KR100260053B1 - 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치 - Google Patents

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Abstract

간단한 회로로 구성되어 가격이 저렴하고 사이즈가 작은 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치로서, 고전압 직렬스위치(1)에 직렬로 연결되어 스위치에 흐르는 전류에 비례하는 양의 제1신호를 출력하는 전류센서(3)와, 스위치(1)에 병렬로 연결되어 스위치(1) 양단의 전압에 비례하는 음의 제2신호를 출력하는 전압센서(2)와, 전류센서(3)의 출력에 연결되어 전류센서(3)에서 스위치(1)에 전류가 흐른다는 것을 나타내는 신호가 출력될 때, 스위치(1)의 스너버 커패시터를 충전하기 위한 과도시간보다 큰 제1 길이 및 상기 제1 길이보다 긴 제2 길이를 각각 갖는 제1펄스 및 제2 펄스를 발생하는 제1펄스발생기(6)와, 한쪽단이 전류센서(3)의 출력에 연결된 제1 아날로그 스위치(4)와, 한쪽단이 전압센서(2)의 출력에 연결된 제2 아날로그 스위치(8)와, 입력단이 제1 및 제2 아날로그 스위치(4, 8)의 다른쪽단에 연결되어 있는 적분기(5)와, 적분기(5)의 입출력 양단에 병렬로 연결된 제3 아날로그 스위치(9)와, 제1입력단(d) 및 제2입력단(e)과 출력단(f)을 가지고 있으며, 제1입력단(d)에는 제1 펄스가 인가되고, 제2입력단(e)에는 적분기(5)의 출력이 인가되어, 상기 제1 펄스가 끝날 때 시작하여 적분기(5)의 출력이 0으로 될 때 끝나게 되는 제3 펄스를 출력단(f)으로 발생시키는 제2펄스 발생기(7)를 구비한다.

Description

직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치
본 발명은 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치에 관한 것으로서, 특히 간단한 회로로 구성되어 가격이 저렴하고 사이즈가 작은 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치에 관한 것이다.
싸이리스터 다이오드 스위치(Thyristor diode switch : 이하, TDS)는 싸이리스터와 이 싸이리스터에 역병렬로 연결된 다이오드가 1개의 모듈을 이루며, 도 1에 도시된 것처럼 제어 대상인 전압의 정격에 따라 직렬로 여러 개를 스택(stack)화 하여 전체적인 1개의 스위치(1)를 구성한다. 1개의 TDS 모듈을 여러개 직렬로 연결할 경우의 연결 개수는 직렬 연결된 전체 스위치 양단에 인가되는 최대 전압에 의해 결정된다. 일반적으로는, 신뢰성을 높이기 위하여 정해진 정격 전압에 대하여 필요한 TDS 모듈의 수보다 더 많은 개수의 TDS 모듈이 사용된다.
그런데, 이와 같이 여러개의 TDS 모듈을 직렬로 연결하여 스위치(1)를 구성하는 경우에는, 싸이리스터 제어기의 고장 또는 귀환신호의 망실과 같은 문제가 발생하여 전체 스위치 양단에 과전압이 걸리거나 과도하게 높은 펄스전압이 걸려 개개의 TDS가 소손될 수가 있으므로, 이러한 문제에 대해 보호 회로를 추가적으로 부가하여야 한다. 그러나, 이러한 보호회로에도 불구하고 싸이리스터가 고장나는 경우가 있는데, 고장난 싸이리스터의 개수가 어느 정도를 넘어서게 되면, 전체 스위치에 인가되는 전압 정격은 일정한데 비해 정상적으로 동작하는 싸이리스터의 개수가 줄어들게 되므로 각각의 TDS에 인가되는 전압이 증가하게 되어 결국 전체 스위치가 파괴된다고 하는 문제가 발생할 수 있다. 따라서, 파손된 싸이리스터의 개수를 감지하여 수리여부를 판단하는 것이 중요하다.
