KR0141549B1 - 인버터 장치의 정출력 제어회로 - Google Patents

인버터 장치의 정출력 제어회로

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KR0141549B1 KR1019940016347A KR19940016347A KR0141549B1 KR 0141549 B1 KR0141549 B1 KR 0141549B1 KR 1019940016347 A KR1019940016347 A KR 1019940016347A KR 19940016347 A KR19940016347 A KR 19940016347A KR 0141549 B1 KR0141549 B1 KR 0141549B1
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Abstract

본 발명은 유도가열조리기(유도가열쿠거, 유도가열밥솥), 인버터 전자레인지, 인버터형광조명등에 있어 입력전원의 변동시에도 정전력을 출력하도록 한 인버터 장치의 정출력 제어회로에 관한 것이다.
이러한 본 발명의 목적은 설정된 인버터출력 레벨에 따른 제어신호를 출력하는 마이크로 프로세서와, 상기 마이크로 프로세서에서 출력된 제어신호 및 정류부, 평활부를 순차통해 정류 및 평활된 직류전압에 따라 입력전원 변동에 따른 스위칭 주파수를 발생하여 인버터의 출력이 일정토록 하는 스위칭 주파수 발생수단과, 상기 스위칭 주파수 발생수단에서 얻어진 스위칭 주파수에 따라 인버터부의 스위칭소자를 온,오프 구동시키는 스위칭구동수단을 구성함으로써 달성된다.

Description

인버터 장치의 정출력 제어회로
제1도는 종래 인버터 장치의 시스템 구성도.
제2도는 제1도에 공진형 반-브릿지 방식을 적용했을 경우 워킹코일 출력 전류와 공진콘덴서의 주파수와의 관계도.
제3도의 (a)내지 (g)는 제1도의 각부 입,출력 파형도.
제4도는 본 발명 인버터 장치의 정출력 제어회로 구성도.
제5도는 제4도의 스위칭 주파수 발생부 상세구성도.
제6도는 본 발명에 적용되는 가변용량 다이오드의 특성도.
제7도의 (a)내지 (d)는 제5도의 각부 입,출력 파형도.
제8도는 제4도 스위칭 주파수 발생부의 다른 실시예도.
제9도는 제4도 스위칭 주파수 발생부의 또 다른 실시예도.
제10도는 본 발명의 다른 실시예도.
제11도는 본 발명의 또다른 실시예도.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
6:마이크로 프로세서 8:스위칭 구동부
9:스위칭주파수 발생부 10:고압트랜스
본 발명은 인버터장치에 관한 것으로, 특히 유도가열조리기(유도가열쿠거, 유도가열밥솥), 인버터 전자레인지, 인버터형광조명등에 있어 입력전원의 변동시에도 정전력을 출력하도록 한 인버터 장치의 정출력 제어회로에 관한 것이다.
종래 인버터 장치(유도가열조리기)는 첨부된 도면 제1도에 도시된 바와 같이, 입력 교류전원(AC)을 맥동 직류전압으로 정류하는 정류부(1)와, 상기 정류부(1)에 의해 정류된 맥동직류전압을 쵸크코일(L1)과 콘덴서(C1)로 일정하게 평활화시키는 평활부(2)와, 외부로부터 입력되는 펄스폭 변조신호에 따라 상기 평활부(2)에서 출력되는 전압을 공진시키고 그 공진전압에 의해 발생된 자장에 기인한 전자기 유도 효과로 가열되어질 금속팬(3a)에 와류를 유도시켜 금속팬(3a)내의 음식을 원하는 가열온도로 가열하는 워킹코일(3b)과 그 워킹코일(3b)과 일련의 공진회로를 이루는 공진커패시터(2)와 댐핑다이오드(D1)(D2) 및 스위칭소자(Q1)(Q2)로 이루어진 인버터부(3)와, 상기 평활부(2)의 출력직류전압을 분압하여 출력하는 전압분배부(4)와, 상기 전압분배부(4)에서 분배된 아날로그 전압을 그에 상응하는 디지탈 전압 레벨로 변환하는 아날로그/디지탈 변환부(5)와, 상기 아날로그/디지탈 변환부(5)의 출력에 따라 스위칭주파수 제어신호를 출력하는 마이크로 프로세서(6)와,상기 마이크로 프로세서(6)로 부터 출력된 스위칭 주파수 제어신호에 대응하는 펄스폭 변조신호를 발생하는 인버터 제어부(7)와, 상기 인버터 제어부(5)에서 발생된 펄스폭 변조신호에 따라 인버터부(3)의 스위칭소자(Q1)(Q2)를 온,오프 구동시키는 스위칭구동부(8)로 구성되어 있었다.
