JPWO2018198788A1 - 信号処理装置、信号処理方法、およびプログラム - Google Patents

信号処理装置、信号処理方法、およびプログラム Download PDF

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Abstract

本技術は、DSD信号とPCM信号をスムーズに切り替えて再生することができるようにする信号処理装置、信号処理方法、およびプログラムに関する。通信部は、PCM信号とDSD信号を取得する。PCMアップサンプリング部は、PCM信号をDSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングする。LPFは、DSD信号の高域成分を除去する。相関分析部は、高域成分を除去したDSD信号と、アップサンプリング後のPCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出する。クロスフェード部は、検出されたディレイ量を用いて、DSD信号とアップサンプリング後のPCM信号のタイミングを調整し、DSD信号とアップサンプリング後のPCM信号をクロスフェードする。本技術は、例えば、オーディオデータを取得して再生するシステム等に適用できる。

Description

本技術は、信号処理装置、信号処理方法、およびプログラムに関し、特に、DSD信号とPCM信号をスムーズに切り替えて再生することができるようにした信号処理装置、信号処理方法、およびプログラムに関する。
近年、音楽用CD（CD-DA）を超える音質のオーディオデータであるハイレゾリューション音源による音楽配信が行われるようになってきている。
1bit信号でデルタシグマ変調されたデジタル信号（以下、DSD(Direct Stream Digital)信号ともいう。）を用いた音楽配信では、スーパーオーディオCD(SACD)で用いられているCDのサンプリング周波数44.1kHzの64倍のDSD信号（64DSD信号）だけでなく、128倍のDSD信号（128DSD信号）や、256倍のDSD信号（256DSD信号）の配信も実験的に行われている。
DSD信号は、サンプリング周波数がPCM(Pulse Code Modulation)信号よりも高いため、ストリーミング配信を行う場合の通信容量はPCM信号と比較して大きくなる。例えば、ステレオ（２チャンネル）の信号で１フレームを３秒としたときの64DSD信号のデータ容量は、2.8Mbit／フレーム程度になる。
そこで、本出願人は、特許文献１において、DSD信号を可逆圧縮して送信する圧縮方式を先に提案している。
一方で、通信路の状況に応じた対処方法としては、例えば、MPEG-DASH（Moving Picture Experts Group - Dynamic Adaptive Streaming over HTTP）のように、同一コンテンツを異なるビットレートで表現した複数の符号化データをコンテンツサーバに格納しておき、クライアント装置が、ネットワークの通信容量に応じて複数の符号化データのなかから、所望の符号化データをストリーミング受信する技術がある。
本出願人は、特許文献２において、DSD信号を用いた音楽配信において、MPEG-DASHのようなストリーミング方式を用いて、同一コンテンツで異なるビットレートの信号、例えば、64DSD信号、128DSD信号、256DSD信号のなかから、通信回線容量に合わせて、より良い品質のDSD信号を動的に選択視聴する方法を提案している。
国際公開第２０１６／１４００７１号 国際公開第２０１６／１９９５９６号
しかしながら、DSD信号は、特許文献１の圧縮方式などを用いて圧縮しても、PCM信号と比べると、ビットレートが大きくなる。
例えば、スーパーオーディオCD(SACD)で用いられているCDのサンプリング周波数44.1kHzの64倍のサンプリング周波数（2.8MHz）のDSDデータを、所定の圧縮方式を用いて50%の圧縮ができたとしても、ステレオ（２チャンネル）の信号で、ビットレートは2.8Mbpsとなる。
これに対して、CD音質のPCM信号をそのまま伝送する場合は、44.1kHzのサンプリング周波数で量子化ビット16bitのオーディオデータが2ch分あるとすると、ビットレートは1.4Mbpsとなり、上記50%の圧縮率のDSDデータのビットレートの半分程度になる。さらに、PCM信号にAAC等の圧縮符号化を用いると、320kbps程度の遙かに小さいビットレートで通信することができる。
したがって、DSD信号では通信回線容量が厳しくなる場合を想定して、PCM信号も選択できることが望ましい。
本技術は、このような状況に鑑みてなされたものであり、DSD信号とPCM信号をスムーズに切り替えて再生することができるようにするものである。
本技術の一側面の信号処理装置は、PCM信号とDSD信号を取得する取得部と、前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングするPCMアップサンプリング部と、前記DSD信号の高域成分を除去するDSDフィルタと、高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出するディレイ量検出部と、検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードするクロスフェード部とを備える。
本技術の一側面の信号処理方法は、信号処理装置が、PCM信号とDSD信号を取得し、前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングし、前記DSD信号の高域成分を除去し、高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析して、ディレイ量を検出し、検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードするステップを含む。
本技術の一側面のプログラムは、コンピュータを、PCM信号とDSD信号を取得する取得部と、前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングするPCMアップサンプリング部と、前記DSD信号の高域成分を除去するDSDフィルタと、高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出するディレイ量検出部と、検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードするクロスフェード部として機能させるためのものである。
本技術の一側面においては、PCM信号とDSD信号が取得され、前記PCM信号が前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングされ、前記DSD信号の高域成分が除去され、高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関が分析されて、ディレイ量が検出される。検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングが調整され、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号がクロスフェードされる。
なお、プログラムは、伝送媒体を介して伝送することにより、又は、記録媒体に記録して、提供することができる。
なお、本技術の一側面の信号処理装置は、コンピュータにプログラムを実行させることにより実現することができる。
また、本技術の一側面の信号処理装置を実現するために、コンピュータに実行させるプログラムは、伝送媒体を介して伝送することにより、又は、記録媒体に記録して、提供することができる。
信号処理装置は、独立した装置であっても良いし、１つの装置を構成している内部ブロックであっても良い。
本技術の一側面によれば、DSD信号とPCM信号をスムーズに切り替えて再生することができる。
なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
本技術を適用した再生システムの一実施の形態の構成例を示すブロック図である。 図１の再生装置の詳細構成例を示すブロック図である。 DSDアップサンプリング処理を説明する図である。 相関分析部によるディレイ量N3の検出を説明する図である。 信号一致検出部による信号一致検出処理を説明する図である。 信号一致検出部による信号一致検出処理を説明する図である。 信号一致検出部による信号一致検出処理を説明する図である。 信号一致検出部による信号一致検出処理を説明する図である。 信号一致検出部による信号一致検出処理を説明する図である。 信号一致検出部による信号一致検出処理を説明する図である。 信号一致検出部による信号一致検出処理を説明する図である。 DSDデータ再生処理について説明するフローチャートである。 AACデータ再生処理について説明するフローチャートである。 再生切替え処理について説明するフローチャートである。 DSDデータの最高ビットレートが5.6Mbpsである場合の再生装置の詳細構成例を示すブロック図である。 DSDデータの最高ビットレートが2.8Mbpsである場合の再生装置の詳細構成例を示すブロック図である。 複数のPCMデータを切替える場合の再生装置の詳細構成例を示すブロック図である。 本技術を適用したコンピュータの一実施の形態の構成例を示すブロック図である。
以下、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態という）について説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．再生システムの構成例
２．再生装置の詳細構成例
３．信号一致検出部の処理例
４．DSDデータ再生処理
５．AACデータ再生処理
６．再生切替え処理
７．最高ビットレートが5.6Mbpsである場合の再生装置の詳細構成例
８．最高ビットレートが2.8Mbpsである場合の再生装置の詳細構成例
９．ビットレートが異なる複数のPCMデータを切替える場合の再生装置の詳細構成例
１０．コンピュータへの適用例
＜１．再生システムの構成例＞
