JPWO2017154107A1 - 受電器、及び、電力伝送システム - Google Patents

Abstract

電力供給バランスを改善できる受電器と電力伝送システムを提供する。
受電器は、第１の二次側共振コイルと、第１の二次側共振コイルが出力する交流電力を全波整流する整流回路と、整流回路の出力側に接続される線路と、線路に接続される一対の出力端子と、整流回路と一対の出力端子との間に設けられる第１平滑キャパシタと、第１平滑キャパシタと一対の出力端子との間に設けられる第２平滑キャパシタと、第１と第２平滑キャパシタの間で線路に直列に挿入されるスイッチと、第１平滑キャパシタとスイッチとの間、又は、スイッチと第２平滑キャパシタとの間で線路に直列に挿入されるインダクタと、第１ＰＷＭ駆動パターンで前記スイッチを駆動する駆動制御部とを含む。

Description

本発明は、受電器、及び、電力伝送システムに関する。

従来より、給電元の共鳴素子から共鳴により非接触で交流電力の供給を受ける共鳴素子と、前記共鳴素子から電磁誘導により交流電力の供給を受ける励振素子と、前記励振素子からの交流電力から直流電力を生成して出力する整流回路と、前記整流回路への交流電力の供給／非供給を切り替える切替回路とを備える非接触受電装置がある。

ユーザーからの受電に関する優先度の設定入力を受け付ける受付手段と、近距離無線通信手段と、前記近距離無線通信手段を通じて他の非接触受電装置と通信し、各非接触受電装置の受電に関する優先度を考慮して、各非接触受電装置が同時に受電しないように、前記切り替え回路を制御する制御手段とを備える（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１１−０１９２９１号公報

ところで、複数の受電器で電力を分配する際に、非接触受電装置（受電器）の優先度を考慮するため、複数の受電器にバランスよく電力を供給できなくなるおそれがある。

そこで、電力の供給バランスを改善できる受電器、及び、電力伝送システムを提供することを目的とする。

本発明の実施の形態の受電器は、一次側共振コイルとの間で生じる磁界共鳴又は電界共鳴によって前記一次側共振コイルから電力を受電する第１の二次側共振コイルと、前記第１の二次側共振コイルに接続され、前記第１の二次側共振コイルから入力される交流電力を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続される、高電位側の第１線路と、前記整流回路の出力側に接続される、低電位側の第２線路と、前記第１線路及び前記第２線路にそれぞれ接続される一対の出力端子と、前記整流回路と前記一対の出力端子との間で、前記第１線路と前記第２線路との間に設けられる第１平滑キャパシタと、前記第１平滑キャパシタと前記一対の出力端子との間で、前記第１線路と前記第２線路との間に設けられる第２平滑キャパシタと、前記第１平滑キャパシタと前記第２平滑キャパシタとの間で前記第１線路に直列に挿入され、前記第１線路の接続状態を切り替えるスイッチと、前記第１平滑キャパシタと前記スイッチとの間、又は、前記スイッチと前記第２平滑キャパシタとの間で前記第１線路に直列に挿入されるインダクタと、第１ＰＷＭ駆動パターンで前記スイッチを駆動する駆動制御部とを含む。

電力の供給バランスを改善できる受電器、及び、電力伝送システムを提供することができる。

電力伝送システム５０を示す図である。 送電器１０から電子機器４０Ａ、４０Ｂに磁界共鳴によって電力を伝送する状態を示す図である。 送電器１０から電子機器４０Ｂ１、４０Ｂ２に磁界共鳴によって電力を伝送する状態を示す図である。 実施の形態の受電器１００と送電装置８０を示す図である。 実施の形態の電力伝送システム５００を用いた送電装置８０と電子機器２００Ａ及び２００Ｂを示す図である。 受電器１００Ａ及び１００Ｂのデューティ比と受電効率の関係を表す図である。 比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。 比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。 比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。 比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態の受電器１００Ａ及び１００Ｂを用いたシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態の受電器１００Ａ及び１００Ｂを用いたシミュレーション結果を示す図である。 ＰＷＭ駆動パターンのデューティ比と、受電器１００Ａ及び１００Ｂの受電電力量との関係を示す図である。 受電器１００におけるＰＷＭ駆動パターンのデューティ比と受電電力との関係を示す図である。 送電器１０と受電器１００Ａ及び１００Ｂとがデューティ比を設定するために実行する処理を示すタスク図である。 送電装置８０と電子機器２００Ａ及び２００Ｂの等価回路を示す図である。 相互インダクタンスをＭ_ＴＡと相互インダクタンスをＭ_ＴＢとの関係に対して、デューティ比を関連付けたテーブルデータを示す図である。 相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢと、受電効率とを関連付けたテーブルデータである。 実施の形態の送電器１０が受電器１００Ａ又は１００Ｂのデューティ比を設定する方法を示すフローチャートである。

以下、本発明の受電器、及び、電力伝送システムを適用した実施の形態について説明する。

＜実施の形態＞
本発明の受電器、及び、電力伝送システムを適用した実施の形態について説明する前に、図１乃至図３を用いて、実施の形態の受電器、及び、電力伝送システムの前提技術について説明する。

図１は、電力伝送システム５０を示す図である。

図１に示すように、電力伝送システム５０は、交流電源１、一次側(送電側)の送電器１０、及び二次側(受電側)の受電器２０を含む。電力伝送システム５０は、送電器１０及び受電器２０を複数含んでもよい。

送電器１０は、一次側コイル１１と一次側共振コイル１２を有する。受電器２０は、二次側共振コイル２１と二次側コイル２２を有する。二次側コイル２２には負荷装置３０が接続される。