종래에는 고전압 스위치의 파손된 개수를 감시하는 장치를 주로 논리 소자와 광 파이버(optical fibers)를 이용하여 제작하였다. 이 기술의 장점은 고장난 소자의 개수와 위치를 보여준다는 것이지만, 단점으로는 많은 논리 소자와 광 파이퍼(optical fibers)의 사용으로 인하여 제작 가격이 높아지는 점을 들 수 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해소하고자 안출된 것으로 간단한 논리회로와 연산 증폭기에 의해 소자 고장진단 신호를 발생함으로써 제작가가 아주 낮고 쉽게 구성이 가능한 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치를 제공하는 것이다.
도 1은 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 및 다이오드의 회로도이다.
도 2은 본 발명에 따른 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 및 다이오드 스위치 보호를 위한 고장감시 장치의 동작원리를 설명하기 위한 도면으로서, (a)는 싸이리스터 다이오드 스위치가 전원 및 부하에 연결된 경우의 등가회로도, (b)는 커패스터 Co 양단의 전압 파형도, (c)는 TDS를 통해 흐르는 전류 i의 파형도, (d)는 TDS 양단 전압의 파형도이다.
도 3는 본 발명에 따른 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 보호를 위한 고장감시 장치의 전체회로도이다.
도 4은 본 발명에 따른 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 보호를 위한 고장감시 장치의 각부 파형 및 고장감시 신호의 파형도이다.
도 5는 펄스발생부(6)의 일실시예의 회로도이다.
도 6은 펄스발생부(7)의 일실시예의 회로도이다.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 >
1 고전압 직렬 스위치, 2 전압 센서
3 전류 센서, 4,8,9 아날로그 스위치,
5 적분기, 6,7 펄스 발생부,
본 발명의 이론적 동작원리를 도 2에 나타낸 회로도와 파형도를 기준으로 설명한다. 도 2의 (a)는 싸이리스터 다이오드 스위치가 전원 및 부하에 연결된 경우의 등가회로도, (b)는 커패스터 Co 양단의 전압 파형도, (c)는 TDS를 통해 흐르는 전류 i의 파형도, (d)는 TDS 양단 전압의 파형도이다.
도 2의 (a)에서 T는 싸이리스터, D는 다이오드, Co는 저장 커패시터, Cs는 싸이리스터 다이오드 스위치의 등가 커패시턴스, Lo는 공진 인덕터, R은 회로의 등가 저항, L1은 블러킹 인덕터이다. 이때, L1≫Lo, Co≫Cs라고 가정한다. 또한, T와 D를 이상적인 싸이리스터와 다이오드라고 가정하면, N개의 TDS 모듈을 직렬로 연결하여 싸이리스터 다이오드 스위치(1)를 구성한 경우의 등가 커패시턴스 Cs는
로 나타낼 수 있다. 이 때, Cso는 TDS 1개의 등가 커패시턴스이다.
도 2의 (d)에 보인 것처럼, to≤t＜t2기간에 싸이리스터를 도통시킨다면, t=to순간에 싸이리스터가 도통되어 공진전류 i는 to≤t＜t1기간에 싸이리스터 T를 통해서 흐르고, t1≤t＜t2기간에 다이오드 D를 통해 반대 방향으로 흐른다. 그리고, t=t2순간에 다이오드 D의 방향이 역방향이므로 D는 오프되며, 싸이리스터 또한 오프되므로 한 주기가 끝난다. 그러나, TDS 모듈에 있는 커패시터 Cs에 의해 전류는 완전히 '0'이 되지 않고 잔류 전류 성분이 공진을 일으킨 후 모두 없어진다.
스너버(snubber) Cs로 흐르는 전류가 i(t)라고 할 경우 t＞t2의 구간에서는 L1≫Lo 및 Co≫Cs에 의해 스너버에 인가되는 전압은 다음과 같은 식으로 나타난다.