図１は、本技術を適用した再生システムの一実施の形態の構成例を示すブロック図である。
図１の再生システム１は、再生装置１１とサーバ装置１２を少なくとも含み、再生装置１１がサーバ装置１２に格納されているオーディオデータを取得して再生するシステムである。
サーバ装置１２には、マイクロホン２１で収音した１つの音源（コンテンツ）を、異なるサンプリング周波数でAD変換した複数のオーディオデータが格納されている。
具体的には、マイクロホン２１によって収音された所定の音源（例えば、コンテンツA）のオーディオ信号が、増幅器（AMP）２２によって増幅され、複数のデルタシグマ（ΔΣ）変調器２３と、１つのPCM変換器２４に供給される。本実施の形態では、デルタシグマ変調器２３の個数は、３個となっているが、３個に限定されるものではない。
デルタシグマ変調器２３は、デルタシグマ変調により、入力されたアナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換（AD変換）する。
複数のデルタシグマ変調器２３それぞれは、デルタシグマ変調する場合のサンプリング周波数が異なる。
例えば、デルタシグマ変調器２３Aは、入力されたアナログのオーディオ信号を、CD(Compact Disc)のサンプリング周波数44.1kHzの256倍のサンプリング周波数でデルタシグマ変調し、その結果得られるDSD信号をサーバ装置１２に記憶させる。このサンプリング周波数44.1kHzの256倍のサンプリング周波数でデルタシグマ変調して得られたDSD信号は、11.2Mbpsのビットレートとなるので、以下では、11.2M DSDデータとも称する。
デルタシグマ変調器２３Bは、入力されたアナログのオーディオ信号を、CDのサンプリング周波数44.1kHzの128倍のサンプリング周波数でデルタシグマ変調し、その結果得られるDSD信号をサーバ装置１２に記憶させる。このサンプリング周波数44.1kHzの128倍のサンプリング周波数でデルタシグマ変調して得られたDSD信号は、5.6Mbpsのビットレートとなるので、以下では、5.6M DSDデータとも称する。
デルタシグマ変調器２３Cは、入力されたアナログのオーディオ信号を、CDのサンプリング周波数44.1kHzの64倍のサンプリング周波数でデルタシグマ変調し、その結果得られるDSD信号をサーバ装置１２に記憶させる。このサンプリング周波数44.1kHzの64倍のサンプリング周波数でデルタシグマ変調して得られたDSD信号は、2.8Mbpsのビットレートとなるので、以下では、2.8M DSDデータとも称する。
PCM変換器２４は、入力されたアナログのオーディオ信号を、CDのサンプリング周波数44.1kHz、量子化ビット16bitのPCM(Pulse Code Modulation)信号に変換（AD変換）し、AAC符号化部２５に供給する。
AAC符号化部２５は、PCM変換器２４から供給されたPCM信号を、AAC(Advanced Audio Coding)の符号化方式で圧縮符号化し、その結果得られるAAC信号（AACデータともいう。）を、サーバ装置１２に記憶させる。
デルタシグマ変調器２３A乃至２３CとPCM変換器２４は、AD変換する際、１つのクロック信号CLK1を基準に、それぞれが同期してAD変換を行う。例えば、デルタシグマ変調器２３A乃至２３C及びPCM変換器２４のうちの１つである、デルタシグマ変調器２３Cが、自ら生成したクロック信号CLK1をデルタシグマ変調器２３A及び２３B並びにPCM変換器２４へ供給し、デルタシグマ変調器２３A乃至２３C及びPCM変換器２４は、デルタシグマ変調器２３Cが生成したクロック信号CLK1に基づいてAD変換を行う。
デルタシグマ変調器２３A乃至２３Cそれぞれのサンプリング周波数は、CDのサンプリング周波数44.1kHzを基本周波数ｆbとすると、基本周波数ｆbの２のべき乗で計算される周波数となっている。なお、デルタシグマ変調器２３A乃至２３Cそれぞれのサンプリング周波数は、互いに、２のべき乗の関係、即ち、２のべき乗倍または２のべき乗分の１の関係にある周波数となっていればよく、基本周波数ｆbがCDのサンプリング周波数に相当する44.1kHzである必要はない。
サーバ装置１２には、以上のような、１つの音源（コンテンツ）から生成された、サンプリング周波数が異なる複数のオーディオデータが格納されている。
再生装置１１は、サーバ装置１２へアクセスする際のネットワーク２６の通信容量に合わせて、同一コンテンツのビットレートが異なる複数種類のオーディオデータ、即ち、11.2M DSDデータ、5.6M DSDデータ、2.8M DSDデータ、及び、AACデータのなかから、いずれか１つを選択して取得し、再生する。
再生装置１１は、１つのコンテンツの途中においても、ビットレートが異なる同一コンテンツのオーディオデータを、必要に応じて切り替えるが、再生装置１１は、切り替えの際、ノイズを発生させずに、シームレスにビットレートが異なるオーディオデータを切り替える構成とされている。
同一コンテンツを異なるビットレートで表現した複数の符号化データをコンテンツサーバに格納しておき、クライアント装置が、格納された複数の符号化データのなかから、ネットワークの通信容量に応じて、所望の符号化データをストリーミング受信する方式の規格として、MPEG-DASH（Moving Picture Experts Group - Dynamic Adaptive Streaming over HTTP）がある。
サーバ装置１２は、このMPEG-DASHの規格に準拠した形式により、１つのコンテンツに対してサンプリング周波数の異なる複数のオーディオデータを格納している。
MPEG-DASHは、MPD(Media Presentation Description)と呼ばれるメタファイルと、そこに記述されるチャンク化されたオーディオ、ビデオ、又は字幕等のメディアデータのアドレス(URL：Uniform Resource Locator)に従い、ストリーミングデータを取得して再生するものである。
本実施の形態では、チャンク化されたオーディオデータとして、例えば、１フレーム３秒の音源をファイル（セグメントファイル）単位とするオーディオデータが、サーバ装置１２に格納されている。
なお、本実施の形態では、１つの音源（コンテンツ）に対して、11.2M DSDデータ、5.6M DSDデータ、2.8M DSDデータ、及び、AACデータの４種類のオーディオデータが、サーバ装置１２に格納されているものとして説明するが、１つの音源（コンテンツ）に対して作成するオーディオデータの種類は、４種類に限られない。
また、サーバ装置１２には、コンテンツA、コンテンツB、コンテンツC、・・・・など、複数のコンテンツそれぞれに対して、サンプリング周波数の異なる複数のDSDデータとAACデータが格納されている。
再生装置１１は、サーバ装置１２から送信されてきたデジタルのオーディオデータを受信し、アナログ信号に変換して、アナログLPF２７に出力する。
アナログLPF（low pass filter）２７は、高周波成分を除去するフィルタ処理を施し、フィルタ処理後の信号をパワーアンプ２８に出力する。
パワーアンプ２８は、アナログLPF２７から出力されるアナログのオーディオ信号を増幅して、スピーカ２９に出力する。スピーカ２９は、パワーアンプ２８から供給されるオーディオ信号を音として出力する。
アナログLPF２７、パワーアンプ２８、及び、スピーカ２９のアナログ出力部は、再生装置１１の一部として組み込まれてもよい。
＜２．再生装置の詳細構成例＞
図２は、図１の再生装置１１の詳細構成例を示すブロック図である。
再生装置１１は、制御部５０、通信部５１、DSDアップサンプリング部５２、復号部５３、PCMアップサンプリング部５４、及び、ディレイ量検出部５５を備える。
また、再生装置１１は、遅延部５６及び５７、クロスフェード部５８、デルタシグマ（ΔΣ）変調部５９、遅延部６０、信号一致検出部６１、切替え部６２、クロック供給部６３、及び、デルタシグマ復調器６４を備える。
制御部５０は、再生装置１１全体の動作を制御する。例えば、制御部５０は、不図示の操作部において、サーバ装置１２に格納されている所定コンテンツの再生がユーザによって指示されたとき、再生指示されたコンテンツに対応するビットレートの異なる複数種類のオーディオデータ（DSDデータ及びAACデータ）のなかから、ネットワーク２６の通信容量に合わせて、いずれか１つのオーディオデータを選択し、通信部５１を介して、サーバ装置１２に要求する。制御部５０は、複数のビットレートの異なる複数種類のオーディオデータを切替える場合、フェードインするオーディオデータと、フェードアウトするオーディオデータを特定する情報を、遅延部５６及び５７並びにクロスフェード部５８に供給する。なお、図２では、制御部５０から各部への制御信号の図示が省略されている。
制御部５０は、コンテンツのストリーミングデータとして、オーディオデータをMPEG-DASHに従って取得する場合、MPDファイルを先に取得し、取得したMPDファイルに基づいて、サーバ装置１２の所定アドレスに通信部５１にアクセスさせることにより、通信部５１に所望のオーディオデータを取得させる。
通信部５１は、制御部５０の指示に基づき、再生指示されたコンテンツに対応するビットレートの異なる複数種類のオーディオデータ（DSDデータ及びAACデータ）の１つまたは２つを、サーバ装置１２に要求する。ビットレートの異なる第１のオーディオデータから第２のオーディオデータに切替える場合、通信部５１は、第１及び第２のオーディオデータの２つのオーディオデータを同時に取得し、切替える必要がない場合には、１つのオーディオデータを取得する。
通信部５１は、サーバ装置１２から送信されてきたデジタルのオーディオデータを取得し、取得したオーディオデータを、DSDアップサンプリング部５２または復号部５３に供給する。
より具体的には、通信部５１は、オーディオデータとして、11.2M DSDデータ、5.6M DSDデータ、または、2.8M DSDデータを取得した場合には、取得したDSDデータを、DSDアップサンプリング部５２に供給する。一方、通信部５１は、オーディオデータとして、AACデータを取得した場合には、取得したAACデータを、復号部５３に供給する。
DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給される所定のビットレートのDSDデータを、再生装置１１が再生可能な最高ビットレートのDSDデータにアップサンプリングし、アップサンプリング処理後のDSDデータを、ディレイ量検出部５５及び遅延部５６に供給する。
本実施の形態では、サーバ装置１２から取得できるDSDデータは、11.2M DSDデータ、5.6M DSDデータ、及び、2.8M DSDデータのいずれかであり、再生装置１１が再生可能なDSDデータの最高ビットレートは、11.2Mbpsである。したがって、DSDアップサンプリング部５２は、取得したDSDデータを、11.2M DSDデータにアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５６に出力する。
＜DSDアップサンプリング処理＞
図３を参照して、DSDアップサンプリング部５２が行うDSDアップサンプリング処理を説明する。
例えば、サーバ装置１２に格納されている所定期間の11.2M DSDデータが、図３に示されるように「0010101001101010」の16ビットで表される場合、5.6M DSDデータは、例えば「01101010」のような8ビットデータで表され、2.8M DSDデータは、例えば「0110」のような4ビットデータで表される。なお、図３に示した11.2M DSDデータ、5.6M DSDデータ、及び、2.8M DSDデータは、ビット数の違いを説明するものであり、同一のオーディオ信号をデジタル化したデータではない。
DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給されたDSDデータが、再生装置１１が再生可能な最高ビットレート以外のDSDデータである場合に、通信部５１から供給されたDSDデータを、最高ビットレートのDSDデータのデータ長となるように変換する。
具体的には、通信部５１から供給されたDSDデータが5.6M DSDデータである場合、そのデータ長は、最高ビットレートのDSDデータ（11.2M DSDデータ）の１／２であるから、DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給された5.6M DSDデータの各ビット値を２回ずつ出力する。
また、通信部５１から供給されたDSDデータが2.8M DSDデータである場合、そのデータ長は、最高ビットレートのDSDデータ（11.2M DSDデータ）の１／４であるから、DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給された2.8M DSDデータの各ビット値を４回ずつ出力する。
以上のように、DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給されたDSDデータを、最高ビットレートのDSDデータとの比率で前置補間して、遅延部５６に出力する。通信部５１から供給されたDSDデータが最高ビットレートのDSDデータである場合には、DSDアップサンプリング部５２は、供給されたDSDデータをそのまま出力する。
図２に戻り、復号部５３は、通信部５１から供給されるAACデータを、符号化方式に対応する復号方式で復号し、復号後して得られたPCM信号をPCMアップサンプリング部５４に出力する。
PCMアップサンプリング部５４は、復号部５３から供給されるPCM信号を、DSDアップサンプリング部５２が出力するDSDデータのサンプリング周波数と同じ周波数にアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。
本実施の形態では、AACデータとして格納されるPCM信号のサンプリング周波数は、サンプリング周波数44.1kHzである。したがって、PCMアップサンプリング部５４は、サンプリング周波数44.1kHzのPCM信号を、サンプリング周波数11.2MHzのPCM信号にアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。以下では、サンプリング周波数11.2MHzのPCM信号を、11.2M PCMデータとも称する。
ディレイ量検出部５５は、DSDアップサンプリング部５２から供給される11.2M DSDデータと、PCMアップサンプリング部５４から供給される11.2M PCMデータの相関を分析し、信号間のディレイ量Dを検出して、遅延部５６及び５７に出力する。
ディレイ量検出部５５は、LPF７１及び７２、DSDバッファ７３、PCMバッファ７４、相関分析部７５、並びに、ディレイ制御部７６を備える。
LPF７１は、DSDアップサンプリング部５２から供給される11.2M DSDデータの高域成分を除去し、高域除去後の11.2M DSDデータを、DSDバッファ７３に出力する。LPF７１のタップ数は、N1であるとする。高域除去後の11.2M DSDデータを、LF_DSDデータと称する。
LPF７２は、PCMアップサンプリング部５４から供給される11.2M PCMデータの高域成分を除去し、高域除去後の11.2M PCMデータを、PCMバッファ７４に出力する。LPF７２のタップ数は、N2であるとする。高域除去後の11.2M PCMデータを、LF_PCMデータと称する。
11.2M DSDデータと11.2M PCMデータは、高域の信号が違うので、単純に位相比較はできない。そのため、LPF７１及び７２を用いて、所定の周波数以下の信号に絞って、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータの位相が比較される。例えば、LPF７１及び７２は、PCM信号のサンプリング周波数44.1kHzの1/2以下の周波数帯域の信号に絞るフィルタ処理を行う。
DSDバッファ７３は、LPF７１から供給されるLF_DSDデータを、所定時間の長さだけバッファリングし、所要のデータを相関分析部７５に出力する。PCMバッファ７４は、LPF７２から供給されるLF_PCMデータを、所定時間の長さだけバッファリングし、所要のデータを相関分析部７５に出力する。DSDバッファ７３とPCMバッファ７４のバッファリング期間は、任意の時間に設定することができるが、例えば、プロセスディレイ、AACデコードディレイ等を考慮して、１秒程度に設定される。
相関分析部７５は、DSDバッファ７３に格納されているLF_DSDデータと、PCMバッファ７４に格納されているLF_PCMデータの相関を分析し、LF_PCMデータとLF_PCMデータのディレイ量N3を検出する。
DSDバッファ７３に格納されているLF_DSDデータをx1、PCMバッファ７４に格納されているLF_PCMデータをx2とすると、相関分析部７５は、以下の式（１）を計算する処理を実行し、ディレイ量N3を検出する。
Figure 2018198788
式（１）は、LF_DSDデータx1とLF_PCMデータx2の相関関数φ1,2（τ）どうしの積が、最大となるようなずれ量τを検出する式である。
＜ディレイ量N3の検出＞
図４を参照して、相関分析部７５によるディレイ量N3の検出について説明する。
LF_DSDデータx1とLF_PCMデータx2を比較する際の比較長が所定の長さに予め決定される。例えば、比較長は、AACのフレーム長と同じ20msecとされる。
図４において、各バッファに格納されるLF_DSDデータx1とLF_PCMデータx2のサンプル数はNであり、比較長のサンプル数はｍである。
初めに、相関分析部７５は、LF_DSDデータx1の先頭サンプル(1)から比較長（サンプル数ｍ）分のLF_DSDデータを抽出し、その抽出したLF_DSDデータ(1)と、LF_PCMデータ(1)乃至LF_PCMデータ（N-m+1）それぞれとの積和（Σx1(k)x2(k+τ)）を計算する。ここで、LF_PCMデータ(1)乃至LF_PCMデータ（N-m+1）は、LF_PCMデータx2から、先頭のサンプルをサンプル(1)からサンプル（N-m+1）まで１サンプルずつずらしながら、比較長だけ抽出したデータである。
次に、相関分析部７５は、抽出する先頭のサンプルを１サンプルずらしたLF_DSDデータx1の２番目のサンプル(2)から比較長（サンプル数ｍ）のLF_DSDデータを抽出し、その抽出したLF_DSDデータ(2)と、LF_PCMデータ(1)乃至LF_PCMデータ（N-m+1）それぞれとの積和（Σx1(k)x2(k+τ)）を計算する。
同様に、抽出したLF_DSDデータの先頭のサンプルが（N-m+1）番目のサンプル（N-m+1）となるまでLF_DSDデータx1を１サンプルずつずらしながら、抽出した比較長のLF_DSDデータとLF_PCMデータ(1)乃至LF_PCMデータ（N-m+1）それぞれとの積和（Σx1(k)x2(k+τ)）が計算される。
以上の計算のなかで、積和（Σx1(k)x2(k+τ)）が最大となるずれ量τが、補正すべきディレイ量N3となる。
図２に戻り、相関分析部７５は、検出したディレイ量N3を、ディレイ制御部７６に供給する。
ディレイ制御部７６は、相関分析部７５から供給されるディレイ量N3に、LPF７１とLPF７２のフィルタ処理の時間差分（N1／２−N2／２）を加えた下記の式（２）を計算して、信号間のディレイ量Dを検出し、遅延部５６及び５７に出力する。
Figure 2018198788
遅延部５６及び５７は、クロスフェード部５８で11.2M DSDデータと11.2M PCMデータのクロスフェード処理を行うために、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータのタイミングを調整する。
具体的には、遅延部５６及び５７は、それぞれ、供給される11.2M DSDデータ及び11.2M PCMデータに対して共通に所定量だけ遅延させる。また、遅延部５６及び５７のうち、フェードインする側のオーディオデータが入力される一方は、ディレイ制御部７６から供給されるディレイ量Dの調整も行う。ディレイ量Dの調整を行う指示は、制御部５０から供給される。
遅延部５６は、第１の遅延量だけ遅延させた11.2M DSDデータを、順次、クロスフェード部５８及び遅延部６０に出力する。遅延部５７は、第２の遅延量だけ遅延させた11.2M PCMデータを、順次、クロスフェード部５８に出力する。
