신호는 적당한 RAM 데이타 내용이 DAC(168 과 170) 각각에 순차적으로 로드되게 하는 RAM 어드레스 발생기(150)로 또한 보내진다. 클럭 주파수는 이것이 두 인접 채널 사이에 기본 주파수 증분(48)의 상당히 큰 적분 배수이도록 세트된다. 6 MHz 채널 간격에서는 72 MHz 인 클럭 주파수를 선택할 수 있음으로 인해 36 MHz의 나이키스트(Nyquist) 율에 접근하는 베이스밴드 신호의 디지탈 발생을 허용한다. 실제의 로우 패스 필터 설계로, 제2도에 도시된 9 채널 그룹에 대한 주입 신호를 용이하게 발생시킬 수 있다.
제1b도를 다시 참조하면, 시간주기(30)동안 주입 신호의 진폭과 위상은 일정함으로 인해 부가의 처리가 요구되는 각 캐리어 주파수에서 CW 정현파 신호가 주입되는 것을 요구하는 것에 유의해야 한다. 선(146) 상의 직교변조기(138)를 공급하는 국부 발진기가 주입 록 발진기("ILO") 또는 서브시스템(142)에 포함된 페이즈 록 루프("PLL") 발진기에 의해서 선(140) 상에 도달하는 채널 그룹 중심 캐리어로 위상 록킹된다는 가정을 한다. 선(148) 상의 클럭 신호 (이 예에서는 72 MHz)가 기본 증분 주파수(48) (이 예에서는 6 MHz)의 적분 배수인 선(140) 상에 도달하는 파일롯(pilot) 신호로 유사하게 위상 록킹된다고 더 가정한다. 138 에서 직교 변조 프로세스의 선형성 때문에, 소정 신호 B1(t) 및 B2(t)는 6 MHz 의 적분 배수인 주파수를 갖는 정현파의 각 선형조합이야만 한다. 따라서, 이런 시간주기 동안, B1(t)와 B2(t)는 6 MHz 의 주기성을 갖는 주기파형이므로 인해 M 샘플을 갖는 각 신호의 이산 시간 표현을 허용한다 (본 예에서, M = 72 MHz/6 MHz = 12). 그러므로 RAM 어드레스 발생기(150)는 134 에서 임의의 CW 주파수 그리드를 발생시키기 위해서 주기(30)동안 12 RAM 어드레스 동안 단지 반복적으로 주사할 필요가 있다. 발생된 주입 캐리어의 특정 진폭과 위상은 B1 RAM에서 12 주사된 샘플과 B2 RAM에서 12 주사된 샘플의 값에 의존할 것이다.
RF 영역에서, 선(134) 상에서 출력된 각 발생 캐리어는 두 직교성분(I와 Q)로 분해될 수 있다. 인덱스 k는 그룹 국부 발진기가 록킹되는 중심 주파수 캐리어로부터 의문의 특정 캐리어의 분리와 대응하는 6 MHz 조화의 베이스밴드 오더를 명명하는데 여기서 사용된다. 따라서, 어떤 주어진 k(N의 값까지)에 대해서, 두 다른 채널과 대응하면서 발생될 수 있는 두 사이드밴드 성분이 있다. 4 엔트리 컬럼 벡터에 의해서 표현되는 이들 소정의 직교성분 Ik+, Qk+, Ik-및 Qk-가 주어질때, 베이스밴드 신호 B1(t)와 B2(t)(각 샘플시간(t)에 대해 2 엔트리 컬럼 벡터에 의해서 표현되는) 는 다음의 벡터 방정식에 의해서 나타날 수 있다:
방정식(1)의 임의의 RF 위상 기준 좌표계에서, Ik+와 Qk+는 각각 주파수 인덱스 k 의 상부 사이드밴드 RF 주입 신호의 동상 및 직교성분과 대응하며, 한편 Ik-와 Qk-는 주파수 인덱스 k의 하부 사이드 밴드의 것과 대응한다. 파라미터 t는 M 을 통해 1의 정수값으로 가정한 이산 시간 변수이다. k = 0 인 경우, 양 사이드밴드는 단일 중심 캐리어의 두 절반으로 저하되고, 여기서 방정식(1)은 2 엔트리 벡터와 2 x 2 매트릭스의 방정식으로 감소된다.
Ik+, Qk+, Ik-및 Qk-의 소정 발생된 값에 기초로 해서 방정식(1)에 따라 적당히 계산함으로써, 디지탈 신호 처리기와 마이크로 제어기("DSP/uC")(152)는 소정의 샘플 B1(t)와 B2(t)를 평가하며 이들을 데이타 버스(154)를 통해 RAM(171 과 172)에 저장한다. 상기 지적한 바와같이, 방정식(1)의 제일 오른편에서 컬럼 벡터와 대응하는 주입신호는 적당한 위상과 진폭으로 공급되어야만 하며 그 결과 선(109)에서 관찰될때 이들은 동일선(109) 상에서 또한 관찰된 입력신호의 위상값과 정합한다. 이런 목적을 위해, 본 발명은 코히어런트 주입을 달성하는 동일 장치수단, 즉 디지탈 광대역 발생기(136)로 바람직하게 구성되는 분석수단과 페이저 측정에 제공되므로 인해 이런 두 기능은 내정된 비디오 타이밍 스케줄에 따라 공유되는 시간이 된다. 어떤 디스크램블링 또는 RF 주입이 요구되지 않는 시간주기동안 측정을 수행하며 시간을 공유하는 것이 가능하다. 이런 측정 또는 위상 분석 주기는 어떤 활성 비디오 정보가 존재치 않는 시간주기동안 VBI 내에 바람직하게 있을 것이고, 따라서 화상 캐리어 레벨과 위상에 대한 고정 수신 기준을 제공한다.