図１に示すように、送電器１０及び受電器２０は、一次側共振コイル(ＬＣ共振器)１２と二次側共振コイル(ＬＣ共振器)２１の間の磁界共鳴(磁界共振)により、送電器１０から受電器２０へエネルギー(電力)の伝送を行う。ここで、一次側共振コイル１２から二次側共振コイル２１への電力伝送は、磁界共鳴だけでなく電界共鳴(電界共振)等も可能であるが、以下の説明では、主として磁界共鳴を例として説明する。

また、実施の形態１では、一例として、交流電源１が出力する交流電圧の周波数が６．７８ＭＨｚであり、一次側共振コイル１２と二次側共振コイル２１の共振周波数が６．７８ＭＨｚである場合について説明する。

なお、一次側コイル１１から一次側共振コイル１２への電力伝送は電磁誘導を利用して行われ、また、二次側共振コイル２１から二次側コイル２２への電力伝送も電磁誘導を利用して行われる。

また、図１には、電力伝送システム５０が二次側コイル２２を含む形態を示すが、電力伝送システム５０は二次側コイル２２を含まなくてもよく、この場合には、二次側共振コイル２１に負荷装置３０を直接的に接続すればよい。

図２は、送電器１０から電子機器４０Ａ、４０Ｂに磁界共鳴によって電力を伝送する状態を示す図である。

電子機器４０Ａ及び４０Ｂは、それぞれ、タブレットコンピュータ及びスマートフォンであり、それぞれ、受電器２０Ａ、２０Ｂを内蔵している。受電器２０Ａ及び２０Ｂは、図１に示す受電器２０（図１参照）から二次側コイル２２を取り除いた構成を有する。すなわち、受電器２０Ａ及び２０Ｂは、二次側共振コイル２１を有する。なお、図２では送電器１０を簡略化して示すが、送電器１０は交流電源１（図１参照）に接続されている。

図２では、電子機器４０Ａ、４０Ｂは、送電器１０から互いに等しい距離の位置に配置されており、それぞれが内蔵する受電器２０Ａ及び２０Ｂが磁界共鳴によって送電器１０から非接触の状態で電力を受電している。

ここで一例として、図２に示す状態において、電子機器４０Ａに内蔵される受電器２０Ａの受電効率が４０％、電子機器４０Ｂに内蔵される受電器２０Ｂの受電効率が４０％であることとする。

受電器２０Ａ及び２０Ｂの受電効率とは、交流電源１に接続される一次側コイル１１から伝送される電力に対する、受電器２０Ａ及び２０Ｂの二次側コイル２２が受電する電力の比率で表される。なお、送電器１０が一次側コイル１１を含まずに交流電源１に一次側共振コイル１２が直接的に接続されている場合は、一次側コイル１１から伝送される電力の代わりに、一次側共振コイル１２から伝送される電力を用いて受電電力を求めればよい。また、受電器２０Ａ及び２０Ｂが二次側コイル２２を含まない場合は、二次側コイル２２が受電する電力の代わりに二次側共振コイル２１が受電する電力を用いて受電電力を求めればよい。

受電器２０Ａ及び２０Ｂの受電効率は、送電器１０と受電器２０Ａ及び２０Ｂのコイル仕様や各々との間の距離・姿勢によって決まる。図２では、受電器２０Ａ及び２０Ｂの構成は同一であり、送電器１０から互いに等しい距離・姿勢の位置に配置されているため、受電器２０Ａ及び２０Ｂの受電効率は互いに等しく、一例として、４０％である。

また、電子機器４０Ａの定格出力は１０Ｗ、電子機器４０Ｂの定格出力は５Ｗであることとする。

このような場合には、送電器１０の一次側共振コイル１２（図１参照）から伝送される電力は、１８．７５Ｗになる。１８．７５Ｗは、（１０Ｗ＋５Ｗ）／（４０％＋４０％）で求まる。

ところで、送電器１０から１８．７５Ｗの電力を電子機器４０Ａ及び４０Ｂに向けて伝送すると、受電器２０Ａ及び２０Ｂは、合計で１５Ｗの電力を受信することになり、受電器２０Ａ及び２０Ｂは、均等に電力を受電するため、それぞれが７．５Ｗの電力を受電することになる。

この結果、電子機器４０Ａは、電力が２．５Ｗ不足し、電子機器４０Ｂは、電力が２．５Ｗ余ることになる。

すなわち、送電器１０から１８．７５Ｗの電力を電子機器４０Ａ及び４０Ｂに伝送しても、電子機器４０Ａ及び４０Ｂをバランスよく充電することはできない。換言すれば、電子機器４０Ａ及び４０Ｂを同時に充電する際における電力の供給バランスがよくない。

図３は、送電器１０から電子機器４０Ｂ１、４０Ｂ２に磁界共鳴によって電力を伝送する状態を示す図である。

電子機器４０Ｂ１、４０Ｂ２は、同じタイプのスマートフォンであり、それぞれ、受電器２０Ｂ１、２０Ｂ２を内蔵している。受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２は、図２に示す受電器２０Ｂと等しい。すなわち、受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２は、二次側共振コイル２１を有する。なお、図３では送電器１０を簡略化して示すが、送電器１０は交流電源１（図１参照）に接続されている。

図３では、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の送電器１０に対する角度（姿勢）は等しいが、電子機器４０Ｂ１は、電子機器４０Ｂ２よりも送電器１０から遠い位置に配置されている。電子機器４０Ｂ１、４０Ｂ２がそれぞれ内蔵する受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２は、磁界共鳴によって送電器１０から非接触の状態で電力を受電している。

ここで一例として、図３に示す状態において、電子機器４０Ｂ１に内蔵される受電器２０Ｂ１の受電効率が３５％、電子機器４０Ｂ２に内蔵される受電器２０Ｂ２の受電効率が４５％であることとする。

ここでは、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の送電器１０に対する角度（姿勢）は等しいため、受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２の受電効率は、受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２の各々と送電器１０との間の距離によって決まる。このため、図３では、受電器２０Ｂ１の受電効率は、受電器２０Ｂ２の受電効率よりも低い。なお、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の定格出力は、ともに５Ｗである。

