KR0164289B1 - 방전등용 전자식 안정기의 역률개선회로 - Google Patents

방전등용 전자식 안정기의 역률개선회로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전자식 안정기의 역률개선회로에 관한 것이다. 본 발명에 따른 역률개선회로는 직류전압단과 접지단(GND)사이에 직렬연결된 커패시터(C1) 및 다이오드(D1); 상기 직류전압단과 접지단(GND)사이에 직렬연결된 다이오드(D2)와 커패시터(C2); 및, 상기 각각의 직렬연결가지의 중간점 및 상기 공진형 인버터(10) 사이에 각각 접속된 두 개의 다이오드(D3,D4)를 구비한 수동형 역률개선회로 또는 이 수동형 역률개선회로에 능동형 역률개선회로에 이용되는 승압형 컨버터(20)을 더 구비한 혼합형 역률개선회로이다. 본 발명의 역률개선회로는 상기 다이오드(D3,D4)의 중간점과 상기 공진형 인버터(10)사이에 직렬연결된 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)를 더 구비할 수 있다. 본 발명의 역률개선회로는 공진의 매주기마다 공진형 인버터로부터 전류가 흘러 전원커패시터를 충전하며, 커패시터와 인덕터를 가변시켜 전원커패시터의 충전전류의 양을 조절하므로써 전원커패시터의 양단 전압을 조정할 수 있고, 구조 변경이 가능하며, 수동형과 능동형의 장점을 적절히 결합한 혼합형고, 상당히 간단하고 가격이 저렴한 승압형 컨버터 제어회로를 사용한다.

Description

방전등용 전자식 안정기의 역률개선회로
제1도는 종래의 밸리필(valley-fill) 형태의 전자식 안정기의 역률 개선회로도이다.
제2도는 제1도에 도시한 역률개선회로에서 직류전압과 입력전류의 관계를 보여주는 파형도이다.
제3도는 본 발명의 일실시예인 전자식 안정기의 수동형 역률개선회로도이다.
제4도는 제3도에 도시한 역률개선회로에서 직류전압과 입력전류의 관계를 보여주는 파형도이다.
제5도는 본 발명의 다른 실시예인 전자식 안정기의 혼합형 역률개선회로도이다.
제6도는 제5도에 도시한 역률개선회로에서 직류전압과 입력전류의 관계를 보여주는 파형도이다.
제7도는 제5도에 도시한 역률개선회로에 사용되는 승압형 컨버터의 제어회로도이다.
제8도는 제6도에 도시한 역률개선회로에 공진형 인버터의 실제회로를 연결하여 구성된 회로도이다.
제9(a)도 내지 제9(c)도는 각각 본 발명의 역률개선회로의 변형예를 나타내는 회로도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 : 공진형 인버터 11,12 : 구동회로
20 : 승압형 컨버터 21 : 제어회로
AC : 상용 교류전원 BD : 브리지 다이오드
D1-D4,DB,DS1,DS2: 다이오드 C1,C2,CO,CP,CS1,CS2: 커패시터
LO,LB: 인덕터 C-A, C-B : 비교기
R1-R4, Rh,Rp,Rc: 저항 S1,S2,SB,Qn,Qp: 트랜지스터
SB : 반도체 스위치
본 발명은 전자식 안정기의 역류개선회로에 관한 것이다. 좀 더 구체적으로, 본 발명은 다이오드와 커패시터만을 이용한 고역률의 수동형 역률개선회로 및 이를 승압형 컨버터를 이용한 능동형의 역률개선회로에 결합시킨 고역률 혼합형 역률개선회로에 관한 것이다.
역률개선회로는 입력전류 파형을 교류전원에 비하여 크게 왜곡시키지 않으면서 전파정류한 후 직류전압을 만드는 회로이다. 전자식 안정기의 역률개선을 위하여 여러 방식의 회로가 이용되고 있는데, 크게 수동형과 능동형의 두 가지로 구분될 수 있다.
이중 수동형은 인덕터와 커패시터로 이루어진 저역통과필터를 이용하는 형태와 직류전압 파형이 최고치의 1/2까지 떨어지는 밸리필(valley-fill) 형태가 현재 많이 이용되고 있다.
전술한 방식의 역률개선회로 중에서, 첫째 저역통과필터 형태는 회로구성이 비교적 간단하고 0.9이상의 역률을 얻을 수 있으나, 수십 밀리핸리(mH)의 인턱턴스를 가지는 큰 인덕터가 요구되기 때문에, 부피와 무게를 줄일 수 있다는 것이 전자식 안정기의 큰 장점 중의 하나라는 사실을 고려하면, 그다지 바람직하지 않다.
둘째로, 밸리필 형태는 0.95정도의 역률을 얻을 수 있으며, 커패시터와 다이오드만을 사용하므로 간단하며, 부피와 무게가 작고 저가격이라는 장점이 있다.