이와 같이 구성된 종래 인버터 장치의 동작을 첨부한 도면 제2도 및 제3도에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다.
먼저 제1도에 도시된 바와 같이 상용 교류전원(AC)이 정류부(1)를 통해 맥동직류전압으로 정류된 다음 평활부(2)의 쵸크코일(L1) 및 콘덴서(C1)를 통해 평활되어 인버터부(3)에 입력된다.
이때 상기 인버터부(3)의 스위칭소자(Q1)(Q2)로의 베이스 전류는 인버터제어부(7)의 펄스폭 변조 제어신호에 대응하게 스위칭구동부(8)를 통하여 구동되어지므로 워킹코일(3b) 및 공진커패시터(C2)가 상기 평활부(2)에서 얻어진 맥동 직류전압에 의해 연속적인 공진상태가 된다.
이에 따라 상기 워킹코일(3b)에는 큰 공진전류가 흐르게 된다.
그 결과 워킹코일(3b)로 부터 발생된 자장에 기인한 전자기 유도효과로 인하여 가열되어질 금속팬(3a)에 와류가 유도되어져 그 결과 금속팬(3a)이 가열되어지고 금속팬(3a) 내의 음식이 원하는 가열온도로 가열된다.
상기에서 금속팬(3a)이 마그네트론으로 대치되면 인버터 전자레인지가 되며, 용기(금속팬)대신 램프를 설치하면 인버터 형광조명이 된다.
이렇게 스위칭소자(Q1)(Q2) 및 워킹코일(3b), 공진콘덴서(C2)로 구성된 회로의 토포로지(topology)는 일반적으로 공진형 반-브릿지 타입(Half-Bridge type)인버터라고 한다.
이런 공진형 반-브릿지 형태 인버터는 스위칭소자(Q1)(Q2)의 스위칭이 0V전압에서 이루어지므로 전자계 노이즈가 작고, 스위칭 손실이 적은 잇점이 있어 최근에 많이 사용되고 있다.
그러나 기존 비공진형 반-브릿지 형태 인버터에서는 듀티비 변환만으로 제어가 가능하나 공진형 반-브릿지 형태 인버터에서는 워킹코일(3b)의 인덕턴스, 내부저항, 용기내부의 인덕턴스, 내부저항 및 공진콘덴서(C2)의 복합적인 영향으로 워킹코일(3b)의 전류크기는 제2도에 도시한 바와 같이 워킹코일(3b)및 공진콘덴서(C2)에 인가해주는 전원의 주파수에 따라 공진특성이 달라진다.
즉, 인덕턴스 성분의 워킹코일(3b) 및 공진콘덴서(C2)의 용량에 따라
공진주파수가결정되고, 공진주파수(fo)의 주변에서 제2도와 같이 전류가 주파수에 따라 변환된다.
즉, 표준스위칭주파수(fs)보다 △f 만큼 큰 주파수에선 워킹코일(3b)에 작은 전류가 흐르게 되며, △f만큼 작은 주파수에서 상대적으로 큰 전류가 흐르게 된다.
단, 공진주파수(fo)이하의 주파수는 스위칭소자의 제로 전압 스위칭이 일어나지 않는 단락 모드로 동작하기 때문에 사용하지 않는다.
따라서 제2도의 빗금친 부분(fs-△f~fs+△f구간)이 실제 사용하는 주파수 구간이며, 출력을 제어할 수 있는 범위이다.
이러한 방식에서는 입력전원전압의 ±15%범위의 전원 변동에서 출력을 일정하게 유지토록하기 위해서는 평활부(2)에 의해 직류로 변환된 DC전압을 전압분배부(4)에서 저항(R1)(R2)으로 분배를 한다.
그 분배된 전압을 아날로그/디지탈 변환부(5)에서 디지탈 신호로 변환하여 마이크로 프로세서(6)에 인가해줌으로써, 상기한 마이크로 프로세서(6)는 현재 입력전압에 대응하게 스위칭 주파수를 변환할 수 있도록 인버터 제어부(7)에 스위칭주파수 제어신호를 입력시키게 된다.
이에 따라 인버터 제어부(7)는 그 스위칭주파수 제어신호에 대응하게 펄스폭 변조 신호를 발생시켜 스위칭구동부(8)를 통해 인버터부(3)의 스위칭소자(Q1)(Q2)를 구동시키게 됨으로써 인버터의 출력을 일정하게 제어하게 된다.