このような場合には、送電器１０の一次側共振コイル１２（図１参照）から伝送される電力は、１２．５Ｗになる。１２．５Ｗは、（５Ｗ＋５Ｗ）／（３５％＋４５％）で求まる。

ところで、送電器１０から１２．５Ｗの電力を電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２に向けて伝送すると、受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２は、合計で１０Ｗの電力を受信することになる。また、図３では、受電器２０Ｂ１の受電効率が３５％であり、受電器２０Ｂ２の受電効率が４５％であるため、受電器２０Ｂ１は、約４．４Ｗの電力を受電し、受電器２０Ｂ２は、約５．６％の電力を受電することになる。

この結果、電子機器４０Ｂ１は、電力が約０．６Ｗ不足し、電子機器４０Ｂ２は、電力が０．６Ｗ余ることになる。

すなわち、送電器１０から１２．５Ｗの電力を電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２に伝送しても、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２をバランスよく充電することはできない。換言すれば、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２を同時に充電する際における電力の供給バランスがよくない（改善の余地がある）。

なお、ここでは、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の送電器１０に対する角度（姿勢）が等しく、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の送電器１０からの距離が異なる場合の電力の供給バランスについて説明した。

しかしながら、受電効率は、送電器１０と受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２との間の距離と角度（姿勢）によって決まるため、図３に示す位置関係において電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の角度（姿勢）が異なれば、受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２の受電効率は、上述した３５％及び４５％とは異なる値になる。

また、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の送電器１０からの距離が等しくでも、電子機器４０Ｂ１及び４０Ｂ２の送電器１０に対する角度（姿勢）が異なれば、受電器２０Ｂ１及び２０Ｂ２の受電効率は互いに異なる値になる。

次に、図４及び図５を用いて、実施の形態の受電器、及び、電力伝送システムについて説明する。

図４は、実施の形態の受電器１００と送電装置８０を示す図である。送電装置８０は、交流電源１と送電器１０を含む。交流電源１と送電器１０は、図１に示すものと同様であるが、図４では、より具体的な構成を示す。

送電装置８０は、交流電源１と送電器１０を含む。

送電器１０は、一次側コイル１１、一次側共振コイル１２、整合回路１３、キャパシタ１４、制御部１５を有する。

受電器１００は、二次側共振コイル１１０、整流回路１２０、線路１２５Ａ、１２５Ｂ、スイッチ１３０、平滑キャパシタ１４１、平滑キャパシタ１４２、インダクタ１４５、制御部１５０、及び出力端子１６０Ａ、１６０Ｂを含む。出力端子１６０Ａ、１６０Ｂには、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０が接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の出力側にはバッテリ２２０が接続されている。

まず、送電器１０について説明する。図４に示すように、一次側コイル１１は、ループ状のコイルであり、両端間に整合回路１３を介して交流電源１に接続されている。一次側コイル１１は、一次側共振コイル１２と非接触で近接して配置されており、一次側共振コイル１２と電磁界結合される。一次側コイル１１は、自己の中心軸が一次側共振コイル１２の中心軸と一致するように配設される。中心軸を一致させるのは、一次側コイル１１と一次側共振コイル１２との結合強度を向上させるとともに、磁束の漏れを抑制して、不必要な電磁界が一次側コイル１１及び一次側共振コイル１２の周囲に発生することを抑制するためである。

一次側コイル１１は、交流電源１から整合回路１３を経て供給される交流電力によって磁界を発生し、電磁誘導（相互誘導）により電力を一次側共振コイル１２に送電する。

図４に示すように、一次側共振コイル１２は、一次側コイル１１と非接触で近接して配置されて一次側コイル１１と電磁界結合されている。また、一次側共振コイル１２は、所定の共振周波数を有し、高いＱ値を有するように設計されている。一次側共振コイル１２の共振周波数は、二次側共振コイル１１０の共振周波数と等しくなるように設定されている。一次側共振コイル１２の両端の間に、共振周波数を調整するためのキャパシタ１４が直列に接続される。

一次側共振コイル１２の共振周波数は、交流電源１が出力する交流電力の周波数と同一の周波数になるように設定されている。一次側共振コイル１２の共振周波数は、一次側共振コイル１２のインダクタンスと、キャパシタ１４の静電容量によって決まる。このため、一次側共振コイル１２のインダクタンスと、キャパシタ１４の静電容量は、一次側共振コイル１２の共振周波数が、交流電源１から出力される交流電力の周波数と同一の周波数になるように設定されている。

整合回路１３は、一次側コイル１１と交流電源１とのインピーダンス整合を取るために挿入されており、インダクタＬとキャパシタＣを含む。

交流電源１は、磁界共鳴に必要な周波数の交流電力を出力する電源であり、出力電力を増幅するアンプを内蔵する。交流電源１は、例えば、数百kHzから数十ＭＨｚ程度の高周波の交流電力を出力する。

キャパシタ１４は、一次側共振コイル１２の両端の間に、直列に挿入される可変容量型のキャパシタである。キャパシタ１４は、一次側共振コイル１２の共振周波数を調整するために設けられており、静電容量は制御部１５によって設定される。

制御部１５は、交流電源１の出力電圧及び出力周波数の制御、キャパシタ１４の静電容量の制御等を行う。

以上のような送電装置８０は、交流電源１から一次側コイル１１に供給される交流電力を磁気誘導により一次側共振コイル１２に送電し、一次側共振コイル１２から磁界共鳴により電力を受電器１００の二次側共振コイル１１０に送電する。

次に、受電器１００に含まれる二次側共振コイル１１０について説明する。

二次側共振コイル１１０は、一次側共振コイル１２と同一の共振周波数を有し、高いＱ値を有するように設計されている。二次側共振コイル１１０の一対の端子は、整流回路１２０に接続されている。