어떤 주입도 요구되지 않는 이런 페이저 분석시간 주기로 전환하려면, RF 스위치(116)는 위치(118)에서 세트되고 RF 스위치(126)는 위치(128)로 절환된다. 이런 식으로, 선(109) 상에서 분석되는 신호의 샘플은 필터 뱅크(174)에서 적당한 필터를 공급하는 광대역 증폭기(132와 124)에 의해서 증폭된 방향 탭(110)을 통해 공급된다. 이 필터링된 신호는 선(134)에서 직교변조기(138)에 공급된 광대역 증폭기(120과 130)에 의해서 더 증폭된다. 직교 변조기(138)가 직교한다는, 즉 밸랜스된 믹서 양쪽이 양방향이며 내부 전력 결합기가 전력 분할기로서 작용하게 하는 수동장치로부터 구성된다고 가정하는 것에 유의해라. 이런 가정하에서, 장치(138)는 직교복조기로서 또한 언급되며, 여기서 직교출력은 선(161과 162)상에 있다. 본 발명의 교시에 따라 채용될 수 있는 직교변조기(138)의 일예는 모델 QMC-170 이다 (즉, 뉴욕 브루클린 소재의 Mini-Circuits Corporation 사가 제조한) 로우 패스 필터(164와 166)의 출력에서 주어진 주파수 k의 특정 정현파 신호쌍을 제공하고 이들을 선(161과 162) 각각에서 직교 복조기(138)의 믹서에 공급함으로써, 이중 믹싱이 일어날 것이고 그 결과 베이스밴드에서 믹싱하는 제2차와 관련된 DC 성분은 선(161과 162)에서 나올 것이다. 이 동작은 이중 변환 직교 수신기의 동작이며, 여기서 제1 국부 발진기는 선(146)에 제공되고 한편 제2 "국부 발진기"는 선(161과 162)를 통해 DAC(168 과 170)에 의해서 디지탈적으로 발생된 순수 정현파 신호에 의해서 직교로 공급된다. 동일선상의 DC 성분은 고임피던스(176과 178)를 통해 게이트 인티그레이트와 덤프("I＆D") 회로(180과 182)와 결합된 검출신호로 구성되며, 샘플링될 수 있는 출력은 선(185)를 통해 아날로그 대 디지탈("A/D") 변환기(188)와 결합된 스위치(184)를 순차적으로 사용한다. A/D(188)에서 요구되는 값은 데이타버스(190)를 통해 DSP/uC(152)와 통신한다. 로우 패스 필터(164와 166)의 출력 임피던스는 138의 밸런스된 믹서에 의해서 발생된 DC 성분이 측정 가능하게 하기 위해서 충분히 커야 한다는 것에 유의하라. 매 주파수 k에 있어서, 두 독립측정은 RAM 내용을 세트함으로써 수행되어 그 결과 DAC(168과 170)은 제1 측정에서 값,
B1(t)=α cos(2πkt/M) ; B2(t)=α sin(2πkt/M)
그리고 제2 측정에서 값,
B1(t)=α sin(2πkt/M) ; B2(t)=α cos(2πkt/M)
을 발생시킨다. 여기서, a 는 DAC 다이내믹 범위로 조절된 적절한 진폭 크기 인자이다.
제1 측정 (스위치(184)의 양 상태를 순차적으로 사용할때 요구되는) 동안 I＆D(180과 182)에서 획득한 측정된 스칼라는 여기서 각각 xk,vk로 명명되고, 한편 제2 측정에서 유사하게 획득된 것은 각각 yk,uk로 명명된다. 제1 측정에 상부 사이드밴드의 분석, 이하 AN+에 의해 표시되는 단계, 와 대응하며, 한편 제2 측정이 여기서 AN- 에 의해 표시되는 하부 사이드밴드 채널의 분석과 대응하는 것을 알 수 있다. 따라서, 각 주파수 k에 대한 4개의 파라미터는 획득되고 이로 인해 상부(+)와 하부(-) 사이드밴드 채널에 대한 입력 신호 페이저의 결정을 가능하게 한다. 이것은 방정식(1)의 역과 관련된 관계로 주어진다. 즉,
측정주기 (AN+와 AN-)(이하, 분석주기로 함) 동안 방정식(2)에서 얻은 페이저 값은, 수신된 페이저 분석에 기초한 HBI 동안 주입 신호에 요구되는 정확한 위상 및 진폭 관계를 제공하기 위해서, 이하에서 더 논의될 방식으로 주입주기동안 RAM(171과 172)의 내용을 계산하고 조절하는 DSP/uC(152)에 의해서 사용된다. 중심 캐리어 분석(k=0)에 있어서, 시스템은 단일 변환 수신기로 저하되고, 여기서 0 값을 B1(t)와 B2(t)에 인가하며, 단일 측정에서는 I＆D(180과 182) 출력에서 두 직교성분 평가를 직접 획득한다.