제3도는 이렇게 동작하는 종래 인버터 장치의 각부 입출력 동작타이밍도로써, (a)워킹코일(3b)에 흐르는 전류의 파형이며, (b) 공진콘덴서(C2)의 양단전압파형이고, (c)는 스위칭 소자(Q2)의 전류파형이고, (d)는 스위칭소자(Q1)의 전류파형이고, (e)는 스위칭소자(Q2)의 양단전압파형이며, (f)는 스위칭소자(Q1)의 구동신호이며, (g)는 스위칭소자(Q2)의 구동신호이다.
여기서 td시간은 2개의 스위칭소자(Q1)(Q2)가 동시에 턴-온됨을 방지하기 위한 데드타임(Dead time)이며, t는 1/f로써 이시간이 변화하면 워킹코일(3b)에 인가해주는 고주파 전류 크기를 변화시킬 수 있다.
그러나 이러한 종래의 인버터장치는 입력전원을 검출하기 위해 분압된 아날로그 전압을 디지탈 신호로 변환을 하므로 A/D변환기를 구성하는 소자가 다수요구되며, 더불어 소자의 정밀도가 매우 정확하여야만 한다는 제약이 따른다.
아울러 마이크로 프로세서에 의한 신호처리로 스위칭 주파수가 제어되므로 외부노이즈에 의해 마이크로 프로세서가 폭주될 경우 시스템이 파괴될 우려도 존재하였다.
따라서 본 발명은 상기와 같은 종래의 제반문제를 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 입력전원의 변동시에도 정전력의 출력이 가능하도록 인버터 장치의 정전력 제어회로를 제공함에 있다.
이러한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 수단은 설정된 인버터출력레벨에 따른 제어신호를 출력하는 마이크로 프로세서와, 상기 마이크로 프로세서에서 출력된 제어신호 및 정류부, 평활부를 순차통해 정류 및 평활된 직류전압에 따라 입력전원변동에 따른 스위칭 주파수를 발생하여 인버터의 출력이 일정토록 하는 스위칭주파수 발생수단과, 상기 스위칭 주파수 발생수단에서 얻어진 수위칭주파수에 따라 인버터부의 스위칭소자를 온,오프 구동시키는 스위칭구동수단을 구성함으로써 달성된다.
본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 수단은 설정된 인버터출력레벨에 따른 제어신호를 출력하는 마이크로 프로세서와, 상기 마이크로 프로세서에서 출력된 제어신호 및 정류부, 평활부를 순차통해 정류 및 평활된 직류전압에 따라 입력전원변동에 따른 스위칭주파수를 발생하여 인버터의 출력이 일정토록 하는 수위칭주파수 발생수단과,상기 스위칭주파수 발생수단에서 얻어진 스위칭주파수에 따라 인버터수단의 스위칭소자를 온,오프 구동시키는 스위칭구동수단과, 상기 스위칭 구동수단의 출력신호에 따라 상기 평활부에서 출력되는 직류전압을 스위칭하는 스위칭소자와 공진콘덴서로 이루어진 인버터수단과, 상기 인버터수단에서 스위칭되어 출력된 직류전압을 고압으로 승압하는 고압트랜스와, 상기 고압트랜스에서 고압으로 승압된 전압을 콘덴서 및 다이오드를 통해 인가받아 전자파를 발생하는 마그네트론을 구성함으로써 달성된다.
본 발명의 또 다른 목적을 달성하기 위한 수단은 정류부, 평활부를 순차통해 정류 및 평활된 직류전압에 따라 입력전원변동에 따른 스위칭 주파수를 발생하여 인버터의 출력이 일정토록 하는 스위칭 주파수 발생수단과, 상기 스위칭주파수 발생수단에서 얻어진 스위칭주파수에 따라 인버터수단의 스위칭소자 온,오프 구동신호를 출력하는 스위칭 구동수단과, 상기 스위칭 구동수단의 출력신호에 따라 상기 평활부의 출력전압을 스위칭하는 제1,제2스의칭소자와 콘덴서 및 쵸크코일로 이루어진 인버터수단과, 상기 인버터수단의 공진전압에 의해 점등되는 램프를 구성함으로써 달성된다.