二次側共振コイル１１０は、送電器１０の一次側共振コイル１２から磁界共鳴によって送電される交流電力を整流回路１２０に出力する。

整流回路１２０は、４つのダイオード１２１Ａ〜１２１Ｄを有する。ダイオード１２１Ａ〜１２１Ｄは、ブリッジ状に接続されており、二次側共振コイル１１０から入力される電力を全波整流して出力する。

線路１２５Ａ、１２５Ｂは、整流回路１２０と出力端子１６０Ａ、１６０Ｂとの間を接続する電力供給路である。線路１２５Ａは、高電位側の線路であり、線路１２５Ｂは、低電位側の線路である。線路１２５Ｂは、一例として、接地されて接地電位に保持される。接地電位は基準電位の一例である。

スイッチ１３０は、平滑キャパシタ１４１とインダクタ１４５の間で、高電圧側の線路１２５Ａに直列に挿入されている。スイッチ１３０は、例えば、ＦＥＴのように直流電圧の伝送と遮断を高速に行えるスイッチであればよい。

スイッチ１３０には、整流回路１２０で全波整流され、平滑キャパシタ１４１で平滑化された電力が入力される。平滑化された電力は、直流電力であるので、スイッチ１３０は、直流用のスイッチでよい。直流用のスイッチ１３０は、ＦＥＴのような簡単な構造のスイッチを用いることができるので、小型化が可能である。

ここで、交流用のスイッチには、リレー、トライアック、及び、ＦＥＴを用いるスイッチ等がある。リレーは機械的なスイッチであるため、サイズが大きく、高速のスイッチングを行うには耐久性の問題が生じるおそれがある。また、トライアックは、６．７８ＭＨｚというような高速スイッチングには不向きである。また、ＦＥＴを用いた交流用のスイッチは、ＦＥＴを複数含むため直流用のＦＥＴに比べて大きく、また、寄生容量が交流に与える影響が生じる。このような理由から、スイッチ１３０として直流用のＦＥＴを用いることは、小型化が可能であり、寄生容量の影響が生じないため、有利である。

また、スイッチ１３０の駆動パターンの詳細については後述するが、スイッチ１３０は、制御部１５０によってＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)駆動される。スイッチ１３０のＰＷＭ駆動パターンのデューティ比は、受電器１００の二次側共振コイル１１０の受電効率と、受電器１００から電力供給を受ける負荷回路の定格出力とに基づいて決定される。図４では、負荷回路はバッテリ２２０である。

また、ＰＷＭ駆動パターンの周波数は、二次側共振コイル１１０が受電する交流周波数の周波数以下に設定される。

平滑キャパシタ１４１は、整流回路１２０の出力側で、線路１２５Ａと１２５Ｂの間に設けられており、整流回路１２０で全波整流された電力を平滑化する。平滑キャパシタ１４１で平滑化された電力は、直流電力である。

平滑キャパシタ１４１をスイッチ１３０の前段に設けておけば、整流回路１２０で全波整流された電力を平滑化してからスイッチ１３０に入力することができるので、例えば、全波整流された電力に含まれるリップルノイズの影響が生じる場合に、リップルノイズの影響を抑制するのに有効である。このようなリップルノイズの影響を抑制するために、実施の形態では、平滑キャパシタ１４１の容量をある程度大きな値に設定する。ある程度大きな値とは、リップルノイズを吸収できる値である。

インダクタ１４５は、スイッチ１３０と平滑キャパシタ１４２との間で、線路１２５Ａに直列に挿入されている。インダクタ１４５は、スイッチ１３０がオン（閉成）にされて平滑キャパシタ１４１から平滑キャパシタ１４２に電荷が移動しようとするときに、逆起電力を生成して、平滑キャパシタ１４１から平滑キャパシタ１４２に移動する電荷を抑制するために設けられている。

スイッチ１３０をオンにする期間は、スイッチ１３０を駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比によって決まる。例えば、受電器１００がインダクタ１４５を含まない場合に、デューティ比が小さく、スイッチ１３０がオンになる期間が短い動作状態において、平滑キャパシタ１４１から平滑キャパシタ１４２に瞬時的に電荷が移動して、デューティ比による受電電力の調整が容易ではなくなる場合があるとする。このような場合には、インダクタ１４５をスイッチ１３０と直列に接続し、電荷の移動を緩やかにすることにより、受電電力の調整を容易にすることができる。このようなインダクタ１４５の機能については、後述する。

平滑キャパシタ１４２は、インダクタ１４５と出力端子１６０Ａとの間で、線路１２５Ａに直列に挿入されており、平滑キャパシタ１４１で平滑化された電力をさらに平滑化して出力する。平滑キャパシタ１４２の出力側には、出力端子１６０Ａ、１６０Ｂが接続される。実施の形態では、リップルノイズの影響を抑制するために、平滑キャパシタ１４２の容量をある程度大きな値に設定する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は、出力端子１６０Ａ、１６０Ｂに接続されており、受電器１００から出力される直流電力の電圧をバッテリ２２０の定格電圧に変換して出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は、整流回路１２０の出力電圧の方がバッテリ２２０の定格電圧よりも高い場合は、整流回路１２０の出力電圧をバッテリ２２０の定格電圧まで降圧する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は、整流回路１２０の出力電圧の方がバッテリ２２０の定格電圧よりも低い場合は、整流回路１２０の出力電圧をバッテリ２２０の定格電圧まで昇圧する。

バッテリ２２０は、繰り返し充電が可能な二次電池であればよく、例えば、リチウムイオン電池を用いることができる。例えば、受電器１００がタブレットコンピュータ又はスマートフォン等の電子機器に内蔵される場合は、バッテリ２２０は、このような電子機器のメインのバッテリである。