그룹 비디오 타이밍과 일치하여 주입 및 분석을 수행하기 위해서, 수직 프레임 기준 데이타 시컨스는 그룹내 채널의 모든 또는 적어도 하나의 VBI에 삽입된다. 제3도의 장치는 싱크 검출선(202)을 통해 타이밍 연쇄 회로(210)를 리셋하는 싱크 및 데이타 검출기(196)와 데이타 매칭 필터(194)의 사용에 의해서 수직 프레임 동기화에 제공된다. 타이밍 연쇄 회로(210)는 RF 스위치, I＆D 및 A/D 스트로브를 제어하는 모든 타이밍신호(t1 내지 t7)를 제공한다. 어드레스 발생기(150)는, 요구되는 바와같이 주입신호와 분석신호의 합성에 대한 적절한 데이타 기록을 포함하는 적당한 RAM 위치를 주사하기 위해서, 타이밍 연쇄 회로(210) 로부터의 적당한 리셋과 프리로드 신호로 제공된다. 상술한 것처럼, 광대역 발생기(136)의 직교성에 기초로 해서, 선택된 채널상에서 페이저 분석 및 데이타와 싱크 획득을 위해 사용되는 광대역 직교 수신기로서 또한 작용한다. 따라서, 특정 채널은 매칭된 필터(194)와 결합된 가산 레지스터(193과 192)를 통해 161과 162에서 직교 신호의 부가 결합에 의해서 수신될 수 있다. 수신되고 있는 채널은 DAC 쌍(168과 170)에 의해서 발생되고 있는 정현파 성분의 적당한 선택에 의해서 결정될 수 있어, 그 결과 상부 사이드밴드 또는 하부 사이드밴드가 수신되고 있는지 여부에 따라서 분석 측정 (AN+ 또는 AN-)에 대해 설명되었던 같은 방식으로 적절한 정현파는 161과 162에서 각각 직교로 인가된다. 예컨대, 주파수 인덱스(k)와 대응하는 상부 사이들 채널의 VBI의 데이타가 수신되고 있다면, B1(t)와 B2(t)의 RAM 값은,
로 세트되고, 여기서 θ는 측정된 성분(AIk+와 AQk+)에 기초로 한 동상의 이런 채널을 수신하는데 요구되는 위상각이다. 수신 모드에서 요구되는 RAM 값에 대한 상기 삼각함수 표현식이 합계(주파수 인덱스(k)와 대응하는)에서 단지 하나의 항을 갖는 방정식(1)에 따라 얻어지는 값과 대응하며 여기서 Ik-와 Qk-이 0으로 세트되는 것을 알 수 있다. 달리 말하자면, 선택된 채널을 수신하기 위해서 요구되는 RAM 내용은 채널의 수신된 캐리어와 동싱의 코히어런스를 갖는 단일 캐리어를 발생시키는데 요구되는 바와같다.
상술한 바와같이 적당한 RAM 신호가 세트되면, 그룹내의 어느 채널의 VBI 에 삽입된 데이타는 매칭된 필터(194)와 데이타 검출기(196)에 의해서 선택적으로 검출될 수 있다. 이런 검출된 데이타 스트림은 어드레스 지정가능한 서브스크립션 제어의 기술에서 알려진 방식으로 가입자 유닛을 어드레싱하는데 사용된다. 디스크램블링을 위해 공인된 특정 채널과 각 가입자로부터 부정된 채널의 정체는 각 가입자의 152의 마이크로제어기 부분과 통신될 것이다. 이런 서브스크립션 구성정보에 기초해서, 152의 DSP/uC부는 각 주파수(k)에 대한 방정식(1)에 따라 B1(t)와 B2(t)에 요구되는 특정 선형 조합을 계산한다.
제2도의 특정예에서 이를 알아보기 위해서, 먼저, -k로서 주파수 인덱스(k)와 대응하는 하부 사이드 채널과 +k 로서 주파수 인덱스와 대응하는 상부 사이드 채널을 명명한다. 따라서, 제2도에서 명명, -4, -3, -2, -1, 0, +1, +2, +3, +4,을 갖는 9개의 채널이 포함됨에 유의하라. 이런 채널 명명 방법이 주어지면, 제2b도는, 주입 신호(50)로서 나타나는 채널(-3, -1과 +3)의 디스크램블링(동상 주입), 주입 신호(52)로서 나타나는 채널(-2와 +2)의 추가 부정(이상 주입), 및 54에서 나타나는 채널(-4, 0, +1 및 +4)상의 무처리 (무주입)에 요구되는 특정 서브스크립션 구성을 나타낸다. 주입이 필요한 채널에 대한 AIk+, AQk+, AIk-및 AQk-의 값이 방정식(2)에 따르며 상술한 바와같이 분석 측정 세션(AN+와 AN-)에 의해서 얻어진다는 가정을 한다. 이런 서브스크립션 구성에 기초해서, 다음 벡터 엔트리는 제2도의 소정 서브스크립션 구성을 발생시키기 위해서 방정식(1)의 오른편에서 각 k에 대해 사용되어져야 한다:
여기서, d와 g는 분석주기동안 측정된 캐리어의 상대크기 및 디스크램블링과 이상 주입 부정 각각에 대해 요구되는 주입 페이저 크기에 관한 적절한 양의 치수 인자이다.