제4도는 본 발명 인버터장치의 정출력 제어회로 구성도로서, 입력 교류전원(AC)을 맥동직류전압으로 정류하는 정류부(1)와, 상기 정류부(1)에 의해 정류된 맥동직류전압을 쵸크코일(L1)과 콘덴서(C1)로 일정하게 평활화시키는 평활부(2)와, 외부로 부터 입력되는 펄스폭변조신호에 따라 상기 평활부(2)에서 출력되는 전압을 공진시키고 그 공진전압에 의해 발생된 자장에 기인한 전자기 유도효과로 가열되어질 금속팬(3a)에 와류를 유도시켜 금속팬(3a) 내의 음식을 원하는 가열온도로 가열하는 워킹코일(3b)과 그 워킹코일(3b)과 일련의 공진회로를 이루는 공진커패시터(C2)와 댐핑다이오드(D1)(D2) 및 스위칭소자(Q1)(Q2)로 이루어진 인버터부(3)와, 사용자에 의해 설정된 인버터 출력 레벨을 인식하고 그 인식결과에 따른 제어신호를 출력하는 마이크로 프로세서(6)와, 상기 마이크로 프로세서(6)에서 얻어진 제어신호 및 상기 평활부(2)에서 얻어진 직류전압에 따라 스위칭 주파수를 발생하는 스위칭주파수발생부(9)와, 상기 스위칭 주파수(9)로 부터 발생된 스위칭주파수에 따라 상기 인버터부(3)의 스위칭소자(Q1)(Q2)를 온,오프구동시키는 스위칭구동부(8)로 구성되었다.
이와 같이 구성한 본 발명 인버터 장치의 정출력 제어회로의 작용, 효과를 첨부한 도면 제5도 내지 제7도에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다.
먼저 제4도에 도시한 바와 같이 상용교류전원(AC)이 정류부(1)를 통해 맥동직류전압으로 정류된 다음 평활부(2)의 쵸크코일(L1) 및 콘덴서(C1)를 통해 평활되어 인버터부(3)에 입력된다.
이때 상기 인버터부(3)의 스위칭소자(Q1)(Q2)로의 베이스 전류는 인버터 제어부(7)의 펄스폭 변조신호에 대응하게 스위칭구동부(8)를 통하여 구동되어지므로 워킹코일(3b) 및 공진커패시터(C2)가 상기 평활부(2)에서 얻어진 맥동직류전압에 의해 연속적인 공진상태가 된다.
이에 따라 상기 워킹코일(3b)에는 큰 공진전류가 흐르게 된다.
그 결과 워킹코일(3b)로 부터 발생된 자장에 기인한 전자기 유도효과로 인하여 가열되어질 금속팬(3a)에 와류가 유도되어져 그 결과 금속팬(3a)이 가열되어지고 금속팬(3a)내의 음식이 원하는 가열온도로 가열된다.
한편, 전술한 펄스폭 변조신호는 스위칭주파수 발생부(9)에서 마이크로 프로세서(6)의 제어신호 및 상기한 평활부(2)의 출력전압에 따라 발생되는데, 이를 제5도에 의거 좀더 상세히 설명하면 다음과 같다.
제5도는 상기한 스위칭 주파수 발생부(9)의 상세 구성도로서, 상기한 평활부(2)에서 출력된 직류 전압을 제 1 전압분배부(9a)내의 저항(R3)(R4)으로 분배를 한다.
그 분배된 전압을 반파 다이오드(9b)로 반파정류를 하고, 평활콘덴서(9C)로 평활을 시킨다.
그 평활된 전압(Vcc)은 제 2 전압분배부(9d)내의 저항(R5~R7)으로 분배되어 제 1 비교기(9e)에는 반전단자(-)에, 제 2 비교기(9f)에는 비반전단자(+)에 각각 입력되어진다.
아울러 상기한 제 1 비교기(9e) 및 제 2 비교기(9f)의 비반전단자(+) 및 반전단자(-)에는 가변저항(9g), 발진콘덴서(9h) 및 가변용량다이오드(9i)에 의해 조절된 전압이 인가되며, 이에따라 제 1, 제 2 비교기(9e)(9f)는 각각 그 비반전단자(+) 입력전압과 반전전압(-) 입력전압을 비교하여 그 결과신호를 RS 플립플롭(9j)의 R단자(R) 및 S단자(S)에 각각 입력시킨다.
따라서 R,S 플립플롭(9j)은 단자(,S)에 각각 입력되는 신호에 따라 출력단자(Q)()를 통해 스위칭 구동부(8)에 구동신호(B,C)로 교번신호를 출력시키게 된다.
상기에서 가변용량다이오드(9i)는 제 6 도에 도시한 바와 같이 인가되는 역방향전압이 작으면 그 용량이 커지고, 이와 반대로 역방향 전압이 커지면 그 용량이 작아지는 특성을 갖는다.