なお、一次側コイル１１、一次側共振コイル１２、二次側共振コイル１１０は、例えば、銅線を巻回することによって作製される。しかしながら、一次側コイル１１、一次側共振コイル１２、二次側共振コイル１１０の材質は、銅以外の金属（例えば、金、アルミニウム等）であってもよい。また、一次側コイル１１、一次側共振コイル１２、二次側共振コイル１１０の材質は異なっていてもよい。

このような構成において、一次側コイル１１及び一次側共振コイル１２が電力の送電側であり、二次側共振コイル１１０が電力の受電側である。

磁界共鳴方式によって、一次側共振コイル１２と二次側共振コイル１１０との間で生じる磁界共鳴を利用して送電側から受電側に電力を伝送するため、送電側から受電側に電磁誘導で電力を伝送する電磁誘導方式よりも長距離での電力の伝送が可能である。

磁界共鳴方式は、共振コイル同士の間の距離又は位置ずれについて、電磁誘導方式よりも自由度が高く、ポジションフリーというメリットがある。

図５は、実施の形態の電力伝送システム５００を用いた送電装置８０と電子機器２００Ａ及び２００Ｂを示す図である。

送電装置８０は、図４に示す送電装置８０と同一のものであるが、図５では、図４における一次側コイル１１及び制御部１５以外の構成要素を電源部１０Ａとして表してある。電源部１０Ａは、一次側共振コイル１２、整合回路１３、キャパシタ１４をまとめて表したものである。なお、交流電源１、一次側共振コイル１２、整合回路１３、キャパシタ１４をまとめて電源部として捉えてもよい。

送電装置８０は、さらに、アンテナ１６を含む。アンテナ１６は、例えば、Bluetooth（登録商標）のような近距離での無線通信を行うことができるアンテナであればよい。アンテナ１６は、電子機器２００Ａ及び２００Ｂに含まれる受電器１００Ａ及び１００Ｂから、受電効率及び定格出力を表すデータを受信するために設けられており、受信したデータは制御部１５に入力される。制御部１５は、制御部の一例であるとともに第３通信部の一例である。

電子機器２００Ａ及び２００Ｂは、例えば、それぞれ、タブレットコンピュータ又はスマートフォン等の端末機である。電子機器２００Ａ及び２００Ｂは、それぞれ、受電器１００Ａ及び１００Ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０Ａ及び２１０Ｂ、及び、バッテリ２２０Ａ及び２２０Ｂを内蔵する。

受電器１００Ａ及び１００Ｂは、図４に示す受電器１００に、それぞれ、アンテナ１７０Ａ及び１７０Ｂを追加した構成を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０Ａ及び２１０Ｂは、
それぞれ、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２１０と同様である。また、バッテリ２２０Ａ及び２２０Ｂは、それぞれ、図４に示すバッテリ２２０と同様である。

受電器１００Ａは、二次側共振コイル１１０Ａ、整流回路１２０Ａ、平滑キャパシタ１４１Ａ、スイッチ１３０Ａ、インダクタ１４５Ａ、平滑キャパシタ１４２Ａ、制御部１５０Ａ、及びアンテナ１７０Ａを有する。二次側共振コイル１１０Ａ、整流回路１２０Ａ、平滑キャパシタ１４１Ａ、スイッチ１３０Ａ、インダクタ１４５Ａ、平滑キャパシタ１４２Ａ、制御部１５０Ａは、それぞれ、図４に示す二次側共振コイル１１０、整流回路１２０、平滑キャパシタ１４１、スイッチ１３０、インダクタ１４５、平滑キャパシタ１４２、制御部１５０に対応する。なお、図５では、二次側共振コイル１１０Ａ、整流回路１２０Ａ、平滑キャパシタ１４１Ａ、スイッチ１３０Ａ、インダクタ１４５Ａ、平滑キャパシタ１４２Ａ、を簡略化して示し、出力端子１６０Ａ、１６０Ｂは省略する。

受電器１００Ｂは、二次側共振コイル１１０Ｂ、整流回路１２０Ｂ、平滑キャパシタ１４１Ｂ、スイッチ１３０Ｂ、インダクタ１４５Ｂ、平滑キャパシタ１４２Ｂ、制御部１５０Ｂ、及びアンテナ１７０Ｂを有する。二次側共振コイル１１０Ｂ、整流回路１２０Ｂ、平滑キャパシタ１４１Ｂ、スイッチ１３０Ｂ、インダクタ１４５Ｂ、平滑キャパシタ１４２Ｂ、制御部１５０Ｂは、それぞれ、図４に示す二次側共振コイル１１０、整流回路１２０、平滑キャパシタ１４１、スイッチ１３０、インダクタ１４５、平滑キャパシタ１４２、制御部１５０に対応する。なお、図５では、二次側共振コイル１１０Ｂ、整流回路１２０Ｂ、平滑キャパシタ１４１Ｂ、スイッチ１３０Ｂ、インダクタ１４５Ｂ、平滑キャパシタ１４２Ｂを簡略化して示し、出力端子１６０Ａ、１６０Ｂは省略する。

アンテナ１７０Ａ及び１７０Ｂは、例えば、Bluetooth（登録商標）のような近距離での無線通信を行うことができるアンテナであればよい。アンテナ１７０Ａ及び１７０Ｂは、送電器１０のアンテナ１６とデータ通信を行うために設けられており、それぞれ、受電器１００Ａ及び１００Ｂの制御部１５０Ａ及び１５０Ｂに接続されている。制御部１５０Ａ及び１５０Ｂは、駆動制御部の一例であるとともに、それぞれ、第１通信部及び第２通信部の一例である。