τ1을 스너버 커패시터 Cs를 충전하기 위한 과도시간보다 긴 시간, τ2를 τ1에 일정시간을 더한 시간이라고 가정하면, 스너버 커패시터를 충전하고 나서 전류 i(t)는 0이 되며, L1≫Lo이므로, t2+τ1＜t＜t2+τ2인 경우에 스너버에 인가되는 전압은 수학식 2와 같이 된다.
Vcs(t)≃Vco(t2)
예를 들어, 전체 스위치가 N개의 TDS 모듈로 구성되어 있고 그 중 K개의 모듈이 고장이라고 하면, t2+τ1＜t＜t2+τ2인 경우에 고장 여부에 상관없이 스위치 양단의 전압은 일정하므로 수학식 1에서
여기에서, i1(t) : 정상적인 동작 전류
i2(t) : 비정상적 동작 전류
: 고장 이전의 N개 TDS 모듈의 등가 커패시턴스,
: 고장 이후의 (N-K)개 TDS 모듈의 등가 커패시턴스이다.
이를 C2에 대해서 정리하고 수학식 2를 대입하면 수학식 3을 얻을 수 있다.
본 발명은 수학식 3에 의해 실용화가 가능하다. 수학식 3에서 보는 바와 같이 고장난 스위치의 개수가 증가하면 전체 스위치의 등가 커패시턴스 성분이 증가하므로 스위치 양단에 흐르는 전류 파형 모양이 변하게 된다. 따라서, 이 전류의 모양을 계속적으로 감지하면 스위치의 고장 개수의 정도를 알 수 있다.
도 3는 본 발명의 전체회로도를 나타낸 것이다.
본 발명의 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치는, 고전압 직렬스위치(1)에 직렬로 연결되어 스위치에 흐르는 전류에 비례하는 양의 제1신호를 출력하는 전류센서(3)와, 스위치(1)에 병렬로 연결되어 스위치(1) 양단의 전압에 비례하는 음의 제2신호를 출력하는 전압센서(2)와, 전류센서(3)의 출력에 연결되어 전류센서(3)에서 스위치(1)에 전류가 흐른다는 것을 나타내는 신호가 출력될 때, 스위치(1)의 스너버 커패시터를 충전하기 위한 과도시간보다 큰 제1 길이 및 상기 제1 길이보다 긴 제2 길이를 각각 갖는 제1펄스 및 제2 펄스를 발생하는 제1펄스발생기(6)와, 한쪽단이 전류센서(3)의 출력에 연결된 제1 아날로그 스위치(4)와, 한쪽단이 전압센서(2)의 출력에 연결된 제2 아날로그 스위치(8)와, 입력단이 제1 및 제2 아날로그 스위치(4, 8)의 다른쪽단에 연결되어 있는 적분기(5)와, 적분기(5)의 입출력 양단에 병렬로 연결된 제3 아날로그 스위치(9)와, 제1입력단(d) 및 제2입력단(e)과 출력단(f)을 가지고 있으며, 제1입력단(d)에는 제1 펄스가 인가되고, 제2입력단(e)에는 적분기(5)의 출력이 인가되어, 상기 제1 펄스가 끝날 때 시작하여 적분기(5)의 출력이 0으로 될 때 끝나게 되는 제3 펄스를 출력단(f)으로 발생시키는 제2펄스 발생기(7)를 구비한다.
제1 펄스는 제1 아날로그 스위치(4)의 제어단자에 인가되어 제1 펄스 기간에는 양의 제1신호가 적분기(5)에서 적분되고, 제3 펄스는 제2 아날로그 스위치(8)의 제어단자에 인가되어 제3 펄스 기간에는 음의 제2신호가 적분기(5)에서 적분되며, 제2 펄스는 인버터를 거쳐서 제3 아날로그 스위치(9)의 제어단자에 인가되어 상기 제2 펄스가 끝난 후에는 적분기(5)를 비작동화시키도록 한다.
이렇게 함으로써, 스위치(1)의 정상동작중인 모듈의 숫자에 따라 변하는 제3 펄스의 폭을 기준으로 하여 상기 스위치의 고장을 감시할 수 있게 된다.