クロスフェード部５８は、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータのクロスフェード処理を行う。第１のオーディオデータから第２のオーディオデータに切替える場合、クロスフェード部５８は、第１のオーディオデータの信号レベルを時間とともに徐々に低下させるフェードアウト処理を施し、第２のオーディオデータの信号レベルをゼロレベルから時間とともに徐々に上昇させるフェードイン処理を施し、フェードアウト処理後の第１のオーディオデータと、フェードイン処理後の第２のオーディオデータを混合する。混合した結果得られるクロスフェード信号は、デルタシグマ変調部５９に出力される。遅延部５６または遅延部５７のいずれか一方からのみオーディオデータが入力される場合には、クロスフェード部５８は、そのオーディオデータを、そのままデルタシグマ変調部５９に出力する。
デルタシグマ変調部５９は、クロスフェード部５８の出力であるオーディオデータ（クロスフェード信号）を、デルタシグマ変調して、11.2M DSDデータを生成し、信号一致検出部６１及び切替え部６２に出力する。
遅延部６０は、クロスフェード部５８のクロスフェード処理と、デルタシグマ変調部５９のデルタシグマ変調処理の処理時間に応じた時間だけ、遅延部５６から供給される11.2M DSDデータを遅延させ、遅延後の11.2M DSDデータを、信号一致検出部６１及び切替え部６２に出力する。
信号一致検出部６１は、クロスフェード部５８へ入力したものと同じDSDデータで、遅延部６０の出力である11.2M DSDデータと、デルタシグマ変調部５９により変調されたクロスフェード信号である11.2M DSDデータの一致を検出する。11.2M DSDデータの一致が検出された場合、信号一致検出部６１は、データが一致したことを示す一致検出信号を切替え部６２に出力する。
切替え部６２は、信号一致検出部６１からの制御にしたがい、後段のデルタシグマ復調器６４へ入力する信号を切り替える。切替え部６２は、遅延部６０の出力である11.2M DSDデータか、または、デルタシグマ変調部５９の出力である11.2M DSDデータのいずれか一方を選択し、選択した11.2M DSDデータを、後段のデルタシグマ復調器６４に出力する。
クロスフェード部５８がクロスフェード処理を実行している期間、及び、再生装置１１がAACデータを取得して再生している期間は、切替え部６２は、デルタシグマ変調部５９の出力である11.2M DSDデータを選択して、デルタシグマ復調器６４に出力する。
一方、再生装置１１が、11.2M DSDデータ、5.6M DSDデータ、または、2.8M DSDデータのいずれかを取得して再生している期間は、取得しているオーディオデータがDSDデータであるのでデルタシグマ変調する必要がなく、切替え部６２は、遅延部６０の出力である11.2M DSDデータを選択して、デルタシグマ復調器６４に出力する。
切替え部６２は、信号一致検出部６１から一致検出信号が供給された場合、後段のデルタシグマ復調器６４に出力するオーディオデータの取得先を、デルタシグマ変調部５９側から、遅延部６０側へ切り替える。
一方、切替え部６２は、デルタシグマ変調部５９側を選択する指示が制御部５０から供給された場合、デルタシグマ復調器６４に出力するオーディオデータの取得先を、遅延部６０側から、デルタシグマ変調部５９側へ切り替える。制御部５０は、AACデータを取得して再生する場合（クロスフェード期間中も含む）、切替え部６２へ、デルタシグマ変調部５９側を選択する指示を供給する。
クロック供給部６３は、再生装置１１が再生可能な最高ビットレートのDSDデータに対応したクロック信号CLK2をデルタシグマ復調器６４に供給する。本実施の形態では、再生装置１１が再生可能な最高ビットレートは、11.2Mbpsであるので、クロック供給部６３は、約11.2MHzのクロック信号CLK2を生成し、デルタシグマ復調器６４に供給する。
デルタシグマ復調器６４は、切替え部６２から供給される11.2M DSDデータを、クロック供給部３４から供給されるクロック信号CLK2を用いて復調（デルタシグマ復調）し、復調結果を、後段のアナログLPF２７（図１）に出力する。デルタシグマ復調器６４は、例えば、FIR（finite impulse response）のデジタルフィルタで構成することができる。
再生装置１１は、以上の構成を有する。
＜３．信号一致検出部の処理例＞
図５乃至図１１を参照して、信号一致検出部６１が行う、２つの11.2M DSDデータの一致を検出する処理について説明する。
図５乃至図１１では、信号一致検出部６１が比較を行う２つの11.2M DSDデータのうち、遅延部６０の出力である11.2M DSDデータをオリジナルDSDデータSAと称し、デルタシグマ変調部５９の出力である11.2M DSDデータをPCM変換DSDデータSBと称する。
信号一致検出部６１は、オリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとを、所定のサンプル数の間サンプリングタイミング毎に監視し、例えば４サンプル分の連続データ一致を検出したら、データ一致を検出したことを示す一致検出信号STを切替え部６２に出力する。
また、信号一致検出部６１は、オリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとを、所定のサンプル数の間サンプリングタイミング毎に監視し、例えば４サンプル分の連続データ一致を検出できなかった場合には、次の所定のサンプル数の間、サンプリングタイミング毎に再度監視し、例えば４サンプル分のレベル一致を検出したら、データ一致を検出したことを示す一致検出信号STを切替え部６２に出力する。
図５は、１ビット信号のレベルを説明するための図である。
１ビット信号の振幅はサンプル値１が＋１、サンプル値０が−１であるから、例えば図５に示した表の第１列に示すような４サンプルの１ビット信号に対して、図５に示した表の第３列に示すように信号レベルを計算することができる。
また例えば、４サンプル分のレベル一致を検出するのではなく、例えば４サンプル分のサンプル値０とサンプル値１の出現頻度の一致を検出しても、検出結果は等価である。これは図５に示した表の第２列に示すように、１ビット信号４サンプル中のサンプル値０とサンプル値１の出現頻度である。
本実施形態において、信号一致検出部６１は、まず所定のサンプル数の間に、オリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとの、複数サンプルにわたるデータ一致の検出を行い、連続データ一致を検出したら、データ一致を検出したことを示す一致検出信号STを発生させる。所定のサンプル数の間にオリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとの複数サンプルにわたる一致を検出できなかった場合には、次に信号一致検出部６１は、所定のサンプル数の間にオリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとの複数サンプルにわたるレベル一致の検出を行い、レベル一致を検出したら、レベル一致を検出したことを示す一致検出信号STを発生させる。
信号一致検出部６１の動作について、図面を参照しながら詳細に説明する。
図６乃至図１１は、信号一致検出部６１の動作を説明するための図である。
図６乃至図１１では、簡単のため、所定のサンプル数の間に、例えば４サンプル分の連続データ一致、および４サンプル分の信号レベル一致を、４サンプル前進で監視し検出を行う。コンピュータ上で１ビット信号を記録する際のフォーマットは、８サンプルの１ビット信号をまとめて１バイトデータとして扱うケースが多い。コンピュータのデータアクセスは通常バイト単位であり、信号一致検出部６１は、所定のサンプル数の間に、例えば、４サンプル分の連続データ一致、および４サンプル分の信号レベル一致を、４サンプル前進で監視し検出を行う。信号一致検出部６１は、４サンプル前進で監視し検出を行うことにより、バイト境界を跨ぐことなく、バイトデータのＭＳＢ４ビットとＬＳＢ４ビットを参照することで効率的に処理を行うことができる。
信号一致検出部６１は、図６に示すようなオリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとを、所定のサンプル数の間に４サンプル前進のサンプリングタイミング毎に監視する。信号一致検出部６１は、左から４個目の１ビット信号４サンプル（１０１０）のタイミングで４サンプル分の連続データ一致を検出すると、データ一致を検出したことを示す一致検出信号STを発生し、切替え部６２に供給する。
しかし、信号一致検出部６１は、４サンプル分の連続データ一致を検出できないような信号を比較する場合がある。例えば信号一致検出部６１は、図７に示すようなオリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとを、所定のサンプル数の間に４サンプル前進のサンプリングタイミング毎に監視した結果、４サンプル分の連続データ一致を検出できなかったとする。
この場合、信号一致検出部６１は、図８に示すようなオリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとを、所定のサンプル数の間に４サンプル前進のサンプリングタイミング毎に再度監視する。信号一致検出部６１は、左から３個目の１ビット信号４サンプル（信号レベル−２）のタイミングで信号レベル一致を検出すると、レベル一致を検出したことを示す一致検出信号STを発生し、切替え部６２に供給する。
信号一致検出部６１の信号レベル一致の検出タイミングは、最初に一致を検出した、図８の左から３個目の１ビット信号４サンプルのタイミングでもよく、信号レベル一致が連続する、図８の左から６個目の１ビット信号４サンプルまでのいずれのタイミングでもよい。より効果的に切り換えを行うためには、最も信号レベル一致が連続する１ビット信号４サンプルの中央付近が安全であり、図８の場合には、信号一致検出部６１は、例えば左から４個目の１ビット信号４サンプルのタイミングで信号レベル一致検出とすることが望ましい。なぜならば、信号をアナログに戻した場合に、境界に近くなる程に違うデータになっている可能性があり、信号レベル一致の検出タイミングを中央付近にすれば、切換前後の信号の差が少ないと考えられるからである。