제1도는 종래의 밸리필 형태의 전자식 안정기의 역률개선회로도이고, 제2도는 제1도에 도시한 역률개선회로에서 직류전압과 입력전류의 관계를 보인 파형도이다. 제1도에 도시한 바와 같이, 종래의 밸리필 형태의 역률개선회로에서 상용 교류전원(AC)은 브리지 다이오드(BD)에 의해 전파정류되어 직류전압으로 변환되고, 이후에 동일한 용량값을 가지는 두 개의 커패시터(C1,C2)와 다이오드(D3)의 직렬연결가지에 전류를 흘려서 상기 커패시터(C1,C2)를 직류전압의 최고치 부분에서 각각 최고치의 1/2인 양단 전압으로 충전시킨다. 한편, 커패시터(C1,C2)에 충전된 전하는 각각 다이오드(D1,D2)를 통해서만 방전이 되므로, 전파정류 전압이 최고치의 1/2로 각각 충전된 커패시터(C1,C2)의 양단 전압 이하로 떨어지기 전까지는 커패시터(C1,C2)의 방전이 일어나지 않는다. 따라서, 직류전압 최고치의 1/2 이상에서는 커패시터(C1,C2)가 방전되지 않고, 직류전압은 상용 교류전원(AC)의 전파정류파형을 그대로 유지하며 입력전력을 공진형 인버터(10)에 직접 공급한다. 그러나, 전파정류전압이 최고치의 1/2이하로 떨어지면, 최고치 부분에서 최고치의 1/2로 충전된 커패시터(C1,C2)의 전하가 각각 다이오드(D1,D2)를 통해 방전되어 공진형 인버터(10)에 출력전력을 공급하고, 이에 따라 직류전압은 최고치의 1/2이하로 방전되고 있는 커패시터(C1,C2)의 양단 전압으로 제한된다. 한편, 최고치의 1/2 이하까지 떨어진 커패시터(C1,C2)의 양단 전압은 직류전압의 최고치 부분에서 충전이 재개됨에 따라 다시 최고치의 1/2로 각각 증가한다. 결과적으로, 직류전압과 입력전류의 관계는 제2도에 도시한 바와 같이 그려지는데, 입력전류파형에서 최고치 부분에 볼록한 모양이 발생하는 이유는 앞에서 설명한 바와 같이 최고치의 1/2 이상에서 공진형 인버터(10)에 출력전력을 공급하며 방전된 커패시터 (C1,C2)의 충전전류가 펄스형으로 흐르기 때문이다.
그러나, 전술한 종래의 밸리필 형태의 역률개선회로에서는 직류전압 파형이 최고치의 1/2까지 떨어지기 때문에, 고주파수의 점등에도 불구하고 120Hz의 깜박임이 나타날 수 있고, 나아가 방전등의 특성을 불안정하게 하여 효율을 떨어뜨리는 문제점이 있었다.
한편, 능동형 역률개선회로는 역률과 고조파 왜율에 대한 규제가 강화됨에 따라 최근에는 역률개선을 위한 제어용 집적회로(IC)가 출시될 정도로 보편화되고 있는 바, 보통 승압형 컨버터를 이용하는 형태가 주를 이룬다. 이러한 능동형에서는 트랜지스터의 스위칭 동작에 의해 인덕터 전류를 단속하여 입력전류를 상용 교류전원과 거의 같은 모양으로 조절하기 때문에 거의1에 가까운 역률을 얻을 수가 있다.
그러나, 전술한 능동형 역률개선회로는 스위칭 트랜지스터, 인덕터 및 복잡한 스위칭 제어회로 등이 필요하므로 제조원가가 상당히 증가하는 단점이 있다. 또한, 직류전압이 전파정류전압보다 최소 1.3배 이상되어야 하기 때문에, 스위칭 트랜지스터를 비롯한 구성 회로소자에 고내압성이 요구되는 문제점이 있다.
이에, 본 발명자들은 전술한 문제점들을 해결하고자 예의 연구를 거듭한 결과, 방전등용 전자식 안정기의 공진형 인버터에 단순히 다이오드와 커패시터를 연결하여 수동형 역률개선회로를 구성하면, 공진의 매주기 마다 공진형 인버터로부터의 전류에 의해 커패시터가 충전된 후, 커패시터의 양단 전압이 상용 교류전원으로부터 만들어진 전파정류전압 이상으로 되었을 때 충전된 커패시터가 방전되어 방전등에 전력을 공급함으로써 0.95 이상의 고역률을 가지면서 안정기 수명의 대폭 연장과 방전등의 효율을 향상시킬 수 있으며, 또한 능동형 역률개선회로에 이용되는 승압형 컨버터를 상기 수동형 역률개선회로에 결합시켜 혼합형 역률개선회로를 구성하면, 수동형과 능동형이 상용 교류전원의 매 반주기마다 각각 독립적으로 동작하여 입력전류를 전파정류전압과 동일한 파형이 되도록 함으로써 거의 1에 가까운 고역률을 얻을 수 있음을 확인하고, 본 발명을 완성하기에 이르렀다.