본 회로의 동작에 대해서 도 4의 타이밍도를 참조하여 상세히 설명한다.
t=t2순간에 스위치(1)는 오프되므로 스위치(1)에는 도 4의 (a)에 보인 것처럼 일정 레벨 이하의 잔류전류 성분만이 흐르게 되며, 전류센서(3)의 출력에는 이에 비례하는 전압신호가 나타나게 된다. 이 신호가 제1 펄스발생기(6)의 a 단자에 인가되면, 제1 펄스발생기(6)는 출력단자 b 및 c를 통해, 도 4의 (b) 및 (c)에 도시한 것처럼 각각 τ1, τ2의 폭을 가진 펄스 V1, V2를 발생한다. τ1은 스너버 커패시터를 충전하기 위한 과도시간보다는 길고 τ2보다는 짧다. 이때 펄스발생부(7)의 출력전압 V3는 도 4의 (e)에 도시한 것처럼 0V를 유지하고 있다.
V1은 아날로그 스위치(4)의 제어부에 인가되고, V2는 인버터를 통해 아날로그 스위치(9)의 제어부에 인가되며, V3은 아날로그 스위치(8)의 제어부에 인가된다. 따라서, t2≤t＜t3인 기간에는 아날로그 스위치(4)는 연결되고, 아날로그 스위치(8), 아날로그 스위치(9)는 끊어진다. 이에 따라 적분기(5)에는 아날로그 스위치(4)를 통해 전류센서(3)로부터의 전류 i에 비례하는 전압신호가 인가되게 된다. 이 경우에 적분기(5)의 출력전압은 다음과 같다.
이 때, Kcs는 전류 센서(3)의 전달 상수이다.
도 4의 (b)에 도시된 것처럼, t=t2+τ1에서 펄스발생기(6)의 출력 b의 전압 V1은 로우(low)가 되어 아날로그 스위치(4)가 꺼지고, 전압 V1이 로우가 됨에 따라 펄스발생기(7)의 출력전압 V3은 도 4의 (e)에 도시된 것처럼 하이(high)로 된다. 이에 따라 아날로그 스위치(8)는 온 상태로 되므로, 적분기(5)에는 전류센서(3)로부터의 출력 대신에 전압센서(2)로부터의 출력이 인가되게 된다. 따라서, 이때의 적분기(5)의 출력전압은 다음과 같은 식으로 감소하게 된다.
t ＞t3에서
여기서, VTDS=상수이다. 그러므로
따라서, 어느 정도 시간이 지나면 적분기의 출력은 0이 된다. 즉, 도 4의 (d)에 도시한 것처럼 t=t4일 때 적분기의 출력전압이 0이 된다. 그러면, 펄스발생기(7)는 이를 인지하여 출력전압을 0V로 되돌리게 되며, 결과적으로 펄스발생기(7)에서는 펄스폭 τ3의 펄스가 발생하게 된 셈이다. 그리고는, t2로부터 τ2 만큼의 시간이 지난 시점인 t5에서 펄스발생기(6)의 출력단자 c에서의 출력 V2는 로우가 되어 적분기(5) 양단의 아날로그 스위치(9)를 도통시킴으로써 적분기(5)를 리셋시킨다.
도 4의 (d)에서 볼 수 있는 것처럼 정상상태에서는, 즉 TDS가 모두 정상 상태인 경우에는 적분기에서의 출력은 비교적 낮게 나타난다. 그러나, 파손된 TDS의 개수가 증가하면 스위치 양단의 커패시턴스가 증가하므로 잔류전류 i의 피크치는 커지며, 따라서 적분기에서의 출력도 커진다. 그러나, 전체 스위치 양단값 전압 VTDS에 비례하는 신호로 이 적분치를 방전키는데, 스위치 양단값은 같으므로 잔류 전류의 크기에 따라 이를 방전하는 시간적인 차가 발생한다. 이에 따라 적분기의 출력이 0이 되는 시점이 점점 뒤로 가게 되어, 결과적으로 τ3의 폭이 커지게 된다. 본 발명에서는 이와 같이 고장난 TDS의 수에 비례해서 길어지는 τ3의 폭을 감지함으로써 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장을 감시하는 것이다.