また、信号一致検出部６１は、信号レベル一致の検出タイミングを、同じ信号レベル一致が連続する１ビット信号４サンプルの中から選択してもよい。図９に示した例では、左から４個目から６個目で、信号レベルが０で一致し続けている。この場合に、信号一致検出部６１の信号レベル一致の検出タイミングは、最初に一致を検出した図９の左から４個目の１ビット信号４サンプルのタイミングでもよく、信号レベル一致が連続する図９の左から６個目の１ビット信号４サンプルまでのいずれのタイミングでもよい。より効果的に切り換えを行うためには、最も一致が連続する１ビット信号４サンプルの中央付近が安全であり、図９の場合には、信号一致検出部６１は、例えば左から５個目の１ビット信号４サンプルのタイミングで信号レベル一致検出とすることが望ましい。なぜならば、上記の最も信号レベル一致が連続する１ビット信号の中央付近で切り換える場合と同様に、信号をアナログに戻した場合に、境界に近くなる程に違うデータになっている可能性があり、信号レベル一致の検出タイミングを中央付近にすれば、切換前後の信号の差が少ないと考えられるからである。
あるいはまた、信号一致検出部６１は、オリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとの複数サンプルにわたるレベル一致の検出を行う代わりに、４サンプル分のサンプル値０とサンプル値１の出現頻度の一致を検出してもよい。
例えば、信号一致検出部６１は、図１０に示すようなオリジナルDSDデータSAとPCM変換DSDデータSBとを、所定のサンプル数の間に４サンプル前進のサンプリングタイミング毎に監視する。そして、信号一致検出部６１は、左から３個目の１ビット信号４サンプル（０及び１の出現回数である０／１出現頻度が３／１）のタイミングで信号レベル一致を検出すると、出現頻度が一致したことを示す一致検出信号STを発生し、切替え部６２に供給する。
信号一致検出部６１は、０／１出現頻度一致の検出タイミングを、最初に一致を検出した図１０の左から３個目の１ビット信号４サンプルのタイミングでもよく、０／１出現頻度一致が連続する図１０の左から６個目の１ビット信号４サンプルまでのいずれのタイミングでもよい。より効果的に切り換えを行うためには、最も一致が連続する１ビット信号４サンプルの中央付近が安全であり、図１０の場合には、信号一致検出部６１は、例えば左から４個目の１ビット信号４サンプルのタイミングで０／１出現頻度一致検出とすることが望ましい。
また、信号一致検出部６１は、０／１出現頻度一致の検出タイミングを、同じ０／１出現頻度一致が連続する１ビット信号４サンプルの中から選択してもよい。図１１に示した例では、左から４個目から６個目で、０／１出現頻度が２／２で一致し続けている。この場合に、信号一致検出部６１の０／１出現頻度一致の検出タイミングは、最初に一致を検出した左から４個目の１ビット信号４サンプルのタイミングでもよく、０／１出現頻度一致が連続する左から６個目の１ビット信号４サンプルまでのいずれのタイミングでもよい。より効果的に切り換えを行うためには、最も一致が連続する１ビット信号４サンプルの中央付近が安全であり、図１１の場合には、信号一致検出部６１は、例えば左から５個目の１ビット信号４サンプルのタイミングで０／１出現頻度一致の検出とすることが望ましい。
なお、例えば図８に示したようなパターンと図９に示したようなパターンとが連続しているようなサンプルを検出対象とする場合、信号一致検出部６１はどちらを一致サンプルとして選択しても良く、一番長く一致が連続している箇所を一致サンプルとして選択しても良い。
＜４．DSDデータ再生処理＞
次に、図１２のフローチャートを参照して、再生装置１１がDSDデータを取得して再生するDSDデータ再生処理について説明する。図１２の処理は、例えば、再生装置１１の操作部において、サーバ装置１２に格納されている所定コンテンツの再生がユーザによって指示されたとき実行される。図１２の再生処理では、再生指示されたコンテンツのAACデータとDSDデータとの切替え処理は含まない。
初めに、ステップＳ１において、制御部５０は、再生指示されたコンテンツに対応するビットレートの異なる複数種類のオーディオデータのなかから、取得オーディオデータとして、所定のビットレートのDSDデータを決定し、通信部５１に取得を指示する。本実施の形態では、11.2M DSDデータ、5.6M DSDデータ、または、2.8M DSDデータのいずれかの取得が決定され、制御部５０から通信部５１に指示される。
ステップＳ２において、通信部５１は、制御部５０の制御にしたがい、所定のビットレートのDSDデータを要求するリクエストをサーバ装置１２に送信する。また、通信部５１は、要求に応じてサーバ装置１２から送信されてくるDSDデータを受信（取得）し、DSDアップサンプリング部５２に供給する。
ステップＳ３において、DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給された所定のビットレートのDSDデータを、再生装置１１が再生可能な最高ビットレートのDSDデータにアップサンプリングし、アップサンプリング処理後のDSDデータを、ディレイ量検出部５５及び遅延部５６に供給する。
本実施の形態において再生装置１１が再生可能な最高ビットレートは、11.2Mbpsである。したがって、DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給された所定のビットレートのDSDデータを、11.2MbpsのDSDデータにアップサンプリングする。通信部５１から供給されたDSDデータが11.2M DSDデータである場合、DSDアップサンプリング部５２は、供給されたDSDデータをそのまま出力する。
ステップＳ４において、デルタシグマ復調器６４は、遅延部５６及び６０、切替え部６２を経由して供給された11.2M DSDデータを、クロック供給部６３から供給されたクロック信号CLK2を用いてデルタシグマ復調して出力する。
出力されたアナログのオーディオ信号は、アナログLPF２７に供給され、アナログLPF２７により高域成分が除去された後、パワーアンプ２８によって電力増幅される。そして、電力増幅されたアナログのオーディオ信号に基づいて、スピーカ２９から、再生指示されたコンテンツの音が出力される。
再生装置１１がDSDデータのみを取得して再生する場合には、以上の処理が実行される。
＜５．AACデータ再生処理＞
次に、図１３のフローチャートを参照して、再生装置１１がAACデータを取得して再生するAACデータ再生処理について説明する。図１３の処理は、例えば、再生装置１１の操作部において、サーバ装置１２に格納されている所定コンテンツの再生がユーザによって指示されたとき実行される。図１３の再生処理では、再生指示されたコンテンツのAACデータとDSDデータとの切替え処理は含まない。
初めに、ステップＳ２１において、制御部５０は、再生指示されたコンテンツに対応するビットレートの異なる複数種類のオーディオデータのなかから、取得オーディオデータとして、AACデータを決定し、通信部５１に取得を指示する。
ステップＳ２２において、通信部５１は、制御部５０の制御にしたがい、AACデータを要求するリクエストをサーバ装置１２に送信する。また、通信部５１は、要求に応じてサーバ装置１２から送信されてくるAACデータを受信（取得）し、復号部５３に供給する。
ステップＳ２３において、復号部５３は、通信部５１から供給されたAACデータを、符号化方式に対応する復号方式で復号し、復号して得られたPCM信号をPCMアップサンプリング部５４に出力する。
PCMアップサンプリング部５４は、復号部５３から供給されたPCM信号を、DSDアップサンプリング部５２が出力するDSDデータのサンプリング周波数と同じ周波数にアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。より具体的には、PCMアップサンプリング部５４は、サンプリング周波数11.2MHzのPCM信号にアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。
ステップＳ２４において、デルタシグマ変調部５９は、遅延部５７、クロスフェード部５８を経由して供給されたサンプリング周波数11.2MHzのPCM信号をデルタシグマ変調して、11.2M DSDデータを生成し、信号一致検出部６１及び切替え部６２に出力する。制御部５０は、AACデータのみを取得して再生している場合、デルタシグマ変調部５９の出力を選択する指示を切替え部６２に供給する。切替え部６２は、デルタシグマ変調部５９の出力を選択して、デルタシグマ変調部５９から供給された11.2M DSDデータを、デルタシグマ復調器６４に出力する。
ステップＳ２５において、デルタシグマ復調器６４は、クロスフェード部５８を経由して供給された11.2M DSDデータを、クロック供給部３４から供給されたクロック信号CLK2を用いて復調（デルタシグマ復調）し、復調結果を、後段のアナログLPF２７（図１）に出力する。
出力されたアナログのオーディオ信号は、アナログLPF２７に供給され、アナログLPF２７により高域成分が除去された後、パワーアンプ２８によって電力増幅される。そして、電力増幅されたアナログのオーディオ信号に基づいて、スピーカ２９から、再生指示されたコンテンツの音が出力される。
再生装置１１がAACデータのみを取得して再生する場合には、以上の処理が実行される。
＜６．再生切替え処理＞
次に、図１４のフローチャートを参照して、再生指示されたコンテンツに対応するオーディオデータとして、ネットワーク２６の通信容量に合わせて、AACデータから、所定のビットレートのDSDデータへ再生データを切り替える再生切替え処理について説明する。
図１４の処理は、例えば、制御部５０が、ネットワーク２６の通信容量に合わせて、AACデータから所定のビットレートのDSDデータへ切替えを決定したとき実行される。なお、図１４の例では、制御部５０が、AACデータから2.8M DSDデータへ切替えを決定したとして説明する。
初めに、ステップＳ４１において、制御部５０は、取得オーディオデータとして、それまで取得しているAACデータに加えて、2.8M DSDデータを決定し、通信部５１に取得を指示する。