즉, 제 5 도의 로드(P)에 인가되는 전압의 절대값에 따라 가변용량다이오드(9i)의 용량이 달라져서 발진콘덴서(9h)와 그 가변된 가변용량다이오드(9i)의 용량이 합하여져 전체 콘덴서용량CT가 된다.
그리고, 가변저항(9h)의 용량을 RT라 하고, 제 2 전압분배부(9d)내의 저항(R5~R7)이 모두 동일 용량이라면 상기한 R,S플립플롭(9i)의 발진주파수이 된다.
이때 로드(p)의 전압크기는 입력전원 Vcc의 크기에 따라 달라지는데, 일예로 Vcc 전압이 10V일 경우 가변용량다이오드(9i)의 용량은 커져서 전체 콘덴서 용량(CT)도 커지게 되어 발진주파수 f는 상대적으로 작아지게 된다.
아울러 Vcc 전압이 14V일 경우에는 가변용량다이오드(9i)의 용량이 상대적으로 작아지므로 전체 콘덴서 용량(CT)이 작아지게 되어 발진주파수 f 는 상대적으로 커지게 된다.
다시말해 Vcc 전압이 커지면 제 2 도에 도시한 발진주파수 (f)가 커져서 워킹코일(3b)에 흐르는 전류는 상대적으로 작아진다.
즉, 입력전압이 상승한 비율만큼 워킹코일(3b)로 흐르는 전류를 감소시키면 인버터 출력(P) = V·I를 통해 일정한 정출력을 얻게 되는 것이다.
첨부한 도면 제 7 도는 제 5 도의 각부 입,출력 파형도로써, (a)는 입력전압이 높을때 R,S 플립플롭(9j)의 Q단자 출력파형이고, (b)는 입력전압이 높을때 로드(P)의 전압파형도이며, (c)는 입력전압이 낮을때 R,S 플립플롭(9j)의 Q단자 출력 파형이고, (d)는 입력 전압이 낮을때 로드(P)의 전압 파형도이다.
한편, 제 8도와 제 9도는 본 발명에 적용되는 스위칭 주파수 발생부(9)의 다른 실시예도로서, 먼저 제8도는 전술한 제 5도에서와 같이 제 1 전압분배부(9a)내의 분압저항(R3)(R4)으로 상기한 평활부(2)에서 출력되는 직류전압을 분압한다.
그 분압한 전압을 반파다이오드(9b)로 반파정류한후 평활콘덴서(9c)로 평활화여 구동전압 Vcc를 얻는다.
이후 구동전압(Vcc)을 제 2 전압분배부(9b)내의 분배저항(R5~R6)으로 분배하여 제 1 비교기(9e)에는 반전단자(-)에 입력시키고, 제 2 비교기(9f)에는 비반전단자(+)에 입력시킨다.
아울러 상기 평활콘덴서(9c)에서 평활되어 출력되는 구동전압(Vcc)을 제 3 전압분배부(9k) 내의 분압저항(R8)(R9)은 분압하게 되고, 그 제 3 전압분배부(9k)의 분압저항(R8)(R9)을 순차통한 전압은 가변용량다이오드(9i) 및 발진콘덴서(9h)에 의해 조절되어 상기 제 1 비교기(9e)에는 비반전단자(+)에 입력되어지며, 제 2 비교기(9f)에는 반전단자(-)에 입력된다.
이에 따라 제 1, 제 2 비교기 (9e)(9f)는 각각 비반전단자(+) 및 반전단자(-)에 입력되는 전압을 비교하여 그 결과값을 R,S 플립플롭(9j)의 R단자 및 S단자에 각각 입력시키게 된다.
이때 R,S 플립플롭(9j)의 발진주파수(f)는 상기한 구동전압(Vcc)에 의해 용량이 가변되는 가변용량다이오드(9i)의 용량에 따라서 Toff시간 (t1= 0.0693 * R9 * G)으로 결정되며, 이때 Toff시간은 2개의 스위칭소자(Q1)(Q2)가 동시에 턴-온되는 것을 방지하는 시간(td)이 된다.
스위칭소자(Q1)(Q2)의 턴-온 시간은 t2이며, 이는
상기에서 R* = 제 3 전압분배부(9k)의 저항(R8)(R9)의 직렬용량이며, VA= 사용자에 의한 가변저항(VA)의 분압전압이나, 본 발명에서는 마이크로 프로세서의 출력전압이다.