이에 대해서 좀더 살펴보면, 수학식 4에서 V4(t4)=0이므로 이를 풀어보면 펄스발생기(7)의 출력신호 폭 τ3은 다음과 같이 된다.
여기서, Kcs = 상수, Kvs = 상수이므로 수학식 3과 수학식 5를 비교하면,
즉, 펄스발생기(7)의 출력펄스의 폭 τ3은 연결된 커패시터의 수에 반비례하며, 따라서, 파손된 TDS의 수에 비례하게 되는 것이다.
다음으로, 도 5를 참조하여 펄스발생기(6)의 일실시예를 설명한다.
펄스발생기(6)는 입력과 소정 기준전압 Vref1를 비교하는 비교기(10)와, 펄스폭 τ1의 펄스를 발생시키는 멀티바이브레이터(11)와, 펄스폭 τ2의 펄스를 발생시키는 멀티바이브레이터(12)로 구성되어 있다. 전류센서(3)의 출력은 펄스발생기(6)의 입력으로 들어와서 비교기(10)에서 기준전압 Vref1과 비교된다. Vref1은 스위치가 오프되었을 때의 리크전류에 의한 전류센서(3)의 출력값보다는 높게 설정되어 있다. 따라서, 스위치가 오프되면 비교기(10)의 -입력이 +입력인 Vref1보다 작아지게 되므로 멀티바이브레이터(11,12)가 작동되어 각각 펄스폭 τ1, τ2의 펄스를 발생시킨다.
다음으로, 도 6을 참조하여 펄스발생기(7)의 일실시예를 설명한다.
펄스발생기(7)는 한쪽 입력 d에 연결된 펄스발생기(14)와, 다른쪽 입력 e에 연결된 비교기(13)와, 비교기(13)의 출력에 연결된 펄스발생기(15)와, 펄스발생기(14)의 출력에 S 입력이 연결되고, 펄스발생기(15)의 출력에 R입력이 연결된 S-R 레지스터(16)를 구비한다.
도 4를 참조하면, 펄스발생기(14)의 입력에는 V1이 입력되고, 펄스발생기는(14) 도 4의 (f)에 도시한 것처럼 V1이 영으로 될 때에 짧은 폭의 펄스를 생성한다.
비교기(13)에는 +입력에 V4가 입력되고, -입력에는 소정의 기준전압 Vref2가 연결되어 있다. 따라서, V4가 도 4의 (d)에 도시한 것처럼 소정의 기준전압 Vref2 이하로 떨어지게 되면, 비교기(13)의 -입력이 +입력보다 커지게 되므로 비교기(13)의 출력은 0으로 된다. 그러면, 펄스발생기(15)는 도 4의 (g)에 도시한 것처럼 짧은 폭의 펄스를 생성하게 된다. 이들 펄스발생기(14,15)의 출력은 각각 S-R 레지스터(16)의 S(set) 입력 및 R(reset) 입력으로 인가된다. 따라서, 도 4의 (e)에 도시한 것처럼 V5에서 펄스가 생성되는 시점에서 세트되고, V6에서 펄스가 생성되는 시점에서 리셋되어 결과적으로 도 4의 (e)에 도시한 것과 같이 펄스폭 τ3의 펄스가 생성되게 되는 것이다.
이상 본 발명을 예를 들어 도면을 참조하여 상세히 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며, 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 진정한 사상에서 벗어나지 않으면서 다양한 변화와 변경을 가할 수 있음은 말할 나위도 없다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면 간단한 회로에 의해 파손된 TDS의 수에 비례하는 신호를 발생함으로써, 제작가가 아주 낮고 쉽게 구성이 가능한 고전압 스위칭용 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치 고장감시장치를 얻을 수 있다.