ステップＳ４２において、通信部５１は、制御部５０の制御にしたがい、AACデータと2.8M DSDデータを要求するリクエストをサーバ装置１２に送信する。また、通信部５１は、要求に応じてサーバ装置１２から送信されてくるAACデータと2.8M DSDデータを受信（取得）する。取得した2.8M DSDデータは、DSDアップサンプリング部５２に供給され、AACデータは、復号部５３に供給される。
ステップＳ４３において、DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給された2.8M DSDデータを、11.2M DSDデータにアップサンプリングし、アップサンプリング処理後の11.2M DSDデータを、ディレイ量検出部５５及び遅延部５６に供給する。
ステップＳ４４において、復号部５３は、通信部５１から供給されたAACデータを、符号化方式に対応する復号方式で復号し、復号して得られたPCM信号をPCMアップサンプリング部５４に出力する。また、ステップＳ４４において、PCMアップサンプリング部５４は、復号部５３から供給されたPCM信号を、サンプリング周波数11.2MHzのPCM信号にアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。
ステップＳ４３とステップＳ４４の処理は並行して実行することができる。また、ステップＳ４３とステップＳ４４の処理の順番は逆でもよい。
ステップＳ４５において、LPF７１及び７２は、供給されたデータの高域成分を除去し、バッファに格納する。より具体的には、LPF７１は、DSDアップサンプリング部５２から供給された11.2M DSDデータの高域成分を除去し、高域除去後の11.2M DSDデータ（LF_DSDデータ）を、DSDバッファ７３に格納する。LPF７２は、PCMアップサンプリング部５４から供給された11.2M PCMデータの高域成分を除去し、高域除去後の11.2M PCMデータ（LF_PCMデータ）を、PCMバッファ７４に格納する。
ステップＳ４６において、相関分析部７５は、DSDバッファ７３に格納されているLF_DSDデータと、PCMバッファ７４に格納されているLF_PCMデータの相関を分析し、LF_PCMデータとLF_PCMデータのディレイ量N3を検出する。検出されたディレイ量N3は、ディレイ制御部７６に供給される。
ステップＳ４７において、ディレイ制御部７６は、LPF７１とLPF７２のフィルタ処理の時間差分（N1／２−N2／２）と、相関分析部７５で検出されたディレイ量N3とから、信号間のディレイ量Dを検出し、遅延部５６及び５７に出力する。
ステップＳ４８において、遅延部５６及び５７は、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータを所定量だけ遅延させる。より具体的には、遅延部５６及び５７は、それぞれ、供給される11.2M DSDデータ及び11.2M PCMデータに対して共通に所定量だけ遅延させる。また、フェードインする側の遅延部５６は、さらに、ディレイ制御部７６から供給されたディレイ量Dの調整も行う。ディレイ量Dの調整を行う指示は、制御部５０から供給される。
ステップＳ４９において、クロスフェード部５８は、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータのクロスフェード処理を行い、処理後のクロスフェード信号を、デルタシグマ変調部５９に出力する。
ステップＳ５０において、デルタシグマ変調部５９は、クロスフェード部５８から入力されたクロスフェード処理後のクロスフェード信号をデルタシグマ変調して、11.2M DSDデータを生成し、信号一致検出部６１及び切替え部６２に出力する。
ステップＳ５１において、信号一致検出部６１は、遅延部６０を介して遅延部５６から供給された11.2M DSDデータであるオリジナルDSDデータと、デルタシグマ変調部５９から供給された11.2M DSDデータであるPCM変換DSDデータの一致を検出する処理を実行し、一致を検出したかを判定する。
ステップＳ５１で、オリジナルDSDデータとPCM変換DSDデータの一致を検出していないと判定された場合、ステップＳ５１の処理が再度繰り返される。
一方、ステップＳ５１で、オリジナルDSDデータとPCM変換DSDデータの一致を検出したと判定された場合、処理はステップＳ５２に進み、信号一致検出部６１は、データが一致したことを示す一致検出信号を切替え部６２に出力する。
ステップＳ５３において、切替え部６２は、後段のデルタシグマ復調器６４に出力するオーディオデータの入力を、デルタシグマ変調部５９の出力から、遅延部６０の出力へ切替える。切替え部６２は、遅延部６０から供給された11.2M DSDデータを、デルタシグマ復調器６４へ出力する。
ステップＳ５４において、デルタシグマ復調器６４は、切替え部６２から供給された11.2M DSDデータを、クロック信号CLK2を用いて復調（デルタシグマ復調）し、復調結果を、装置外のアナログLPF２７に出力する。
以上で、再生切替え処理が終了する。
上述した例は、AACデータから2.8M DSDデータへ切替える例で説明したが、2.8M DSDデータからAACデータへ切替える場合も同様に実行することができる。また、サーバ装置１２から取得するDSDデータが、2.8M DSDデータ以外のDSDデータである場合も同様である。
再生装置１１の再生切替え処理によれば、ネットワーク２６の通信容量に合わせて、データ容量の異なるDSDデータ及びPCMデータ（AACデータ）を適宜切り替えて取得し、コンテンツの音として再生出力することができる。
再生装置１１によれば、サーバ装置１２に格納されている、同一コンテンツのビットレートの異なる複数のDSDデータ及びPCMデータのなかの、最高ビットレートのDSDデータに対応したクロック信号CLK2でデルタシグマ復調を実行するのみで、異なるビットレートのDSDデータ及びPCMデータを適宜切り替えて受信した場合であっても、ノイズを発生させることなく、コンテンツのスムーズな切替え再生（シームレスな再生）が可能となる。
＜変形例＞
上述した実施の形態では、ディレイ量検出部５５において、DSDアップサンプリング部５２から供給される11.2M DSDデータと、PCMアップサンプリング部５４から供給される11.2M PCMデータの両方を、LPF７１及び７２を用いて、最初から所定の周波数以下の信号に絞って、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータの位相が比較された。
しかしながら、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータの位相を比較する際の周波数帯域を、何段階かに分けて、徐々に周波数帯域を絞りながら、位相を比較することも可能である。
DSDデータは、デルタシグマ変調器の特性として、量子化ノイズが高域に押し出された特性をもっている。したがって、最初は、LPF７２による11.2M PCMデータの高域成分除去処理を省略し、LPF７１による11.2M DSDデータの高域成分除去のみを行って、11.2M DSDデータと11.2M PCMデータの位相を比較してもよい。
具体的には、例えば、LPF７１は、DSDアップサンプリング部５２から供給される11.2M DSDデータを、PCM信号のサンプリング周波数44.1kHzの1/2以下の周波数帯域の信号に絞る。相関分析部７５は、高域除去後の11.2M PCMデータと、高域が除去されていない11.2M PCMデータの相関を分析し、ディレイ量N3を検出する。
そして、一定以上の相関が得られなかった場合に、次に、LPF７２も使って、LPF７１とLPF７２が、それぞれのデータを、サンプリング周波数44.1kHzの1/2よりさらに低い周波数帯（例えば、2kHz）以下に絞って、相関分析部７５は、高域除去後の11.2M DSDデータと高域除去後の11.2M PCMデータの位相を比較する。
このように何段階かに分けて、徐々に周波数帯域を絞りながら、位相を比較することで、１フレーム内で、ディレイ量N3を検出しやすくさせることができる。
＜７．最高ビットレートが5.6Mbpsである場合の再生装置の詳細構成例＞
図１５は、再生可能なDSDデータの最高ビットレートが5.6Mbpsである場合の再生装置１１の詳細構成例を示すブロック図である。
図１５乃至図１７において、図３と対応する部分については同一の符号を付してあり、図１５乃至図１７の説明では、図３と異なる部分に着目して説明する。
再生可能なDSDデータの最高ビットレートが5.6Mbpsである場合、図１５の再生装置１１の各部は、取得するオーディオデータを5.6Mbpsに変換して再生処理する。
通信部５１は、オーディオデータとして、5.6M DSDデータ、または、2.8M DSDデータを取得し、DSDアップサンプリング部５２に供給する。一方、通信部５１は、オーディオデータとして、AACデータを取得した場合には、取得したAACデータを、復号部５３に供給する。
DSDアップサンプリング部５２は、通信部５１から供給された所定のビットレートのDSDデータを、5.6MbpsのDSDデータにアップサンプリングし、アップサンプリング処理後の5.6M DSDデータを、ディレイ量検出部５５及び遅延部５６に供給する。
PCMアップサンプリング部５４は、復号部５３から供給されるサンプリング周波数44.1kHz、量子化ビット16bitのPCM信号を、サンプリング周波数5.6MHzにアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。
相関分析部７５は、5.6MbpsのDSDデータと、サンプリング周波数5.6MHzのPCMデータの相関を分析し、ディレイ量N3を検出する。
クロスフェード部５８は、5.6M DSDデータと5.6M PCMデータのクロスフェード処理を行う。
デルタシグマ変調部５９は、クロスフェード部５８から入力されるオーディオデータを、デルタシグマ変調して、5.6M DSDデータを生成し、信号一致検出部６１及び切替え部６２に出力する。