따라서, 본 발명의 주된 목적은 0.95 이상의 고역률을 가지면서도 전자식 안정기의 수명을 대폭 연장시키며, 나아가 방전등의 효율을 향상시킬 수 있는, 다이오드와 커패시터를 이용하여 구성되는 방전등용 전자식 안정기의 수동형 역률개선회로를 제공하는 데 있다.
본 발명의 다른 목적은 상기 수동형의 역률개선회로에 구조가 간단하고, 저가이며, 저전력이 소모되면서도 효율이 양호한 승압형 컨버터를 구비한 능동형 역률개선회로를 결합시킨 고역률의 혼합형 역률개선회로를 제공하는데 있다.
상기 본 발명의 목적을 달성하기 위한 공진형 인버터를 가지는 방전등용 전자식 안정기의 수동형 역률개선회로는,
직류전압단과 접지단 사이에 직렬연결된 커패시터 및 다이오드;
상기 직류전압단과 접지단 사이에 직렬연결된 다이오드와 커패시터; 및,
상기 각각의 직렬연결가지의 중간점에 연결된 두 개의 다이오드를 구비한 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 공진형 인버터를 가지는 혼합형 역률개선회로는,
직류전압단과 접지단 사이에 직렬연결된 커패시터 및 다이오드;
상기 직류전압단과 접지단 사이에 직렬연결된 다이오드와 커패서터;
상기 각각의 직렬연결가지의 중간점에 연결된 두 개의 다이오드; 및,
승압형 컨버터를 이용한 능동형 역률개선회로를 구비한 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 혼합형 역률개선회로에 사용되는 상기 승압형 컨버터의 제어회로는 두 개의 비교기가 내장된 비교기용 단일 집적회로(IC)를 이용하여 두 개의 비교기의 출력단을 접속시킨 후, 하나의 비교기는 전류감지전압과 전파정류전압을 비교하여 이력제어를 하고, 나머지 하나의 비교기는 직류전압이 전파정류전압이상으로 상승하는 것을 방지한다.
또한, 본 발명에 따른 역률개선회로에서 상기 공진형 인버터는 교호로 스위칭되어 구형파 전원을 발생시키는 스위칭 트랜지스터 및 상기 발생된 구형파 전원에 의해 공진전류를 흘려 방전등에서 빛으로 발광하는 출력전력을 공급하는 인덕터와 커패시터로 이루어진 공진탱크회로를 구비하고, 상기 커패시터와 인덕터의 직렬연결가지는 상기 공진형 인버터의 상기 커패시터와 커패시터의 접속점에 연결되거나, 상기 공진형 인버터의 상기 인덕터와 커패시터의 접속점에 연결되거나, 또는 상기 공진형 인버터의 상기 스위칭 트랜지스터의 접속점에 연결될 수 있다.
또한, 상기 본 발명에 따른 역률개선회로는 상기 두 개의 다이오드의 중간점과 상기 공진형 인버터 사이에 직렬연결된 커패시터와 인덕터를 구비할 수 있으며, 이 직렬연결가지에서 인덕터를 단락시켜 커패시터만을 이용하거나, 커패시터를 단락시켜 인덕터만을 이용하거나, 또는 커패시터와 인덕터를 모두 단락시킬 수도 있다.
이하, 첨부도면을 참조하여 본 발명의 방전등용 전자식 안정기의 수동형 역률개선회로와 혼합형 역률개선회로의 바람직한 실시예에 대해서 상세하게 설명한다.
제3도는 본 발명의 일실시예에 따른 전자식 안정기의 수동형 역률개선회로도로서, 제1도와 동일한 부분에는 동일한 참조부호를 부여하고 상세한 설명은 생략한다. 제4도는 제3도에 도시한 수동형 역률개선회로에서 직류전압과 입력전류의 관계를 보인 파형도이다. 제3도에 도시한 바와 같이, 본 발명의 수동형 역률개선회로에서는 종래의 구성에 비하여 다이오드(D4), 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)가 추가로 구비된다. 이에 따라, 커패시터(C1,C2)는 직류전압의 최고치 부분에서 펄스형 전류에 의해 직접 충전되지 않고, 공진의 매주기마다 공진형 인버터(10)로부터 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)의 직렬연결가지에 전류가 흘러 커패시터(C1)와 커패시터(C2)는 각각 다이오드(D3)와 다이오드(D4)를 통해 반주기마다 번갈아가며 충전된다. 여기에서, 커패시터(C1,C2)가 직류전압으로부터 직접 충전되지 않는다는 것은 결국 커패시터(C1,C2)의 양단 전압이 최소한 직류전압 최고치의 1/2 이상이라는 것과 같다. 왜냐하면, 커패시터(C1,C2)의 양단 전압이 직류전압 최고치의 1/2이나 그 이하라면, 다이오드(D3,D4)를 통한 충전경로에 의해 커패시터(C1)와 커패시터(C2)가 직류전압으로부터 직접 충전되기 때문이다.