Claims (3)

  1. 직렬 싸이리스터 다이오드 스위치의 고장을 감시하는 장치에 있어서,
    상기 스위치에 직렬로 연결되어 스위치에 흐르는 전류에 비례하는 양의 제1신호를 출력하는 전류센서와,
    상기 스위치에 병렬로 연결되어 스위치 양단의 전압에 비례하는 음의 제2신호를 출력하는 전압센서와,
    상기 전류센서의 출력에 연결되어 상기 제1의 신호가 일정 레벨 이하일 때 상기 스위치의 스너버 커패시터를 충전하기 위한 과도시간보다 큰 제1 길이 및 상기 제1 길이보다 긴 제2 길이를 각각 갖는 제1펄스 및 제2 펄스를 발생하는 제1펄스발생기와,
    한쪽단이 상기 전류센서의 출력에 연결된 제1 아날로그 스위치와,
    한쪽단이 상기 전압센서의 출력에 연결된 제2 아날로그 스위치와,
    입력단이 상기 제1 및 제2 아날로그 스위치의 다른쪽단에 연결되어 있는 적분기와,
    상기 적분기의 입출력 양단에 병렬로 연결된 제3 아날로그 스위치와,
    제1입력단 및 제2입력단과 출력단을 가지고 있으며, 상기 제1입력단에는 상기 제1 펄스가 인가되고, 상기 제2입력단에는 상기 적분기의 출력이 인가되어, 상기 제1 펄스가 끝날 때 시작하여 적분기의 출력이 0으로 될 때 끝나게 되는 제3 펄스를 상기 출력단으로 발생시키는 제2펄스 발생기를 구비하며,
    상기 제1 펄스는 상기 제1 아날로그 스위치의 제어단자에 인가되어 상기 제1 펄스 기간에는 상기 양의 제1신호가 상기 적분기에서 적분되고,
    상기 제3 펄스는 상기 제2 아날로그 스위치의 제어단자에 인가되어 상기 제3 펄스 기간에는 상기 음의 제2신호가 상기 적분기에서 적분되며,
    상기 제2 펄스는 인버터를 거쳐서 상기 제3 아날로그 스위치의 제어단자에 인가되어 상기 제2 펄스가 끝난 후에는 적분기를 비작동화시키도록 하여,
    상기 스위치의 정상동작중인 모듈의 숫자에 따라 변하는 제3 펄스의 폭을 기준으로 하여 상기 스위치의 고장을 감시하는 것을 특징으로 하는 직렬 싸이리스터 및 다이오드 보호를 위한 고장감시 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 펄스발생기는
    상기 제1신호가 상기 일정 레벨 이하인지를 비교하는 비교기와,
    상기 비교기의 출력에 연결되어 상기 비교기의 출력이 0으로 될 때 상기 제1 길이의 제1 펄스를 발생시키는 제1 멀티바이브레이터와,
    상기 비교기의 출력에 연결되어 상기 비교기의 출력이 0으로 될 때 상기 제2 길이의 제2 펄스를 발생시키는 제2 멀티바이브레이터를 구비하는 것을 특징으로 하는 직렬 싸이리스터 및 다이오드 보호를 위한 고장감시 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제2 펄스발생기는
    출력이 상기 출력단에 연결된 셋-리셋 레지스터(Set-Reset Register)와,
    상기 제1입력단에 연결되어 상기 제1펄스가 발생할 때 상승에지에서 짧은 폭의 펄스를 발생하여 상기 셋-리셋 레지스터의 셋 입력단에 인가하는 제1숏펄스발생기와,
    상기 제2입력단에 연결되어 상기 적분기의 출력이 소정의 전압과 비교하는 비교기와, 상기 비교기의 출력에 연결되어 상기 비교기의 출력이 0으로 될 때 짧은 폭의 펄스를 발생하여 상기 셋-리셋 레지스터의 리셋 입력단에 인가하는 제2숏펄스발생기를 구비하는 것을 특징으로 하는 직렬 싸이리스터 및 다이오드 보호를 위한 고장감시 장치.
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