信号一致検出部６１は、遅延部６０の出力である5.6M DSDデータと、デルタシグマ変調部５９の出力である5.6M DSDデータの一致を検出し、データが一致したことを示す一致検出信号を切替え部６２に出力する。
切替え部６２は、信号一致検出部６１からの制御にしたがい、遅延部６０の出力である5.6M DSDデータか、または、デルタシグマ変調部５９の出力である5.6M DSDデータのいずれか一方を選択し、選択した5.6M DSDデータを、後段のデルタシグマ復調器６４に出力する。
デルタシグマ復調器６４は、切替え部６２から供給される5.6M DSDデータを、クロック供給部３４から供給される5.6MHzのクロック信号CLK2を用いてデルタシグマ復調し、復調結果を出力する。
＜８．最高ビットレートが2.8Mbpsである場合の再生装置の詳細構成例＞
図１６は、再生可能なDSDデータが2.8Mbpsのみである場合の再生装置１１の詳細構成例を示すブロック図である。
再生可能なDSDデータの最高ビットレートが2.8Mbpsのみである場合、図１６の再生装置１１の各部は、取得するオーディオデータを2.8Mbpsに変換して再生処理する。
通信部５１は、オーディオデータとして、2.8M DSDデータまたはAACデータを取得し、2.8M DSDデータについてはディレイ量検出部５５及び遅延部５６に供給し、AACデータについては復号部５３に供給する。取得するDSDデータのビットレートは１種類のみであるので、DSDアップサンプリング部５２は省略される。
PCMアップサンプリング部５４は、復号部５３から供給されるサンプリング周波数44.1kHz、量子化ビット16bitのPCM信号を、サンプリング周波数2.8MHzにアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。
相関分析部７５は、2.8MbpsのDSDデータと、サンプリング周波数2.8MHzのPCMデータの相関を分析し、ディレイ量N3を検出する。
クロスフェード部５８は、2.8M DSDデータと2.8M PCMデータのクロスフェード処理を行う。
デルタシグマ変調部５９は、クロスフェード部５８から入力されるオーディオデータを、デルタシグマ変調して、2.8M DSDデータを生成し、信号一致検出部６１及び切替え部６２に出力する。
信号一致検出部６１は、遅延部６０の出力である2.8M DSDデータと、デルタシグマ変調部５９の出力である2.8M DSDデータの一致を検出し、データが一致したことを示す一致検出信号を切替え部６２に出力する。
切替え部６２は、信号一致検出部６１からの制御にしたがい、遅延部６０の出力である2.8M DSDデータか、または、デルタシグマ変調部５９の出力である2.8M DSDデータのいずれか一方を選択し、選択した2.8M DSDデータを、後段のデルタシグマ復調器６４に出力する。
デルタシグマ復調器６４は、切替え部６２から供給される2.8M DSDデータを、クロック供給部３４から供給される2.8MHzのクロック信号CLK2を用いてデルタシグマ復調し、復調結果を出力する。
＜９．ビットレートが異なる複数のPCMデータを切替える場合の再生装置の詳細構成例＞
上述した実施の形態は、再生装置１１が、１以上のDSDデータとAACデータとの切替えを行う例であったが、本技術は、ビットレートが異なる複数のPCMデータのみの切替えにも適用することができる。
図１７は、ビットレートが異なる複数のPCMデータを切替える場合の再生装置１１の詳細構成例を示すブロック図である。
図１７の再生装置１１は、再生指示されたコンテンツに対応するPCMデータであって、サンプリング周波数88.2kHzのPCMデータをAACで圧縮符号化したAACデータと、サンプリング周波数44.1kHzのPCMデータをAACで圧縮符号化したAACデータとを、必要に応じて切替えて、再生する。
以下では、簡単のため、サンプリング周波数88.2kHzのPCMデータをAACで圧縮符号化したAACデータを、Hi_AACデータと称し、サンプリング周波数44.1kHzのPCMデータをAACで圧縮符号化したAACデータを、Lo_AACデータと称する。
再生装置１１の各部は、取得するAACデータをサンプリング周波数88.2kHzのPCMデータに変換して再生処理する。
通信部５１は、オーディオデータとして、Hi_AACデータまたはLo_AACデータを取得する。通信部５１は、取得したHi_AACデータを、復号部５３Aに供給し、取得したLo_AACデータを、復号部５３Bに供給する。
復号部５３A及び５３Bは、上述した復号部５３と同一であり、AACデータを復号する。復号部５３Aは、Hi_AACデータを復号し、その結果得られるサンプリング周波数88.2kHzのPCMデータを、ディレイ量検出部５５及び遅延部５６に出力する。復号部５３Bは、Lo_AACデータを復号し、その結果得られるサンプリング周波数44.1kHzのPCMデータを、PCMアップサンプリング部５４に出力する。
PCMアップサンプリング部５４は、復号部５３から供給されるサンプリング周波数44.1kHzのPCM信号を、サンプリング周波数88.2kHzのPCM信号にアップサンプリングして、ディレイ量検出部５５及び遅延部５７に出力する。
LPF７１は、サンプリング周波数88.2kHzのPCMデータの高域成分を除去し、除去後のPCMデータ（LF_PCM）をバッファに格納する。LPF７２は、アップサンプリングされたサンプリング周波数88.2kHzのPCMデータの高域成分を除去し、除去後のPCMデータ（LF_PCM）バッファに格納する。図１７では、上述した実施の形態におけるDSDバッファ７３が、PCMデータを格納するPCMバッファ７３Pに変更されている。
相関分析部７５は、復号部５３Aから供給されるサンプリング周波数88.2kHzのPCMデータ（以下、アップサンプリング無し88.2kPCMデータと称する。）と、PCMアップサンプリング部５４から供給されるサンプリング周波数88.2MHzのPCMデータ（以下、アップサンプリング有り88.2kPCMデータと称する。）の相関を分析し、ディレイ量N3を検出する。
クロスフェード部５８は、アップサンプリング無し88.2kPCMデータとアップサンプリング有り88.2kPCMデータのクロスフェード処理を行う。
デルタシグマ復調器６４は、クロスフェード部５８から供給される88.2kPCMデータを、クロック供給部３４から供給される88.2kHzのクロック信号CLK2を用いてデルタシグマ復調し、復調結果を出力する。
ビットレートが異なる複数のPCMデータどうしの切替えの場合、デルタシグマ変調部５９、信号一致検出部６１、及び、切替え部６２は不要となる。
以上のように、本技術は、ビットレートが異なる複数のPCMデータのみの切替えを行ってコンテンツを再生する再生装置にも適用することができる。
＜１０．コンピュータへの適用例＞
上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行することもできるし、ソフトウェアにより実行することもできる。上述した一連の処理をソフトウェアにより実行する場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、コンピュータにインストールされる。ここで、コンピュータには、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータや、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどが含まれる。
図１８は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。
コンピュータにおいて、CPU１０１，ROM（Read Only Memory）１０２，RAM（Random Access Memory）１０３は、バス１０４により相互に接続されている。
バス１０４には、さらに、入出力インタフェース１０５が接続されている。入出力インタフェース１０５には、入力部１０６、出力部１０７、記憶部１０８、通信部１０９、及びドライブ１１０が接続されている。
入力部１０６は、キーボード、マウス、マイクロホンなどよりなる。出力部１０７は、ディスプレイ、スピーカなどよりなる。記憶部１０８は、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる。通信部１０９は、ネットワークインタフェースなどよりなる。ドライブ１１０は、磁気ディスク、光ディスク、光磁気ディスク、或いは半導体メモリなどのリムーバブル記録媒体１１１を駆動する。
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU１０１が、例えば、記憶部１０８に記憶されているプログラムを、入出力インタフェース１０５及びバス１０４を介して、RAM１０３にロードして実行することにより、上述したDSDデータ再生処理やAACデータ再生処理、再生切替え処理などの処理が行われる。
コンピュータでは、プログラムは、リムーバブル記録媒体１１１をドライブ１１０に装着することにより、入出力インタフェース１０５を介して、記憶部１０８にインストールすることができる。また、プログラムは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル衛星放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して、通信部１０９で受信し、記憶部１０８にインストールすることができる。その他、プログラムは、ROM１０２や記憶部１０８に、あらかじめインストールしておくことができる。
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
本技術の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
上述した実施の形態では、サンプリング周波数の異なる複数のオーディオデータの受信方式として、MPEG-DASHの規格に準拠した方式を採用したが、勿論、その他の方式を採用してもよい。
また、上述した実施の形態では、サーバ装置１２に格納された同一コンテンツのビットレートの異なる複数のオーディオデータは、同期して生成されたデータであるとして説明した。しかし、同期していないことにより、仮にノイズが発生したとしても、そのノイズは人間の可聴帯域で無視できるレベルである場合には、サンプリング周波数が同一であれば、必ずしも同期している必要はない。