커패시터(C1,C2)의 양단 전압이 최소한 직류전압 최고치의 1/2 이상이라는 사실은 다음의 설명으로 증명될 수 있다. 만일, 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)의 직렬연결가지가 개방된다면, 커패시터(C1,C2)의 양단 전압은 제1도에서와 같이 최고치의 1/2로 제한되는데, 여기에 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)로 흐르는 전류에 의해 커패시터(C1,C2)가 각각 공진의 반주기마다 교대로 충전되므로, 정상상태에서 커패시터(C1,C2)의 양단 전압은 최소한 직류전압 최고치의 1/2 이상이어야만 한다. 커패시터(C1,C2)가 공진의 반주기마다 번갈아가며 충전되기 때문에, 종래의 밸리필 형태와는 달리 직류 전압의 최고치 부분에서 펄스형의 커패시터(C1,C2) 충전전류가 제4도에 도시한 입력전류 파형에는 나타나지 않는다.
한편, 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)의 값을 가변하여 커패시터(C1,C2)로 흐르는 충전전류의 양을 조절함으로써, 커패시터(C1,C2)의 양단전압을 직류전압 최고치의 1/2 이상의 임의의 값으로 적절히 조정할 수 있다. 커패시터(C1,C2)의 방전은 종래의 밸리필 형태와 같이 각각 다이오드(D1,D2)를 통해서만 가능하므로, 커패시터(C1,C2)는 전파정류전압이 최고치의 1/2 이상으로 각각 충전된 커패시터(C1,C2)의 양단 전압 이하로 떨어지기 전까지는 방전되지 않는다. 결국, 충전된 커패시터(C1,C2)의 양단 전압보다 전파정류전압이 높은 구간에서 커패시터(C1,C2)는 방전되지 않고, 직류전압은 교류전원의 파형을 그대로 유지하며 입력전력을 공진형 인버터 (10)에 직접공급한다.
한편, 전파정류전압이 커패시터(C1,C2)의 양단 전압 이하로 떨어지면, 커패시터(C1,C2)가 각각 다이오드(D1,D2)를 통해 방전하여 공진형 인버터(10)에 출력전력이 공급되는데, 이에 따라 직류전압이 커패시터(C1,C2)의 양단 전압으로 제한되기 때문에 직류전압 파형이 나타나게 된다. 커패시터(C1,C2)의 충전전류를 조절하는 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)의 직렬연결가지에서, 연결이 개방되면 제3도는 제1도와 완전히 같은 회로가 된다. 여기에서, 연결의 개방은 커패시터(Co)가 0이고 인덕터(Lo)가 무한대일 때 발생하므로, 커패시터(Co)가 0이 아니고 인턱터(Lo)가 무한대가 아닌 경우에는 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)의 값을 변화시켜 충전전류를 조절할 수 있다는 의미가 되고, 결과적으로 커패시터(C1,C2)의 양단 전압을 직류전압 최고치의 1/2 이상의 임의의 값으로 적절히 조정할 수 있다. 따라서, 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo)의 직렬연결가지에서, 인턱터(Lo)를 단락시켜 커패시터(Co)만을 이용하거나, 커패시터(Co)를 단락시켜 인턱터(Lo)만을 이용하거나, 또는 커패시터(Co) 및 인턱터(Lo) 모두를 단락시키는 것이 가능하다.
한편, 제4도에서 상용 교류전원(AC)을 전파정류한 전압이 커패시터(C1,C2)의 양단 전압이하로 떨어지는 구간(ㄱ)에서는 입력전류가 0으로 되어 교류전원의 파형을 따라가지 않기 때문에, 제3도의 역률개선회로로는 0.99이상의 역률을 얻을 수가 없다. 따라서, 본 발명자들은 위에서 언급한 능동형 역률개선회로를 제3도에 도시한 수동형 역률개선회로와 결합시킨 혼합형 역률개선회로를 구성하고자 하였다.
제5도는 전술한 본 발명의 혼합형 역률개선회로도로서, 제3도와 동일한 부분에는 동일한 참조부호를 부여하고 상세한 설명은 생략한다. 제6도는 제5도에서 직류전압과 입력전류의 관계를 보인 파형도이다. 제5도에 도시한 바와 같이, 본 발명의 혼합형 역률개선회로는 제3도의 회로구성이외에 인덕터(LB), 다이오드(DB), 반도체 스위치(SB) 및 반도체 스위치(SB)의 제어회로(21)로 구성된 승압형 컨버터(20)를 추가로 구비하고 있다. 본 발명의 혼합형 역률개선회로에서, 승압형 컨버터(20)는 제4도에서 입력 전류가 0인 구간(ㄱ)에서만 동작하여 입력전류 파형이 제6도와 같이 거의 1에 가까운 역률을 갖도록 조정한다.