한편 상기한 R,S 플립플롭(9j)의 반전출력단자()로 부터 출력되는 스위칭 주파수는 스위칭소자(9L)의 베이스에 인가되어 상기 가변용량다이오드(9i)의 인가전업을 조절함과 아울러 인버터(9m)를 통해 위상반전되어 D플립플롭(9n)에 클럭신호로 입력되어진다.
이에 따라 D플립플롭(9n)은 입력되는 클럭신호에 데이타단(D)으로 피이드백되는 데이타를 래치시켜 출력단(Q)를 통해 출력함과 아울러 반전출력단()을 통해 출력을 반전시켜 출력시키게 된다.
상기 D플립플롭(9n)의 출력단(Q)를 통해 출력된 신호를 제 1 노아게이트(9P)는 상기D플립플롭(9n)에 입력되는 클럭과 노아링하여 그 결과신호를 스위칭소자(Q1)의 구동신호로 출력하게 된다.
아울러 D플립플롭(9n)의 반전출력단()을 통해 출력된 신호를 제 2 노아게이트(9g)는 상기 D플립플롭(9n)에 입력되는 클럭과 노아링하여 그 결과신호를 스위칭소자(Q2)의 구동신호로 출력하게 되는 것이다.
상기에서도 스위칭소자(Q1)(Q2)의 턴-온시간은 전술한 가변용량다이오드(9i)의 용량에 따라 제 6 도에 도시한 바와 같이 용량이 작아지면 발진주파수가 높아져서 상대적으로 워킹코일(3b)에 흐르는 전류는 작아지게 된다.
아울러 입력전원이 낮으면 구동전압(Vcc)도 낮아져서 가변용량다이오드(9i)의 용량이 커지게 되므로 상대적으로 발진주파수가 낮아지므로 워킹코일(3b)에 흐르는 전류는 커지게 된다.
결론적으로 출력 P = V·I를 일정하게 유지할 수 있다.
제9도는 본 발명 스위칭 주파수 발생부(9)의 또다른 실시예도로써, 제 5도에서와 같이 평활부(2)의 출력전압을 제 1 전압분배부(9a)내의 분압저항(R3)(R4)으로 분압을 하고, 그 분압된 전압을 반파다이오드(9b)로 반파정류한 후 콘덴서(9C)로 평활을 하여 구동전압(Vcc)을 얻는다.
이와 같이 얻어진 구동전압(Vcc)은 제 4 전압분배부(9r)내의 분배저항(R10)(R11)으로 분배하여 제 3 비교기(9S)의 비반전단자(+)에 입력시키게 되며, 상기 제 3 비교기(9S)의 출력전압을 가변저항(VA) 및 다이오드(D1)로 피이드백시킨 후 가변용량다이오드(9i) 및 발진콘덴서(9h)로 조절하여 제 3 비교기(9S)의 반전단자(-)에 입력시키게 된다.
이에 따라 제 3 비교기(9S)는 두단자(+,-)의 입력전압을 비교하여 그 결과신호를 D플립플롭(9n)의 클럭신호로 입력하게 된다.
이때 제 3 비교기(9S)와 저항(R13,VA) 및 발진콘덴서(9h)에 의해서 R,C발진을 하게 되는데, 그 결과로 제 1스위칭소자(Q1)를 턴-온시키는 t1시간은 R13 * CT값에 비례하며, 스위칭소자(Q2)를 턴-온시키는 t2시간은 VA·CT에 비례하게 된다.
아울러 발진주파수이 된다.
상기에서도 구동전압(Vcc)의 변화에 따라 가변용량다이오드(9i)의 용량값이 제 6 도와 같이 변하게 되므로 입력전원 전압이 낮아지면 구동전압(Vcc)이 낮아져 상대적으로 가변용량다이오드(9i)의 용량은 커지게 된다.
이로 인해 구동주파수(f)는 낮아지므로 워킹코일(3b)에 흐르는 전류는 높아지게 되어 결국 P = V · I식에 의해 소비전력은 일정하게 된다.
또한, 입력전원전압이 높아지면 구동전압(Vcc)이 높아져 상대적으로 가변용량다이오드(9i)의 용량값은 작아지므로 구동주파수(f)가 높아지게 된다.
이로 인해 워킹코일(3b)에 흐르는 전류가 작아지므로 P = V·I에서 소비전력은 입력전압이 낮을때와 동일한 출력을 갖게 된다.