앞서 논의한 것으로부터, 주입신호는 변조된 VSB이어야만 한다. 이것은 VSB 스펙트럼으로 주입 펄스 시작 및 종료를 내는 디지탈적으로 사전 계산된 시컨스에 따라 DAC(168와 170)로 디지탈 샘플을 제공함으로써 달성될 수 있다. 단일 캐리어 시스템에 있어서, VSB 변조 신호를 낳는 어떤 관계에 두 직교 성분을 제공하는 주지의 방법이 있다. 이런 방법은 다음의 책에 개시되어 있다(1968, New York, McGraw-Hill 출판, R.Lucky, J.Salz 와 E.J.Weldon의 Principles of Data Communications). 소정의 VSB 펄스 형상을 만드는 캐리어의 직교 변조에 사용되는 이런 두 신호가 제4도에 나타난 C(t)와 S(t)에 의해서 주어지며, 여기서 C(t)가 동상성분의 변조함수이고 S(t)가 직교성분의 변조함수인 것이 수학적으로 나타나 있다. 제1b도의 CW 주입(30)의 경우가 방정식(1)의 오른편상의 시간 변수 컬럼 페이저 벡터에 의해서 특징으로 되는 것을 상기하자. 따라서, VSB 전이(32, 33)의 포함동안, 방정식(1)의 시간 변수 페이저 컬럼은 다음과 같이 주어지는 시변 벡터 Rk(t)에 의해서 대치되어야만 한다:
이런 표현이 각 주파수(k)에 대해 방정식(1)에서 사용되며 C(t)와 S(t)가 주기함수가 아니기 때문에, 일반적으로 B1(t)와 B2(t)의 값은 12 샘플에서 주기적이지 않으며 오히려 더 긴 데이타 기록이 이런 스펙트럼 형상 신호의 합성에 대해 요구될 것이다. 따라서, 샘플번호(M)에 대한 값이 적절히 증가되고 함수 C(t)와 S(t)에 대한 숫자값이 DSP/uC(152) 내의 ROM에 저장된다면, RAM 기록값 B1(t)와 B2(t)는 방정식(1-A)에 따라 DSP/uC(152)에 의해서 계산된다:
제2b도에서와 동일한 증가되는 간격의 VSB 신호의 다중성이 선(134) 상에서 발생되는 것에 더욱 유의해야 한다. 예컨대 만약 N = 4이면, 방정식(1-A)는 k = 0, 1, 2, 3, 4 인 방정식(3)에서 Ik+, Qk+, Ik-및 Qk-에 대한 선택된 페이저 주입값에 의해서 결정된 이항 페이저 값으로 발생된 9 독립 VSB 변조 페이저를 낳을 것이다. 이런 페이저 값은 가입자의 서브스크립션 상태에 기초로 한 각 채널상의 소정 처리 행위에 따라 세트될 것이다.
제1b도의 과도현상(32와 33)을 표현하기 위해 요구되는 RAM 기록 길이와 등가의 채널 패스밴드 주파수 응답과 VSB 스펙트럼의 전이 대역폭 사이에는 트레이오프(tradeoff)가 존재한다. 본 발명의 제1 바람직한 실시예에서, 제4도의 전이 주기(402와 403)는 각각 각각의 기록(32와 33)에 대한 72 MSps에서 109 샘플의 기록길이와 대응한다. 제5도는 제4도에 표시된 베이스밴드 직교 함수 C(t)와 S(t)가 유도되는 사각 변조 펄스에 계산적으로 인가된 등가의 디지탈 필터의 주파수 응답(500)을 도시한다. 제5도에서 볼 수 있는 바와같이, 비교적 짧은 샘플 시컨스를 갖는 화상 캐리어에 대한 받아들일 수 있는 VSB 스펙트럼 형상을 달성할 수 있다. 본 발명의 디지탈 신호 처리 능력에 제공된 다른 특징은 제5도의 정밀 계산 디지탈 필터에 기초로 한 함수 C(t)와 S(t)를 설계할 수 있는 능력이고, 여기서 특정 스펙트럼 눌은 오디오 서브캐리어 주파수(501) 주위에 제공됨으로 인해 광대역 주입 VSB 신호가 신호의 오디오 부분과 인터페이싱하는 않는 것을 보장한다. 이런 강한 감쇄특징은 인접 채널의 비디오 부분에만 영향을 미치는 주파수 상에서는 일반적으로 요구되지 않을 것이다. 왜냐하면 결과적인 크로스토크 효과가 채널의 연속 그룹에 대해 비디오 프레임 동기화 되며 따라서 시청 가능하지 않는 HBI의 에지에서 단지 작은 과도 아티펙트를 가져온다. 제5도를 다시 참조하면, 하부 인접 채널의 크로마 서브 캐리어 주파수(502)에서 스펙트럼 눌에 대한 특정 설비는, 비디오 타이밍이 이하에서 설명될 비디오 스태거링 방법에 따라 수평 시프트된다면, 하부 인접 채널과 접하는 채널의 프레임 동기화 그룹과의 크로마 인터페이스를 최소화하기 위해서 만들어진다.
상기 논의된 것을 요약하면, 채널 그룹의 동시 처리를 제공하게 하는 것은 입력 신호와 RF 코히어런스 및 비디오 동기화로 임의의 진폭 및 위상을 갖는 다중 채널 신호를 발생시키는 특정 능력이다.
DAC 클럭속도와 DAC 다이내믹 범위와 같은 실제 제한 및 선형성 때문에, 제3도의 광대역 발생기(136)에서 동시에 정확하게 발생될 수 있는 채널수는 제한된다. 따라서, 시간 공유 모드에서 광대역 발생기(136)를 사용할 수 있는 것이 요구되며 그 결과 몇몇 채널 그룹은 순차적으로 처리됨으로 인해 광대역 발생기(136)를 각 그룹의 중심 주파수 채널로 공급하는 국부발진기를 스위칭함으로써 처리되는 채널 전체수를 증가시킨다. 이 동작 모드는 선당 요구되는 처리 (및 주입) 시간이 전체 수평선 시간의 1/4 이하인 HBI로 제한된다. 따라서, 전파중계소에서, 채널의 그룹은 HBI가 오버랩되지 않도록 하는 스태거드된 방식으로 비디오 동기화된다. 이것은 제6a도에 체겨적으로 도시되어 있다. 시간주기(600)는 어떤 주입도 요구되지 않는 동안 4채널 그룹(A 내지 D)(제3도에서는 스위치(144)) 사이의 중심 캐리어 국부발진기와 스위치(122)를 사용하는 필터 뱅크(174)의 적당한 그룹 밴드 패스 필터를 스위칭하기 위해서 가드 주기를 제공한다. 각 그룹에 대한 채널 할당에 대한 두 가능 주파수 배열은 제6b도와 제6c도에 도시된다. 제3도의 제1 바람직한 실시예는 제6b도의 주파수 블록 구룹핑을 활용하고 왜냐하면 이것은 그룹당 같은 수의 채널에 대한 하부 DAC 스피드를 요구하기 때문이다. 그러나, 보다 빠른 DAC와 RAM의 사용으로, 제6c도의 주파수 인터레이싱된 그룹핑은 필터 뱅크의 잠재적인 절약을 제공한다. 왜냐하면, 이 경우 단일 (및 와이더) 조화 필터가 요구되기 때문이다. 제6b도의 채널 주파수 그룹핑의 바람직한 실시예에서, 주파수(Fa 602)의 국부발진기는 제6a도의 그룹 A 로서 명명된 주기동안 스위치(144)에 의해서 선택된다. 계속해서, 스위치(144)는 HBI 지속과 대응하는 동일한 시간 주기에 대해 주파수(Fc 606 과 Fd 608) 상에 순차적으로 상주하는, 나머지 수평 비디오 시간을 채우기 위해, 주파수(Fb 604)에서 그룹 B 와 기타 그룹 C 및 D의 중심 채널과 대응하는 국부발진기를 선택하기 위해 유사하게 이동된다. 이런 식으로, 동일 광대역 발생기는 각 채널의 HBI 동안 코히어런트 주입에 의해서 4 그룹의 각 채널에 대해 요구되는 처리를 수행한다.