제7도는 제5도에 도시한 승압형 컨버터의 제어회로도로서, 반도체 스위치(SB)를 제어하여 승압형 컨버터(20)가 입력전류가 0인 구간(ㄱ)에서만 동작하도록 한다. 이의 동작을 보다 상세하게 설명하면, 비교기(C-A)와 비교기(C-B)는 LM393과 같이 두 개의 비교기가 8핀(pin)을 갖는 하나의 집적회로(IC)에 내장된 것으로서 구현이 가능하며, 비교기의 일반적인 방식인 오픈콜렉터 출력을 가질 수 있다. 따라서, 출력단에 풀업(pull-up) 저항(RP)을 필요로 하고, 두 비교기(C-A,C-B)의 출력을 접속하면 와이어드앤드(wired-and) 로직으로 동작하여, 이를 두 개의 비교기 중에서 어느 하나의 출력이 로우(low) 상태이면, 다른 비교기의 출력에 상관없이 접속점의 출력은 로우상태가 된다. 비교기(C-A)는 입력전류를 저항(Rc)으로 감지하여 얻어지는 전류감지전압(Bc)이 전파정류전압(Bv)과 같은 파형이 되도록 전류증폭기인 트랜지스터(Qn,Qp)를 스위칭하여 승압형 컨버터의 스위치(SB)를 온-오프시킨다. 전파정류전압(Bv)은 저항(R1)과 저항(R2)으로 분할되어 전류감지전압(Bc)과 비교되는데, 비교기(C-A)는 정궤환을 하는 저항(Rh)에 의하여 이력제어(hysteresis control)를 한다.
위에서 설명한 바와 같이, 전파정류전압(Bv)이 커패시터(C1,C2)의 양단 전압이하로 떨어지는 구간(ㄱ)에서만 승압형 컨버터(20)를 동작시키는 것은 비교기(C-A)의 저항(R1)과 저항(R2)의 비율을 가변시켜 조정가능하다. 정해진 전파정류전압(Bv) 파형에서 전류감지전압(Bc)으로 나타내어지는 입력전류는 저항(R1,R2)의 비율로 결정되므로, 저항(R1,R2)의 비율을 조절하여 입력전류를 제6도와 같이 맞출 수 있다. 만일, 저항(R2)이 단락되었다면 비교기(C-A)의 출력은 로우상태가 되므로, 승압형 컨버터(20)의 반도체 스위치(SB)를 항상 오프시켜 입력전류파형은 제4도와 완전히 같게 되고, 저항(R1,R2)의 비율에서 저항(R2)이 약간 작은 값이라면 제6도의 승압형컨버터(20)의 동작 구간(ㄱ)의 경계에 불연속의 입력전류 파형이 나타나게 된다. 따라서, 저항((R1)과 저항(R2)의 비율을 가변시켜 구간(ㄱ)의 경계에 나타나는 불연속의 입력전류를 최소화시키면, 입력전류 파형이 제6도에서와 같이 거의 1에 가까운 역률을 갖도록 조정할 수 있다.
한편, 제어회로(21)의 비교기(C-B)는 공진형 인버터(10)가 무부하에 가까운 비정상상태일 때, 승압형 컨버터(20)의 입력전류에 의하여 직류전압(DC)이 전파정류전압(Bv)의 최고치보다 증가되는 것을 방지하기 위한 보호회로로 등장한다. 비교기(C-B)에서 직류전압(DC)는 저항(R3)과 저항(R4)으로 분할되어 정해진 기준전압(Vref)과 비교되는데, 직류전압(DC)이 전파정류전압(Bv)의 최고치보다 큰 값이면, 비교기(C-B)의 출력은 로우상태가 되어 비교기(C-A)의 출력에 상관없이 승압형 컨버터(20)의 반도체 스위치(SB)를 오프시키므로써 승압형 컨버터(20)의 동작을 정지시킨다.
제8도는 제6도에 도시한 역률개선회로에 공진형 인버터의 실제회로를 연결하여 구성된 회로도이다. 제8도에 도시한 바와 같이, 상용교류전원(AC)을 브리지회로에 의해 전파정류하여 공진형 인버터(10)의 직류전압을 만든다. 직류전압에 의해 반도체 소자를 이용하는 스위칭 트랜지스터(S1,S2)가 구동회로의 동작으로 번갈아가며 스위칭하여 공진형 인버터(10)에 구형파 전원이 인가된다. 이에 따라, 인덕터(L)와 커패시터(CP,CS1,CS2)로 이루어진 공진탱크에 공진전류가 흘러 방전 등에서 빛으로 발광하는 출력전력이 공급된다. 방전등이 점등된 정상상태에서는 커패시터(CP)의 임피던스가 방전등의 등가저항보다 상당히 크므로 대부분의 공전전류는 방전등으로 흐른다. 커패시터(CF)는 공진형 인버터에서 발생되는 고주파 잡음을 제거하기 위한 필터용으로 커패시터(C1,C2)에 비하여 상당히 작은 값을 갖는다.