受電器１００Ａの制御部１５０Ａは、二次側共振コイル１１０Ａの受電効率と、バッテリ２２０Ａの定格出力を表すデータをアンテナ１７０Ａを介して送電器１０に送信する。同様に、受電器１００Ｂの制御部１５０Ｂは、二次側共振コイル１１０Ｂの受電効率と、バッテリ２２０Ｂの定格出力を表すデータをアンテナ１７０Ｂを介して送電器１０に送信する。

電子機器２００Ａ及び２００Ｂは、それぞれ、送電装置８０の近くに配置した状態で、送電装置８０に接触せずにバッテリ２２０Ａ及び２２０Ｂを充電することができる。バッテリ２２０Ａ及び２２０Ｂの充電は、同時に行うことが可能である。

電力伝送システム５００は、図５に示す構成要素のうち、送電器１０と、受電器１００Ａ及び１００Ｂとによって構築される。すなわち、送電装置８０と、電子機器２００Ａ及び２００Ｂとは、磁界共鳴による非接触状態での電力伝送を可能にする電力伝送システム５００を採用している。

ここで、バッテリ２２０Ａ及び２２０Ｂの充電を同時に行うと、図２及び図３を用いて説明したように、電子機器２００Ａ及び２００Ｂへの電力の供給バランスがよくない状態が生じうる。

そこで、受電器１００Ａ及び１００Ｂは、電力供給のバランスを改善するために、二次側共振コイル１１０Ａの受電効率、バッテリ２２０Ａの定格出力、二次側共振コイル１１０Ｂの受電効率、及びバッテリ２２０Ｂの定格出力に基づいて、スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を設定する。

次に、実施の形態の受電器１００Ａ及び１００Ｂによる電力の分配を説明する前に、比較用の受電器Ａ及びＢでの電力分配について説明する。比較用の受電器Ａ及びＢは、それぞれ、受電器１００Ａ及び１００Ｂから、インダクタ１４５Ａ及び１４５Ｂを取り除いた構成を有する。

図６は、ＰＷＭ駆動パターンのデューティ比と、比較用の受電器Ａ及びＢの受電電力量との関係を示す図である。ここでは、受電器Ａの平滑用キャパシタ１４１Ａ及び１４２Ａと、受電器Ｂの平滑用キャパシタ１４１Ｂ及び１４２Ｂとの静電容量を１μＦに設定した場合において、デューティ比を変えることによって受電電力量を調整する場合について説明する。

また、ここでは、受電器Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態において、受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比(duty A)を１００％から低下させる場合について説明する。

図６において、横軸は、受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を表す。また、縦軸は、比較用の受電器Ａ及びＢの受電効率η_Ａ、η_Ｂ、受電効率の和η（＝η_Ａ＋η_Ｂ）、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂをそれぞれ百分率で示す。

なお、受電効率η_Ａは、受電器Ａの受電電力を送電電力で割って得る値である。受電効率η_Ｂは、受電器Ｂの受電電力を送電電力で割って得る値である。

受電器Ａ、Ｂのスイッチ１３０Ａ、１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比がともに１００％のときは、受電器Ａ及びＢの受電効率η_Ａ、η_Ｂは、ともに約３０％である。また、このとき、受電効率の和ηは、約６０％であり、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、１（１００％）である。

受電器Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％から低下させて行くと、図６に示すように、受電器Ａの受電効率η_Ａは低下する。また、これに伴い受電器Ｂの受電効率η_Ｂは増大する。

このように受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を低下させると、受電器Ａの受電量が減少するため、受電器Ａに流れる電流も減少する。すなわち、デューティ比の変化により、受電器Ａのインピーダンスが変化していることになる。

磁界共鳴を用いた電力伝送では、磁界共鳴によって送電器１０から比較用の受電器Ａ及びＢに送電される電力を受電器ＡとＢとで分配している。このため、受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％から低下させて行くと、受電器Ａの受電量が減る分だけ、受電器Ｂの受電量が増えることになる。

このため、図６に示すように、受電器Ａの受電効率η_Ａが低下すると、これに伴い受電器Ｂの受電効率η_Ｂは増大する。

受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比が１％まで低下すると、受電器Ａの受電効率η_Ａは、約０％まで低下し、受電器Ｂの受電効率η_Ｂは、約４０％まで増大する。

また、このとき、比較用の受電器Ａ及びＢの受電効率の和ηは、約４０％になり、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、約０（約０％）である。

このように、受電器Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％から低下させて行くと、受電器Ａの受電効率η_Ａが低下し、受電器Ｂの受電効率η_Ｂが増大する。

これは、受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、受電器Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％から低下させた場合も同様である。

従って、受電器Ａ又はＢのスイッチ１３０Ａ又は１３０Ｂのいずれか一方を駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を調整すれば、比較用の受電器Ａ及びＢの受電効率η_Ａ、η_Ｂを調整することができる。受電効率η_Ａ、η_Ｂを調整することができることは、受電電力を調整できることである。

以上のように、スイッチ１３０Ａ又は１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を変化させると、比較用の受電器Ａ及びＢの二次側共振コイル１１０Ａ及び１１０Ｂの受電効率η_Ａ、η_Ｂが変わる。

従って、受電器Ａ及びＢのスイッチ１３０Ａ及び１３０ＢのＰＷＭ駆動パターンのうちのいずれか一方のＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を基準のデューティ比から変更すれば、受電器Ａ及びＢが電力を分配する比率を変化させることができる。基準のデューティ比は、例えば、１００％である。

ところで、上述のような比較用の受電器Ａ又はＢにおいて、平滑用キャパシタ１４１Ａ及び１４２Ａ、又は、１４１Ｂ及び１４２Ｂの静電容量が十分にないと、スイッチ１３０Ａ又は１３０Ｂのスイッチングに伴ってリップルノイズが発生し、直流電力が得られない場合が有り得る。受電器Ａで直流電力が得られないと、受電器ＡとＢで電力の供給バランスを改善することができなくなる。