제7도는 모든 채널 그룹에 대한 한 수평 비디오선 동안 주입 파형의 디지탈 발생의 방법을 도시한다. 볼 수 있는 바와같이, 각 채널 그룹 주기에서는 제1b도와 각 시간 세그먼트(32, 30, 33)에 대해 요구되는 샘플의 시컨스와 각각 대응하는 3 RAM 세그먼트가 있다. 어드레스 발생기(150)에 의해서 발생된 어드레스값 스케줄은 700으로 표시된다. 각 시간에서 RAM 어드레스값은 수직축 범위(702) 상에 표시된다. 이 값은 어드레스 발생기(150)에 의해서 발생되며 RAM 어드레스 버스(156)를 통해 동시에 B1과 B2 RAM(171과 172)에 공급된다. 어드레스 발생기(150)는 선(148)상의 클럭 신호에 의해서 진전되며, 상기 클럭 신호 주파수는 바람직하게 북아메리카에서 6 MHz 인 채널 증분 주파수의 적분 배수이다. 따라서, 본 발명의 예에서 클럭 주파수는 72 MHz이다.
DAC(168과 170)에 공급된 B1과 B2 RAM에 저장된 수치는 각 채널 그룹에 대한 방정식(1-A)에서 특정된 계산에 기초로 한 DSP/uC(152)에 의해 준비되며 이로 인해 RAM VSB "상승"부분(732), CW 부분(730) 및 채널 그룹 A와 다른 세 그룹에 대한 VSB "하강" 부분(733)의 값으로 채운다.
본 발명의 제 1 실시예로 돌아오면, 제3도의 시스템은 연속적인 분석 및 수정을 함으로써 각각의 처리된 채널에 대한 페이저 제어 루프를 폐쇄하여 입력 신호에 대한 고정된 위상 및 진폭 관계로 주입 및 분석 파형을 유지하고, 이로 인해 CATV 분배 시스템, 또는 전력 분할기(102), 방향 커플러(108) 또는 광대역 증폭기(104)와 같은 가입자 유닛의 어느 성분, 또는 입력 채널 페이저와 비교되는 바와같이 상대적 주입 페이저에 영향을 미칠 수 있는 광대역 발생기(136) 내의 어느 성분의 어떤 비교적 느린 위상과 진폭 드리프트를 트랙킹한다.
본 발명의 페이저 트랙킹과 교정방법을 보다 잘 이해하기 위해서, 제8도가 참고로 도시되었다. 제8도의 페이저도가 제어가능한 채널 그룹내의 임의의 채널에 대해 상기 논의된 분석방법을 사용하여, 선(109) 상에서 관찰된 페이저와 대응한다고 가정한다. S1, 페이저(300), 은 어떤 주입도 요구되지 않는 VBI의 선부분 동안 0 IRE의 블랙 레벨 전송시 입력 캐리어의 화상 캐리어 페이저를 표현한다. 이 점에서, 분석 주기는 페이저(S1)의 평가를 낳을 수 있게 시작될 수 있다. 만약 싱크 신호가 70 IRE의 베이스밴드 등가 시프트에 의해서 억제된다고 가정하면, 동일한 억제를 제공하는 신호 부분 그러나 주입에 의해서 재구성을 요구하지 않는 선부분을 계속하길 원할 것이며 따라서 페이저 분석기로서 광대역 발생기를 가변시킨다. 이것은 달리 0 IRE 블랭킹 레벨에서 있는 VBI의 선부분에서 70 IRE 그레이 페데스탈(pedestal)을 갖기 위해 전파중계소에서 비디오 신호를 변형함으로써 행해질 수 있다. 이 상황은 S2로 표시되며 (페이저(302)) RF 진폭량(303)과 대응하는 70 IRE 페데스탈에 의해서 억제된다. 이론적으로 S1과 S2의 분석은 광대역 발생기(136)에 의해서 발생되고 주입되도록 이들의 페이저 차이를 결정하는데 충분해야 한다. 이런 접근법에 대한 어려움은 측정된 신호와 주입된 신호에 대한 신호 통로가 동일하지 않으며 그 결과 선(109)상에 전달된 바와같이 주입된 페이저의 어떤 직접적인 측정도 이용 가능하지 않다는 사실로부터 기인한다. 이것은 주입주기동안 발생기가 페이저 분석에 대해 유용할 수 없는 다수의 신호를 발생시켜야만 하는 사실에 기인하며, 이 역도 성립한다. 즉, 하나의 기능만이 동시에 달성될 수 있다. S1과 비교되는 주입 페이저(Sinj)와 입력 페이저(S2)의 조합인 S를 측정하는 것이 바람직하다. 이런 두 측정을 사용하여, 벡터 방정식을 기초로 한 에러 페이저 △S를 유도한다.