제8도에서 점 A, B, C는 반주기마다 상하로 반복되는 공진의 특성에 따라 직류전압의 1/2을 중심으로 하여, 공진의 반주기 동안은 접지(GND)로 향하고 나머지 반주기 동안은 직류전압으로 향하는 전위를 갖는다. 이와 같이 직류전압의 1/2을 중심으로 하여 접지(GND)와 직류전압으로 향하는 전위를 갖는 점 A, B, C는 여기에 연결된 역률개선회로의 구동전원으로 동작하여, 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지에 교류전류를 공진의 반주기마다 다이오드(D3)와 다이오드(D4)로 각각 흘리므로써 커패시터(C1)와 커패시터(C2)를 교대로 충전한다. 따라서, 본 발명의 역류개선회로는 공진형 인버터(10)의 점 A, B, C 중에서 임의의 점과 연결이 가능하고, 제4도의 설명에서 행한 동작을 원활히 수행한다.
점 A, B, C의 전위가 접지(GND)를 향하여 공진하는 반주기 동안에는 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지에 화살표의 정방향으로 전류가 흘러 다이오드(D3)를 거쳐 커패시터(C1)가 충전되고, 점 A, B, C의 전위가 직류전압을 향하여 공진하는 나머지 반주기 동안에는 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지에 화살표의 역방향으로 전류가 흘러 다이오드(D4)를 거쳐 커패시터(C2)가 충전된다. 점 A, B, C의 전위 변화에서 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지를 통해 커패시터(C1,C2)가 교대로 충전되기 시작하는 전위와 충전전류의 양을 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 값을 가변시켜 조절하므로써, 커패시터(C1,C2)의 양단 전압을 직류전압 최고치의 1/2 이상의 임의의 값으로 적절히 조정할 수 있다. 전파정류전압이 커패시터(C1,C2)의 양단 전압 이하인 구간에서는 전술한 바와 같이 커패시터(C1,C2)가 각각 다이오드(D1,D2)를 통해 방전하여 공진형 인버터(10)에 출력전력을 공급하고, 직류전압을 커패시터(C1,C2)의 양단 전압으로 제한한다. 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지에서 연결이 개방되지만 않는다면, 공진의 매주기마다 커패시터 (C1,C2)를 충전하여 직류전압의 최저치를 조정할 수 있기 때문에, 제8도에서 인덕터(Lo)를 단락시켜 커패시터(Co)만을 이용하거나 커패시터(Co)를 단락시켜 인덕터(Lo)만을 이용하거나, 또는 커패시터(Co)와 인덕터(Lo) 모두를 단락시키는 것이 가능하다.
한편, 제8도의 승압형 컨버터(20)에서 제어회로(21)는 이미 제6도에서 설명한 바와 같다. 그리고, 승압형 컨버터(20)는 전술한 바와 같이 제4도의 입력전류가 0인 구간(ㄱ)에서만 동작하여, 입력전류 파형이 제6도와 같이 거의 1에 가까운 역류를 갖도록 조정한다.
제9(a)도 내지 제9(c)도는 각각 본발명의 역률개선회로의 다른 실시예를 보인 회로도이다. 제9도(a)는 제3도, 제5도 및 제8도의 커패시터(Co)와 인덕터(Lo) 중에서 어느 하나 또는 둘 모두의 양단이 단락된 형태이다. 제8도에서 점 A, B, C는 반주기마다 상하로 반복되는 공진의 특성에 의해 직류전압의 1/2을 중심으로 하여 접지(GND)와 직류전압으로 향하는 전위를 가지기 때문에, 본 발명의 역류개선회로의 커패시터(C1,C2)의 충전전원으로 동작하는데, 점 A, B, C의 출력임피던스에 따라 여기에 접속되는 역률개선회로의 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)중에서 어느 하나 또는 둘 모두의 양단이 단락된 제9(a)도의 형태로 구조가 변경될 수 있다. 그리고, 커패시터(Co)의 양단이 단락되거나 커패시터(Co)와 인덕터(Lo) 모두의 양단이 단락된 상태에서, 제9(b)도는 전원커패시터(C1)와 다이오드(D1,D3)만으로 구성된 형태이고, 제9(c)도는 전원커패시터(C2)와 다이오드 (D2,D4)만으로 구성된 형태이다. 제9(b)도와 제9(c)도에서 공진의 매주기 마다 반주기 동안은 공진형 인버터(10)로부터 다이오드(D3,D4)로 전류가 흘러 커패시터(C1,C2)를 충전시키고, 나머지의 반주기 동안은 다이오드(D3,D4)가 공진형 인버터(10)와 커패시터(C1,C2) 사이의 전류 흐름을 차단한다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명의 혼합형 역률개선회로는 현재 많이 이용되고 있는 밸리필방식 및 기타의 유사 형태와 비교할 때 다음과 같은 특징 및 장점을 갖는데, 이하에서 '전원커패시터'라고 함은 전술한 제1도 내지 제8도에서 커패시터(C1,C2)와 같이 직류전압의 최저치에서 공진형 인버터(10)에 출력전력을 공급하는 커패시터를 의미한다.