図７は、比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。

シミュレーションは、比較用の受電器Ａ及びＢの平滑用キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、及び１４２Ｂの静電容量をすべて１μＦに設定して、スイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を５０％、スイッチ１３０ＢのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に設定して行った。なお、スイッチング周波数は、一例として、１００ｋＨｚである。

図７において、横軸は時間軸であり、スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂのスイッチングを開始してからの経過時間（０ミリ秒〜０．１５ミリ秒）を示す。図７の縦軸は、送電電力、受電電力Ａ、受電電力Ｂを示す。送電電力は、送電装置８０が送電する電力であり、一例として、６．７８ＭＨｚの高周波電力である。図７には、６．７８ＭＨｚの波形の包絡線を一点鎖線で示す。送電電力の包絡線には、過渡期を過ぎてからも、（１）の破線で囲む領域内において、送電電力に揺らぎが生じている。

受電電力Ａ、Ｂは、受電器Ａ及びＢの受電電力であり、受電電力Ａを実線で示し、受電電力Ｂを破線で示す。受電電力Ａは、（２）の破線で示す領域内においても、１００ｋＨｚで発振している。（２）の破線で示す領域は、スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂのスイッチングを開始した直後の過渡期が過ぎた領域である。すなわち、受電電力Ａは、過渡期が過ぎても発振が収まらず、リップルノイズが発生していることが分かる。

また、受電電力Ｂは、過渡期が過ぎてから電力量が安定してきているが、送電電力と同様に揺らぎが生じている。

送電電力と受電電力Ｂの揺らぎは、受電電力Ａのリップルノイズが送電装置８０と受電器Ｂに伝搬することによって生じたものと考えられる。図７に示す受電電力Ａは、直流電力ではなく、交流電力である。

図７に示す受電電力Ａのように、リップルノイズが発生すると、直流電力ではないため、受電器Ａでバッテリを充電すること、又は、ＤＣ−ＤＣコンバータに電力を供給することはできなくなる。

図８は、比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。図８には、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量を変更して得た９つのシミュレーション結果を示す。各シミュレーション結果は、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量以外は、図７と同様のシミュレーションで得たものである。横軸（時間軸）のレンジは、０ミリ秒〜０．１５ミリ秒である。

また、ここでは、受電器Ａ及びＢのキャパシタ１４１Ａ及び１４１Ｂの静電容量をＣ１、受電器Ａ及びＢのキャパシタ１４２Ａ及び１４２Ｂの静電容量をＣ２と記す。静電容量Ｃ１、Ｃ２として、１μＦ、１０μＦ、１００μＦの３つの値を用いて、９種類のシミュレーション結果を得た。

シミュレーションは、受電器Ａのスイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を５０％、受電器Ｂのスイッチ１３０ＢのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に設定して行った。なお、スイッチング周波数は、一例として、１００ｋＨｚである。

図８に示すように、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値が増大するにつれて、受電電力Ａのリップルノイズが収まり、送電電力と受電電力Ｂの揺らぎも収まることが分かった。静電容量Ｃ１、Ｃ２をともに１００μＦに設定した場合には、受電電力Ａは略直流電力になり、送電電力と受電電力Ｂには揺らぎが殆ど見られない良好な状態になっている。

この結果から、リップルノイズを吸収するには、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂがある程度の静電容量を有することが必要であることが分かった。

図９は、比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。図９は、受電器Ａのスイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１％に設定して、図８と同様のシミュレーションを行った結果を示す。図９では、９つの結果の各々に、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂを示す。横軸（時間軸）のレンジは、０ミリ秒〜０．１５ミリ秒である。

図９に示す９つのシミュレーション結果は、全体的に、図８に示す９つのシミュレーション結果と比べると、リップルノイズが少し大きくなっている傾向が見られる。

また、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、静電容量Ｃ１又はＣ２が増大すると、増加する傾向があり、静電容量Ｃ１及びＣ２がともに増大すると、顕著に増大した。静電容量Ｃ１及びＣ２がともに１μＦの場合には、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、０．０４であるのに対して、静電容量Ｃ１及びＣ２がともに１０μＦの場合には、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、０．４３であった。

また、静電容量Ｃ１、Ｃ２がそれぞれ１０μＦ、１００μＦの場合には、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、０．４０であった。静電容量Ｃ１、Ｃ２がそれぞれ１００μＦ、１０μＦの場合には、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、０．４９であった。

そして、静電容量Ｃ１及びＣ２がともに１００μＦの場合には、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、０．６１であった。

これは、受電器Ａのスイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１％に減らしているにも拘わらず、受電効率η_Ａが低下していないことを示している。すなわち、スイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１％に減らしても、受電器Ａの受電電力は低減されておらず、受電器Ａで調整可能な受電電力のダイナミックレンジが狭くなっていることが分かる。

特に、静電容量Ｃ１及びＣ２がともに１００μＦで受電効率の比η_Ａ／η_Ｂが０．６１の場合には、受電電力Ａと受電電力Ｂとを１：２に調整することさえもできないことになる。

なお、図９に示すシミュレーション結果では、横軸（時間軸）のレンジを０ミリ秒〜０．１５ミリ秒に設定したが、静電容量Ｃ１及びＣ２の値が増大するにつれて、００．１５ミリ秒では送電電力と受電電力Ａ、Ｂが収束し切らなくなっていたため、収束するまでデータを取った。この結果を図１０を用いて説明する。

図１０は、比較用の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果を示す図である。図１０に示すシミュレーション結果は、スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂのスイッチングを開始してから２ミリ秒が経過するまで計算したものである。

横軸は、受電器Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比(duty A)を表す。また、縦軸は、比較用の受電器Ａ及びＢの受電効率η_Ａ、η_Ｂ、受電効率の和η、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂをそれぞれ百分率で示す。