△S = S1-S (4)
상기 방정식으로부터 페이저 증분을 DSP/uC(152)에 의해서 계산하고 주입에 대한 RAM 기록을 변형하기 위해서 축적한다. 이런 프로세스는 반복해서 구성되므로 페이저 매칭에 대한 수렴은 달성된다.
S의 측정성에 관한 상기 가정은 주입과 분석 소스 양쪽이 동시에 존재한다는 것이다. 필터 뱅크(174)에서 충분한 SAW 필터 지연을 이용함으로써 순차적인 방식으로 S에 대한 측정을 얻는 것이 가능하다. 이 방법은 짧은 펄스동안 소정의 복합 RF 신호의 주입과 펄스의 지연된 버젼의 연속 반복에 기초로 하며, 한편 광대역 발생기는 분석기로 된다. 이것은 VBI의 완전선동안 RF 스위치(116과 126)을 조작으로서 행해지고, 여기서 70 IRE 페레스탈은 전파중계소에서 삽입된다. 제1 바람직한 실시예에서, 이런 교정 및 분석은 비디오선(17과 280) 동안 수행된다. 제9도는 펄스 주입과 분석 타이밍 뿐만 아니라 RF 스위치(116과 126)의 상태 스케줄을 나타낸다. 제10도는 Rec. A, B, C로 명명된 주입 섹터와 분석 섹터 (AN+ 와 AN-)가 어드레스 발생기(150)의 제어를 통해 주기적으로 변화하는 관련된 RAM 어드레싱 스케줄을 나타낸다. 이 프로세서에 A/D(188)에 의해 얻어진 샘플은 페이저 평가에 부가의 정확성을 제공하기 위해서 DSP/uC(152)에서 평균화되며 그 결과 유도된다. 상술한 절차는 주입이 요구되는 모든 채널상에서 순차적으로 사용될 수 있다.
상기 단락은 제8도의 결합 페이저(S)의 측정을 설명했다. 방정식(4)에 따라서 조절을 수행하기 위해서, S1은 VBI의 많은 0 IRE 블랭킹 레벨동안 자유로이 얻어질 수 있다. 이 경우, 다중 채널과 그룹은 한 VBI 프레임내에서 처리될 수 있다. 이것은 제11도의 다중 그룹에 대해 도시된 바와같이 시스템을 순차 CW 분석 세션(AN+와 AN-)을 겪게 함으로써 행해진다.
본 발명의 제 1 실시예의 전반적인 비디오 타이밍 스케줄은 제12도에 도시된다. 볼 수 있는 바와같이, 주입, 분석, 싱크 및 데이타 검출을 위한 주기는 비-오버래핑 되며 따라서 광대역 발생기의 효율적인 사용을 제공한다. 각 비디오 필드 또는 프레임의 완료시, 모든 주입된 페이저에 대한 수정은 모든 주파수가 B1(t)와 B2(t)에 대한 다음의 증분을 산출하는 증분 (△S)에 따라 이루어질 수 있다:
제13도는 채널의 단지 두 그룹 (그룹 B와 D)이 제3도의 가입자 유닛에 의해 처리될 스크램블링된 채널을 포함하는 본 발명에 따라 구성되는 CATV 전파중계소의 체계도를 제공한다. 콤 발생기는 독립 콤신호를 각 그룹에 제공함으로 인해 부분 IRC 동작을 허용한다. 콤 발생기의 상세도는 제14도에 제공된다. 그룹 B 콤과 그룹 D 콤을 공급하는 두 광대역 콤 발생기는 가입자 광대역 발생기(136)와 유사한 구성이다. 그러나, 여기서 모든 캐리어는 CW 주기모드로 구성된다. 따라서, 72 MHz 클럭 주파수에 대하여, 어드레스 발생기는 6 MHz 주기성을 제공하는 모듈로(12) 카운터이다. 72 MHz 파일롯 신호는 모든 가입자 유닛을 동기화 클럭에 제공하기 위해서 CATV 시스템에 또한 공급된다. 젠록(genlock) 기준신호에 의해 공급된 마스터 비디오 타이밍이 72 MHz 클럭으로 록킹되므로 인해 가입자 유닛에서 매 비디오선에 대한 RF RAM 기록을 변화시킬 필요를 제거하는 선율과 RF 클럭율 사이의 강한 관계를 보장하는 것에 또한 유의해라. 콤 신호의 상대적 위상은 데이타 버스(WB와 WD)를 통해 다른 RAM 기록을 다운 로딩함으로써 변화될 수 있다. 이런 위상값은 본 발명의 시스템 동작과 무관하지만 본 발명의 상기 인용 미국특허에서 개시된 바와같이 전체 전송 왜곡을 감소시키기 위해서 이 값을 조절하는 것이 바람직하다.
제15a도는 RF 싱크 억제 HBI의 베이스밴드 표현을 도시한다. 제15b도는 디스크램블링에 대한 소정 코히어런트 주입신호를 도시한다. 여기서, RF에서 감쇄에 기인하여, 모든 신호성분은 색 버스트부를 포함하는 주입의 필요가 있다. 볼 수 있는 바와같이 6 RAM 기록은 주입신호의 화상 캐리어부의 발생을 요구한다. 이것은 1032, 1040, 1038, 1030, 1036 및 1033이다. 화상 캐리어에 대해 VSB 발생에 의한 상실 버스트 신호를 발생시키는 것이 가능할지라도, 이런 접근은 색 서브캐리어 주파수와 6 MHz 사이의 불량한 일치 때문에 메모리에서 광범위하게 금지된다.