첫째, 공진의 매주기마다 공진형 인버터로부터 전류가 흘러 전원커패시터를 충전한다는 점이다. 밸리필방식은 상용 교류전원의 최고치 부분에서 전원커패시터를 순간적으로 충전하므로, 제2도와 같이 필연적인 펄스형의 입력전류가 흐르는데, 펄스형의 입력전류는 역률을 저하시키고 입력전류의 파고율을 높이는 단점이 있다. 따라서, 가능한 한 펄스의 크기를 줄이기 위하여 입력단에 인덕터를 첨가하거나 작은 값의 전원커패시터를 이용해야 하는 제한이 있다. 또한, 전해질을 성분으로 하는 전원커패시터의 수명은 충방전되는 전류의 실효값이 작을수록 증가되는데, 펄스형의 충전전류는 전류의 실효값을 크게 하여 전자식 안정기의 수명에 큰 영향을 미치는 전해질을 이용한 전원 커패시터의 수명을 단축시킨다.
그러나, 본 발명의 역률개선회로는 공진의 매주기마다 전원커패시터를 충전하므로 제4도에서 알 수 있듯이 펄스형의 입력전류가 발생하지 않기 때문에, 역률을 더욱 증가시키고 입력전류의 파고율을 높이지 않으며, 전원커패시터 값의 제한이 없고, 전원커패시터에 충방전되는 실효전류를 감소시켜 전자식 안정기의 수명을 향상시키는 장점이 있다.
둘째, 제3도, 제5도 및 제8도의 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)를 가변시켜 전원커패시터의 충전전류의 양을 조절하므로써 전원커패시터의 양단 전압을 조정할 수 있다는 점이다. 다시 말하면, 제4도의 직류전압 파형에서 직류전압의 최저값을 최고값의 1/2보다 큰 임의의 값으로 조정하는 것이 가능하다. 전술한 바와 같이, 밸리필방식은 직류전압 파형이 최고치의 1/2이하까지 떨어지므로, 직류전압의 변동폭이 커서 고주파 점등에도 불구하고 120Hz의 깜박임이 나타날 수 있고, 방전등의 특성을 불안정하게 하여 효율을 떨어뜨리는 단점이 있다.
그러나, 본 발명의 역률개선회로는 직류전압의 최저값을 최고값의 1/2보다 큰 값으로 조정가능하기 때문에, 직류전압의 변동폭이 비교적 작아 120Hz의 깜박임이 거의 나타나지 않고, 방전등의 특성을 안정하게 하여 밸리필방식에 비해서 효율이 더욱 증가되는 장점을 갖는다.
셋째, 본발명의 역률개선회로는 제9도의 구조로 변경이 가능하다는 점이다. 그러나, 제1도의 밸리필방식은 직류전압의 최고치 부분에서 커패시터(C1, C2)와 다이오드(D3)의 직렬연결가지에 전류가 흘러 커패시터(C1,C2)를 동시에 충전시키기 때문에, 제9(b)도와 제9(c)도의 형태처럼 각각의 커패시터(C1)와 커패시터(C2)만을 독립적으로 이용한 형태로의 구조 변경은 불가능하다.
넷째, 본 발명의 혼합형 역률개선회로는 수동형과 능동형의 장점을 적절히 결합한 혼합형 역률개선회로라는 점이다. 전술한 바와 같이, 단순히 수동형의 역률개선회로로는 0.99이상의 역률을 기대하는 것은 불가능하다. 따라서, 승압형 컨버터를 이용한 능동형 역률개선회로를 혼합하여 거의 1에 가까운 역률을 얻을 수 있다. 본 발명과 같이 승압형 컨버터를 수동형 역률개선회로에 혼합하지 않고, 단순히 승압형 컨버터만을 이용한 능동형 역률개선회로로도 거의 1에 이르는 역률을 얻을 수 있다. 그러나, 승압형 컨버터만을 이용하는 경우에, 직류전압은 교류전원을 전파정류한 전압의 최소 1.3배 이상의 값을 가져야 하기 때문에, 제8도에서 스위칭 트랜지스터(S1,S2)를 비롯한 다른 소자의 내압문제가 발생할 수 있고, 큰 값의 전원커패시터를 이용해야만 하는 단점이 있다.
그러나, 본 발명과 같이 전파정류전압이 전원커패시터 양단 전압보다 낮은 구간에서만 동작하는 승압형 컨버터를 이용하면 직류전압 최고치는 전파정류전압 최고치와 같으므로 위와 같은 문제점이 발생하지 않는다. 또한, 제8도에 도시한 승압형 컨버터의 반도체 스위치(SB)에 흐르는 전류의 감소에 의하여 전력손실이 줄고 효율이 더욱 높아지는 장점이 있다.