그리고 D플립플롭(9n)의 출력에서 부터 제 1, 제 2 노아게이트(9P)(9G)의 출력까지의 동작은 전술한 제 8 도의 D플립플롭(9n) 및 제 1, 제 2 노아게이트(9p)(9g)의 동작설명과 동일하다.
제 10 도는 제 4 도에 도시한 본 발명 인버터장치의 정출력 제어회로의 다른 실시예로써, 정류부(1), 평활부(2), 인버터부(3), 마이크로 프로세서(6), 스위칭주파수 발생부(9) 및 스위칭구동부(8)는 제 4 도와 동일한 작용을 하며, 상기에서 인버터부(3)내의 워킹코일(3b)대신 고압트랜스(10)를 구비하여 인버터 전자레인지를 형성한 예이다.
이렇게 함으로써 고압트랜스(10)의 일차측에서 부터 유기된 고전압을 배압콘덴서(C3) 및 배압다이오드(D5)를 통해 마그네트론(11)에 DC 4000V로 인가함으로써 마그네트론(11)은 마이크로파(전자파)를 발생시킴으로써 가열실내의 음식물을 가열하게 되어 요리를 진행시키게 된다.
이때에도 전술한 제 4 도의 인버터 장치와 동일하게 입력전원 변동에 따라 스위칭주파수 발생부(9)는 스위칭주파수를 제어함으로써 항상 일정하게 마그네트론(11)의 출력을 유지할수가 있게 되는 것이다.
제 11도는 제 4 도에 도시한 본 발명 인버터 장치의 또 다른 실시예도로써, 전술한 제 10 도에서 고압트랜스(10) 및 마그네트론(11) 대신에 쵸크코일(13) 및 램프(12)를 구비하여 인버터형광등을 구성한 예이다.
작용은 전술한 제 5도 및 제 10 도와 동일하므로 생략한다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명은 입력전원 전압의 변동시에도 스위칭주파수를 제어함으로써 정출력 제어가 가능한 효과가 있다.
아울러 입력전원전압이 15% 상승할 경우 소비전력은 25%정도 상승하게 되며 이로인해 스위칭소자에 스트레스 및 발열이 발생되어 소자가 파손될 우려가 있으나 본 발명은 입력전원전압의 변동에 따라 스위칭 주파수의 변화로 스위칭소자의 스트레스 및 발열을 방지할 수 있으므로 소자의 파손을 방지할 수 있음과 더불어 장치의 신뢰성을 향상시킬수 있는 효과가 있다.

Claims (3)

  1. 설정된 인버터출력 레벨에 따른 제어신호를 출력하는 마이크로 프로세서와, 평활부에서 얻어진 직류전압을 분배하는 분압저항(R3)(R4)으로 이루어진 제 1 전압분배부(9a)와, 상기 제 1 전압분배부(9a)의 출력전압을 반파다이오드(9b) 및 평활콘덴서(9c)를 통해 입력받아 분압하는 분압저항(R5~R7)으로 이루어진 제 2 전압분배부(9d)와, 상기 평활콘덴서(9c)를 통한 전압을 상기 마이크로 프로세서에서 출력된 제어신호에 따라 제어하는 가변저항(9g)과, 상기 가변저항(9g)에서 얻어진 전압에 따라 용량값이 변화되는 발진콘덴서(9h) 및 가변용량다이오드(9i)와, 상기 발진콘덴서(9h) 및 가변용량다이오드(9i)에서 얻어진 전압값과 상기 제 2 전압분배부(9d)내의 저항(R5)(R6)으로 분배된 전압값을 비교하여 그 결과값을 출력하는 제 1 비교기(9e)와, 상기 발진콘덴서(9h) 및 가변용량다이오드(9i) 에서 얻어진 전압값과 상기 제 2 전압분배부(9d)내의 저항(R5~R7)으로 분배된 전압값을 비교하여 그 결과값을 출력하는 제 2 비교기(9f)와, 상기 제 1, 제 2 비교기(9e)(9f)의 출력을 세트단자(S) 및 리세트단자(R)로 각각 입력받고 그 입력값에 따라 세트출력(Q) 및 리세트출력()을 발생시켜 스위칭구동수단에 스위칭소자 구동신호로써 출력하는 RS 플립플롭(9)으로 구성되어 상기 마이크로 프로세서에서 출력된 제어신호 및 정류부, 평류부를 순차통해 정류 및 평활된 직류전압에 따라 입력전원 변동에 따른 스위칭 주파수를 발생하여 인버터의 출력이 일정토록 하는 스위칭 주파수 발생수단과, 상기 스위칭 주파수 발생수단에서 얻어진 스위칭 주파수에 따라 