선택적인 해결은 프레임 동기 비디오 소스에서 모든 상부 사이드밴드 색 서브캐리어가 6 MHz 간격과 관련되서 증가되는 사실에 근거로 한다. 따라서 상기 서브캐리어는 제16도와 제17도에서 제공되는 본 발명의 제2 실시예의 설명에서 나타나는 중심 캐리어 채널의 색 버스트상에 록킹된 3.58 MHz 오프셋 국부발진기와 분리해서 발생될 수 있다. 제 1 실시예와 유사한 방식으로, 모든 주입 페이저는 VBI 동안 바람직하게 트랙킹되고 측정된다. 제17도는 멀티플 드웰링 유닛(multiple dwelling unit: "MDU") 가입자 그룹에 대한 장치를 도시한다. 여기서, 가입자(A)의 디지탈 광대역 발생기는 가입자(B)의 교정 주입동안 분석 기능을 제공하며, 그 반대도 성립한다.
결국, 만약 광대역 발생기가 전체 비디오선 동안 한 그룹에서 전용된다면, 램던 "비디오 폴딩"에 근거로 한 부가의 부정 안전을 제공하기 위해서 활성 비디오 시간 동안 가변 레벨의 부가 고정 주입 신호를 발생시킬 수 있다는 것에 유의해야 한다. 이 방법은 암호화 키이 스트림 제어에 의해서 관리되는 어떤 고정된 주입값 세트를 사용하여 전파중계소에서 게이트 코히어런트 주입을 실현함으로써 구현될 수 있고 정밀 페이저 조절에 근거로 한 서브 캐리어 위치에서 상기 값을 선택적을 눌링(nulling)(따라서, 디스크램블링) 한다. 전파중계소 주입 신호가 반대 위상에 있을 수 있기 때문에, 화면의 한 섹터만에서의 비디오 반전은 일어날 수 있고 더욱이 존재하는 어떠한 "해적" 디스크램블러를 좌절시킬 수 있다. 제18도는 비디오 폴림 디스크램블링과 신호 부정 기술을 활용하는 디스크램블러에 대한 RAM 타이밍도를 도시한다.

Claims (27)

  1. 광대역 신호를 처리하는 장치로서, 상기 광대역 신호가 페이저 값, 활성 비디오 시간(14, 34) 및 블랭킹 시간(10, 16, 30)을 각각이 가진 다수의 비디오 프레임 동기식 텔레비젼 신호로 구성되어 있는 상기 장치에 있어서, 다수의 텔레비젼 신호를 텔레비젼 신호의 제1 및 제2서브세트로 분할하는 수단(152)으로서, 상기 제1서브세트가 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호를 담고 있고 제2서브세트가 상기 제1서브세트로부터 분리되어 있는 상기 분할수단, 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호의 주파수와 동일한 주파수를 가진 적어도 하나의 무선주파수(RF)를 독립적으로 발생시키는 수단(136), 다수의 텔레비젼 신호의 적어도 일부분의 각각에 대해 상기 페이저 값(136, 114, 107)을 동시적으로 변화시켜 상기 블랭킹 시간동안 페이저 값에서의 상기 변화가 상기 활성비디오 시간동안 페이저 값에서의 상기 변화와 상이하게 하는 수단, 그리고 상기 적어도 하나의 RF 신호를 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호와 결합시키는 수단(107)으로 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서, 페이저 값에서의 상기 변화가 진폭에서의 변화로 이루어진 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1서브세트(62)의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호가 부정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항 또는 제3항에 있어서, 상기 처리된 광대역신호는 적어도 하나의 클리어 텔레비젼 신호(60)로 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호와 적어도 하나의 클리어 텔레비젼 신호가 어드레스로 끄집어 낼 수 있는 유료정보에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 독립적으로 발생된 RF신호는 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호와 일치하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 가입 텔레비젼 시스템에서, 광대역 신호를 처리하는 장치로서, 상기 광대역 신호가 가입에 의해 수신된 다수의 텔레비젼 신호로 구성되고, 각각의 상기 다수의 텔레비젼 신호가 페이저 값, 활성 비디오 시간(14, 34) 및 블랭킹시간(10, 16, 30)을 가지고 있는 상기 장치에 있어서, 상기 다수의 텔레비젼 신호의 세트를 적어도 하나의 텔레비젼 신호를 담고 있는 제1서브세트의 텔레비젼 신호(46)와 그리고 제1서브세트의 텔레비젼 신호로부터 분리된 제2서브세트의 텔레비젼 신호(44)로 분할시키는 수단(152)으로서, 여기에서 상기 분할수단(152)에 의한 상기 다수의 텔레비젼 신호의 분할은 각각의 서브세트의 텔레비젼 신호에서의 텔레비젼 신호의 선택이 가입유료정보에 따라 된다는 점에서 특징되어지는 상기 분할 수단, 그리고 각각의 상기 제2서브세트의 텔레비젼 신호의 페이저 값(136, 114, 107)을 동시적으로 변화시키는 수단으로서, 여기에서 블랭킹 시간동안 페이저 값의 상기 변화가 활성비디오 시간동안 페이저 값의 변화와 상이하고 그리고 제1서브세트의 텔레비젼 신호의 페이저 값에서 어떠한 변화도 만들어지지 않는 상기 변화수단으로 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 다수의 텔레비젼 신호는 비디오 프레임 동기식이고 상기 다수의 텔레비젼 신호의 상기 블랭킹 시간은 수평 블랭킹 시간으로 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 비디오 프레임 동기식 텔레비젼 신호의 비디오시기는 그들 각각의 블랭킹 시간이 일치되도록 맞추어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제8항에 있어서, 상기 다수의 텔레비젼 신호의 적어도 2개의 일시적으로 스태거 되는 그룹을 형성하여 상기 적어도 2개의 그룹중 어느 하나의 그룹내의 모든 텔레비젼 신호의 수평 블랭킹 시간이 일치되도록 하는 수단으로 더 구성되고, 여기에서, 상기 적어도 2개의 그룹중 어느 하나의 그룹내의 텔레비젼 신호의 