다섯째, 제5도에 도시한 승압형 컨버터의 제어회로가 상당히 간단하고 저가격이라는 점이다. 일반적으로, 승압형 컨버터의 제어에는 역률개선용 집적회로(IC)가 많이 이용되는데, 역률개선용 직접회로(IC)를 이용하면 집적회로의 단가가 높을 뿐만 아니라 주변의 상당히 복잡한 부가회로가 추가되어, 전체적인 비용이 증가하고 구조가 대단히 복잡하며 신뢰성이 떨어지는 단점이 있다.
그러나, 본 발명의 혼합형 역률개선회로에 이용된 승압형 컨버터의 제어회로는 제5도에서 알 수 있는 바와 같이, 단순히 하나의 집적회로(IC)와 저항 및 전류증폭용 소신호 트랜지스터로 구성되어 저가격이며 간단하다. 비교기(C-A)와 비교기(C-B)는 LM393과 같이 하나의 집적회로(IC)에 두 개의 비교기가 내장된 형태로서 범용 집적회로(IC)이기 때문에, 역률개선용 집적회로(IC)에 비하여 저가격이다.

Claims (9)

  1. 공진형 인버터(10)를 가지는 방전등용 전자식 안정기의 역률개선회로에 있어서, 직류전압단과 접지단(GND)사이에 직렬연결된 커패시터(C1) 및 다이오드(D1); 상기 직류전압단과 접지단(GND) 사이에 직렬연결된 다이오드(D2)와 커패시터(C2) ; 및, 상기 각각의 직렬연결가지의 중간점에 연결된 다이오드(D3,D4)를 구비하는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  2. 공진형 인버터(10)를 가지는 방전등용 전자식 안정기의 역률개선회로에 있어서, 직류전압단과 접지단(GND) 사이에 직렬연결된 커패시터(C1) 및 다이오드(D1); 상기 직류전압단과 접지단(GND) 사이에 직렬연결된 다이오드(D2)와 커패시터(C2); 상기 각각의 직렬연결가지의 중간점에 연결된 다이오드(D3,D4); 및, 승압형 컨버터(20)를 이용한 능동형 역률개선회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 승압형 컨버터(20)의 제어회로는 두 개의 비교기(C-A, C-B)가 내장된 비교기용 단일 집적회로(IC)를 이용하여 두 개의 비교기(C-A,C-B)의 출력단을 접속시킨 후, 하나의 비교기(C-A)는 전류감지전압과 전파정류전압을 비교하여 이력제어를 하고, 나머지 하나의 비교기(C-B)는 직류전압이 전파정류전압 이상으로 상승하는 것을 방지하는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  4. 제2항에 있어서, 상기 다이오드(D3,D4)의 중간점과 상기 공진형 인버터(10) 사이에 접속되는 커패시터(Lo)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  5. 제2항에 있어서, 상기 다이오드(D3,D4)의 중간점과 상기 공진형 인버터(10)사이에 접속되는 인덕터(Lo)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  6. 제2항에 있어서, 상기 다이오드(D3,D4)의 중간점과 상기 공진형 인버터(10)사이에 접속되는 직렬연결된 커패시터(Lo)와 인덕터(Lo)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  7. 제2항 또는 제6항에 있어서, 상기 공진형 인버터(10)는 교호로 스위칭되어 구형파 전원을 발생시키는 스위칭 트랜지스터(S1,S2) 및 상기 발생된 구형파 전원에 의해 공진전류를 흘려 방전등에서 빛으로 발광하는 출력전력을 공급하는 인덕터(L)와 커패시터(CP, CS1, CS2)로 이루어진 공진탱크회로를 구비하고, 상기 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지는 상기 공진형 인버터(10)의 상기 커패시터(CS1)와 커패시터(CS2)의 접속점(A)에 연결되는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  8. 제2항 또는 제6항에 있어서, 상기 공진형 인버터(10)는 교호로 스위칭되어 구형파 전원을 발생시키는 스위칭 트랜지스터(S1,S2) 및 상기 발생된 구형파 전원에 의해 공진전류를 흘려 방전등에서 빛으로 발광하는 출력전력을 공급하는 인덕터(L)와 커패시터(CP, CS1, CS2)로 이루어진 공진탱크회로를 구비하고, 상기 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지는 상기 공진형 인버터(10)의 상기 인덕터(L)와 커패시터(CP)의 접속점(B)에 연결되는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
  9. 제2항 또는 제6항에 있어서, 상기 공진형 인버터(10)는 교호로 스위칭되어 구형파 전원을 발생시키는 스위칭 트랜지스터(S1,S2) 및 상기 발생된 구형파 전원에 의해 공진전류를 흘려 방전등에서 빛으로 발광하는 출력전력을 공급하는 인덕터(L)와 커패시터(CP, CS1, CS2)로 이루어진 공진탱크회로를 구비하고, 상기 커패시터(Co)와 인덕터(Lo)의 직렬연결가지는 상기 공진형 인버터(10)의 상기 스위칭트랜지스터(S1,S2)의 접속점(C)에 연결되는 것을 특징으로 하는 역률개선회로.
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