本技術を適用した構成として、１つの機能をネットワークを介して複数の装置で分担、共同して処理するクラウドコンピューティングの構成をとることができる。
上述のフローチャートで説明した各ステップは、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。さらに、１つのステップに複数の処理が含まれる場合には、その１つのステップに含まれる複数の処理は、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。
本明細書に記載された効果はあくまで例示であって限定されるものではなく、本明細書に記載されたもの以外の効果があってもよい。
なお、本技術は以下のような構成も取ることができる。
（１）
PCM信号とDSD信号を取得する取得部と、
前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングするPCMアップサンプリング部と、
前記DSD信号の高域成分を除去するDSDフィルタと、
高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出するディレイ量検出部と、
検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードするクロスフェード部と
を備える信号処理装置。
（２）
アップサンプリング後の前記PCM信号の高域成分を除去するPCMフィルタをさらに備え、
前記ディレイ量検出部は、高域成分を除去した前記DSD信号と、高域成分を除去したアップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出する
前記（１）に記載の信号処理装置。
（３）
前記取得部が取得した前記DSD信号が、前記信号処理装置が信号処理することができる最高ビットレートのDSD信号ではない場合、前記取得部が取得した前記DSD信号を、前記最高ビットレートのDSD信号にアップサンプリングするDSDアップサンプリング部をさらに備え、
前記PCMアップサンプリング部は、前記PCM信号を、アップサンプリング後の前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングする
前記（１）または（２）に記載の信号処理装置。
（４）
前記クロスフェード部の出力であるクロスフェード信号を、デルタシグマ変調するデルタシグマ変調部をさらに備える
前記（１）乃至（３）のいずれかに記載の信号処理装置。
（５）
前記クロスフェード部へ入力した前記DSD信号と、前記デルタシグマ変調部により変調された前記クロスフェード信号の一致を検出する信号一致検出部と、
前記信号一致検出部によって一致が検出された場合、前記デルタシグマ変調部により変調された前記クロスフェード信号から、前記クロスフェード部へ入力した前記DSD信号へ、デルタシグマ復調器へ入力する信号を切り替える切替え部と
をさらに備える
前記（４）に記載の信号処理装置。
（６）
所定の圧縮符号化方式により圧縮符号化された前記PCM信号を復号する復号部をさらに備え、
前記PCMアップサンプリング部は、前記復号部によって復号された前記PCM信号を、前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングする
前記（１）乃至（５）のいずれかに記載の信号処理装置。
（７）
前記ディレイ量検出部は、高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析する際の比較長を、前記圧縮符号化方式のフレーム長として、前記相関を分析する
前記（６）に記載の信号処理装置。
（８）
信号処理装置が、
PCM信号とDSD信号を取得し、
前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングし、
前記DSD信号の高域成分を除去し、
高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析して、ディレイ量を検出し、
検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードする
ステップを含む信号処理方法。
（９）
コンピュータを、
PCM信号とDSD信号を取得する取得部と、
前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングするPCMアップサンプリング部と、
前記DSD信号の高域成分を除去するDSDフィルタと、
高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出するディレイ量検出部と、
検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードするクロスフェード部
として機能させるためのプログラム。
１ 再生システム， １１ 再生装置， ５０ 制御部， ５１ 通信部， ５２ DSDアップサンプリング部， ５３ 復号部， ５４ PCMアップサンプリング部， ５５ ディレイ量検出部， ５６，５７ 遅延部， ５８ クロスフェード部， ５９ デルタシグマ変調部， ６０ 遅延部， ６１ 信号一致検出部， ６２ 切替え部， ６４ デルタシグマ復調器， ７１，７２ LPF， ７５ 相関分析部， ７６ ディレイ制御部， １０１ CPU， １０２ ROM， １０３ RAM， １０６ 入力部， １０７ 出力部， １０８ 記憶部， １０９ 通信部， １１０ ドライブ

Claims (9)

  1. PCM信号とDSD信号を取得する取得部と、
    前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングするPCMアップサンプリング部と、
    前記DSD信号の高域成分を除去するDSDフィルタと、
    高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出するディレイ量検出部と、
    検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードするクロスフェード部と
    を備える信号処理装置。
  2. アップサンプリング後の前記PCM信号の高域成分を除去するPCMフィルタをさらに備え、
    前記ディレイ量検出部は、高域成分を除去した前記DSD信号と、高域成分を除去したアップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出する
    請求項１に記載の信号処理装置。
  3. 前記取得部が取得した前記DSD信号が、前記信号処理装置が信号処理することができる最高ビットレートのDSD信号ではない場合、前記取得部が取得した前記DSD信号を、前記最高ビットレートのDSD信号にアップサンプリングするDSDアップサンプリング部をさらに備え、
    前記PCMアップサンプリング部は、前記PCM信号を、アップサンプリング後の前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングする
    請求項１に記載の信号処理装置。
  4. 前記クロスフェード部の出力であるクロスフェード信号を、デルタシグマ変調するデルタシグマ変調部をさらに備える
    請求項１に記載の信号処理装置。
  5. 前記クロスフェード部へ入力した前記DSD信号と、前記デルタシグマ変調部により変調された前記クロスフェード信号の一致を検出する信号一致検出部と、
    前記信号一致検出部によって一致が検出された場合、前記デルタシグマ変調部により変調された前記クロスフェード信号から、前記クロスフェード部へ入力した前記DSD信号へ、デルタシグマ復調器へ入力する信号を切り替える切替え部と
    をさらに備える
    請求項４に記載の信号処理装置。
  6. 所定の圧縮符号化方式により圧縮符号化された前記PCM信号を復号する復号部をさらに備え、
    前記PCMアップサンプリング部は、前記復号部によって復号された前記PCM信号を、前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングする
    請求項１に記載の信号処理装置。
  7. 前記ディレイ量検出部は、高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析する際の比較長を、前記圧縮符号化方式のフレーム長として、前記相関を分析する
    請求項６に記載の信号処理装置。
  8. 信号処理装置が、
    PCM信号とDSD信号を取得し、
    前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングし、
    前記DSD信号の高域成分を除去し、
    高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析して、ディレイ量を検出し、
    検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードする
    ステップを含む信号処理方法。
  9. コンピュータを、
    PCM信号とDSD信号を取得する取得部と、
    前記PCM信号を前記DSD信号のサンプリング周波数にアップサンプリングするPCMアップサンプリング部と、
    前記DSD信号の高域成分を除去するDSDフィルタと、
    高域成分を除去した前記DSD信号と、アップサンプリング後の前記PCM信号の相関を分析し、ディレイ量を検出するディレイ量検出部と、
    検出された前記ディレイ量を用いて、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号のタイミングを調整し、前記DSD信号とアップサンプリング後の前記PCM信号をクロスフェードするクロスフェード部
    として機能させるためのプログラム。
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