수평 블랭킹시간이 비디오 프레임 동기식 텔레비젼 신호의 상기 적어도 2개의 그룹중 어느 하나의 그룹내의 텔레비젼 신호의 수평 블랭킹 시간과 일시적으로 비오버랩핑되는 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 제7항에 있어서, 페이저 값을 동시적으로 변화시키는 상기 수단은 RF 코히어런트 인젝션을 수행하는 수단으로 더 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제7항에 있어서, 페이저 값에서의 상기 변화는 진폭에서의 변화로 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제7항에 있어서, 상기 가입 유료 정보가 어드레스로 끄집어 낼 수 있는 제어에 의해 전송되는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 페이저 값, 활성비디오시간 및 블랭킹 시간을 각각이 가지고 있는 다수의 비디오 프레임 동기식 텔레비젼 신호로 구성된 광대역신호를 처리하는 방법에 있어서, 다수의 텔레비젼 신호를 제1 및 제2서브세트의 텔레비젼 신호로 분할하는 단계로서, 상기 제1서브세트가 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호를 담고 있고 상기 제2서브세트가 상기 제1서브세트로부터 분리되어 있는 상기 단계, 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호의 주파수와 같은 주파수를 갖는 적어도 무선주파수(RF)신호를 독립적으로 발생시키는 단계, 다수의 텔레비젼 신호의 적어도 일부의 각각에 대한 상기 페이저 값을 동시적으로 변화시켜 상기 블랭킹 시간동안 페이저 값에서의 상기 변화가 상기 활성 비디오 시간동안 페이저 값에서의 상기 변화와 상이하도록 하는 단계, 그리고 상기 적어도 하나의 RF 신호를 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호와 결합시키는 단계로 구성된 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제14항에 있어서, 페이저 값에서의 상기 변화가 진폭에서의 변화로 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호가 부정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제14항 또는 제16항에 있어서, 상기 처리된 광대역 신호가 적어도 하나의 클리어 텔레비젼 신호로 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제17항에 있어서, 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호와 적어도 하나의 클리어 텔레비젼 신호가 어드레스로 끄집어 낼 수 있는 유료 정보에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제14항에 있어서, 상기 적어도 하나의 독립적으로 발생된 RF신호가 상기 제1서브세트의 상기 하나 또는 그 이상의 텔레비젼 신호와 일치하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 가입 텔레비젼 시스템에서, 페이저 값, 활성비디오시간 및 블랭킹 시간을 각각이 가지고 있는 다수의 텔레비젼 신호로 이루어진 광대역 신호를 처리하는 방법에 있어서, 상기 다수의 텔레비젼 신호의 세트를 적어도 하나의 텔레비젼 신호를 담고 있는 제1서브세트의 텔레비젼 신호 그리고 제1서브세트의 텔레비젼 신호로부터 분리된 제2서브세트의 텔레비젼 신호로 분할시키는 단계로서, 여기에서 상기 분할단계는 각각의 서브세트의 텔레비젼 신호에서의 텔레비젼 신호의 선택이 가압유료정보에 따른다는 점에서 더 특징되어지는 상기 분할단계, 그리고 상기 제2서브세트의 텔레비젼 신호의 각각의 페이저 값을 동시적으로 변화시키는 단계로서, 여기에서 블랭킹 시간동안 페이저 값의 상기 변화가 활성비디오 시간동안 페이저 값의 변화와 상이하고 제1서브세트의 텔레비젼 신호의 페이저 값의 어떠한 변화도 말들어 지지 않는 상기 변화단계로 구성된 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 복수의 텔레비젼 신호가 비디오 프레임 동기식이고, 상기 다수의 텔레비젼 신호의 상기 블랭킹 시간이 수평 블랭킹 시간으로 구성된 것을 특징으로 하는방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 비디오 프레임 동기식 텔레비젼 신호의 비디오 시기는 그들 각각의 블랭킹 시간들이 일치되도록 맞추어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제21항에 있어서, 상기 다수의 텔레비젼 신호의 적어도 2개의 일시적으로 스태거되는 그룹을 형성하여 상기 적어도 2개의 그룹중 어느 하나의 그룹내의 모든 텔레비젼 신호의 수평 블랭킹 시간이 일치되도록 하는 단계로 더 구성되고, 여기에서, 상기 적어도 2개의 그룹중 어느 하나의 그룹내의 텔레비젼 신호의 수평 블랭킹시간이 비디오 프레임 동기식 텔레비젼 신호의 상기 적어도 2개의 그룹중 어느 다른 하나의 그룹내의 텔레비젼 신호의 수평 블랭킹 시간과 일시적으로 비오버랩핑되는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제20항에 있어서, 페이저 값을 동시적으로 변화시키는 상기 단계는 RF코히어런트 인젝션의 단계로 더 구성된 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제20항에 있어서, 페이저 값에서의 상기 변화는 진폭에서의 변화로 구성된 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제20항에 있어서, 상기 가입 유료 정보가 어드레스로 끄집어 낼 수 있는 제어에 의해 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제20항에 있어서, 활성비디오시간동안 페이저 값에서의 상기 변화가 암호 키이스트림 제어에 따라 만들어지는 것을 특징으로 하는 방법.
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