인버터부의 스위칭 소자를 온, 오프 구동시키는 스위칭구동수단을 포함하여 된것을 특징으로 한 인버터 장치의 정출력 제어회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 주파수 발생수단은 상기 평활부에서 얻어진 직류전압을 분배하는 분압저항(R3)(R4)으로 이루어진 제 1 전압분배부(9a)와, 상기 제 1 전압분배부(9a)의 출력전압을 반파다이오드(9b) 및 평활콘덴서(9c)를 통해 입력받아 분압하는 분압저항(R8)(R9)으로 이루어진 제 3 전압분배부(9k)와, 상기 제 3 전압분배부(9k)의 출력 전압값에 따라 용량값이 변화되는 발진콘데서(9h) 및 가변용량다이오드(9i)와, 상기 제 1 전압분배부(9a)의 출력전압을 반파다이오드(9b) 및 평활콘덴서(9c)를 통해 입력받아 분압하는 분압저항(R5∼R7)으로 이루어진 제 3 전압분배부(9k)와, 상기 제 3 전압분배부(9k)의 출력 전압값에 따라 용량값이 변화되는 발진콘덴서(9h) 및 가변용량다이오드(9i)와, 상기 제 1 전압분배부(9a)의 출력전압을 반파다이오드(9b) 및 평활콘덴서(9c)를 통해 입력받아 분압하는 분압저항(R5~R7)으로 이루어진 제 2 전압분배부(9d)와, 상기 제 2 전압분배부(9d)내의 저항(R5, R6)으로 분배된 전압값과 상기 발진콘덴서(9h) 및 가변용량다이오드(9i)의 출력 전압값을 비교하고 그 결과값을 출력하는 제 1 비교기(9e)와, 상기 제2 전압분배부(9d)내의 저항(R5~R7)으로 분배된 전압값과 상기 발진콘덴서(9h) 및 가변용량다이오드(9i)의 출력 전압값을 비교하고 그 결과값을 출력하는 제 2 비교기(9f)와, 상기 제 1, 제 2 비교기(9e)(9f)의 출력값을 각각 리세트단자(R) 및 세트단자(S)로 입력받고 그 입력값에 따라 리세트출력()을 발생시키는 RS플립플롭(9j)과, 상기 RS플립플롭(9j)의 출력값에 따라 상기 가변용량다이오드(9i) 및 발진콘덴서(9h)의 입력전압을 제어하는 스위칭소자(9L)와, 상기 RS플립플롭(9j)의 출력값을 인버트게이트(9m)를 통해 클럭신호로 입력받아 피이드백되는 데이터와 동기시켜 반전 및 비반전출력 신호를 발생하는 D플립플롭(9n)과, 상기 D플립플롭(9n)의 비반전출력 및 반전출력을 상기 클럭신호와 각각 노아링하여 상기 스위칭 구동수단에 스위칭소자 구동신호로써 출력하는 제 1, 제 2 노아게이트(9P)(9q)로 구성함을 특징으로 한 인버터 장치의 정출력 제어회로.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 주파수 발생수단은 상기 평활부에서 얻어진 직류전압을 분배하는 QNS압저항(R3)(R4)으로 이루어진 제 1전압분배부(9a)와, 상기 제 1 전압분배부(9a)의 출력전압을 반파다이오드(9b) 및 평활콘덴서(9c)를 통해 입력받아 분압하는 분압저항(R10,R11)으로 이루어진 제 4 전압분배부(9r)와, 다이오드(D3) 및 가변저항(VA)을 통해 피이드백되는 전압에 의해 용량값이 변화되는 가변용량다이오드(9i) 및 발진콘덴서(9h)와, 상기 가변용량다이오드(9i) 및 발진콘덴서(9h)의 출력전압값과 상기 제 4 전압분배부(9r)의 출력전압값을 비교하고 그 결과값을 출력하는 제 3 비교기(9S)와, 상기 제 3 비교기(9S)의 출력신호를 클럭신호로 입력받아 피이드백되는 데이타와 동기시켜 반전() 및 비반전출력(Q)신호를 발생하는 D플립플롭(9n)과, 상기 D플립플롭(9n)의 비반전출력(Q) 및 반전출력()을 상기 클럭신호와 각각 노아링하여 상기 스위칭 구동수단에 스위칭소자 구동신호로써 출력하는 제 1, 제 2 노아게이트(9P)(9q)로 구성함을 특징으로 한 인버터 장치의 정출력 제어회로.
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