静電容量Ｃ１及びＣ２がともに１００μＦに設定して計算したところ、デューティ比が１００％のときの受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、１（１００％）であった。しかしながら、デューティ比が１％のときの受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、０．９２（９２％）であった。

すなわち、静電容量Ｃ１及びＣ２をともに１００μＦに設定した場合には、スイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１％に減らしても、受電電力Ａと受電電力Ｂとを殆ど調整できないことになる。

以上のことから、静電容量Ｃ１及びＣ２をともに比較的大きな値に設定すると、リップルノイズは低減されるが、デューティ比で調整可能な受電電力のダイナミックレンジが狭くなることが分かった。

ここで、静電容量Ｃ１及びＣ２をともに比較的大きな値に設定した場合に、デューティ比を低下させても、受電電力が減らない理由の一つは、次のように考えることができる。

比較用の受電器Ａ、Ｂは、図４は、実施の形態の受電器１００からインダクタ１４５を取り除いた構成を有するため、デューティ比が小さく、スイッチ１３０がオンになる期間が短い動作状態において、平滑キャパシタ１４１から平滑キャパシタ１４２に瞬時的に電荷が移動する。キャパシタ同士は、比較的大きな電力でも、瞬間的に電送することが可能だからである。

このような場合には、スイッチ１３０がオンになる期間を短くしても、スイッチ１３０がオンの間に平滑キャパシタ１４１から平滑キャパシタ１４２に瞬時的に電荷が移動するため、デューティ比で受電電力を調整できなくなる。

以上のような理由から、実施の形態の受電器１００では、平滑キャパシタ１４１と平滑キャパシタ１４２との間の高電位側の線路１２５Ａに、スイッチ１３０と直列にインダクタ１４５を挿入している。インダクタ１４５の逆起電力により、平滑キャパシタ１４１から平滑キャパシタ１４２への電荷の瞬時的な移動を抑制するためである。

図１１は、実施の形態の受電器１００Ａ及び１００Ｂを用いたシミュレーション結果を示す図である。図１１には、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量を変更して得た９つのシミュレーション結果を示す。各シミュレーション結果は、比較例の受電器Ａ及びＢを用いたシミュレーション結果（図８及び９参照）と同様である。横軸（時間軸）のレンジは、０ミリ秒〜０．５ミリ秒である。

また、ここでは、受電器１００Ａ及び１００Ｂのキャパシタ１４１Ａ及び１４１Ｂの静電容量をＣ１、受電器１００Ａ及び１００Ｂのキャパシタ１４２Ａ及び１４２Ｂの静電容量をＣ２と記す。静電容量Ｃ１、Ｃ２として、１μＦ、１０μＦ、１００μＦの３つの値を用いて、９種類のシミュレーション結果を得た。

また、インダクタ１４５のインダクタンスは、０．４７μＨに設定した。

シミュレーションは、受電器１００Ａのスイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１％、受電器１００Ｂのスイッチ１３０ＢのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に設定して行った。なお、スイッチング周波数は、一例として、１００ｋＨｚである。

図１１に示すように、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値がともに１μＦの場合において、受電電力Ａにはリップルノイズが生じておらず、送電電力と受電電力Ｂにも揺らぎは発生していない。この傾向は、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値を１０μＦ、１００μＦに増大させても同様であった。なお、９つのシミュレーション結果のすべてにおいて、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、略０であった。

このことから、インダクタ１４５を挿入することにより、デューティ比を１％に低減した場合に、受電電力Ａを略０にできることが分かった。

図１２は、実施の形態の受電器１００Ａ及び１００Ｂを用いたシミュレーション結果を示す図である。図１２には、受電器１００Ａのスイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を５０％に設定した場合のシミュレーション結果を示す。図１２に示すシミュレーション結果は、受電器１００Ａのスイッチ１３０ＡのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を５０％に設定したこと以外は、図１１に示すシミュレーション結果と同様である。

図１２に示すように、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値がともに１００μＦの場合と、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値がそれぞれ１０μＦ、１００μＦの場合とにおいて、受電電力Ａにリップルノイズが発生しておらず、かつ、送電電力と受電電力Ｂとに揺らぎが生じていない良好な結果が得られた。

静電容量Ｃ２の値が１μＦ又は１０μＦの場合には、受電電力Ａに顕著なリップルノイズが発生しているため、受電器１００Ａで直流電力を受電することはできない。また、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値がそれぞれ１μＦ、１００μＦの場合には、受電電力Ａのリップルノイズは抑えられているが、送電電力と受電電力Ｂにノイズが発生した。

デューティ比を５０％に設定した図１２のシミュレーション結果は、デューティ比を１％に設定した図１１のシミュレーション結果に比べると、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値が小さい場合にリップルノイズの影響が見られたが、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値がともに１００μＦの場合と、静電容量Ｃ１、Ｃ２の値がそれぞれ１０μＦ、１００μＦの場合とにおいて、良好な結果が得られた。

以上より、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量を１００μＦ程度の比較的大きな値に設定し、かつ、インダクタ１４５を挿入することにより、リップルノイズの発生を抑制しつつ、受電器１００Ａと１００Ｂでデューティ比に応じて受電電力を調整できるようになることが分かった。すなわち、リップルノイズの発生を抑制と、ダイナミックレンジの確保との両立を実現できることが分かった。

図１３は、ＰＷＭ駆動パターンのデューティ比と、受電器１００Ａ及び１００Ｂの受電電力量との関係を示す図である。ここでは、受電器１００Ａの平滑用キャパシタ１４１Ａ及び１４２Ａと、受電器１００Ｂの平滑用キャパシタ１４１Ｂ及び１４２Ｂとの静電容量を１００μＦに設定した場合において、デューティ比を変えることによって受電電力量を調整する場合について説明する。

また、ここでは、受電器１００Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態において、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比(duty A)を１００％から低下させる場合について説明する。

図１３において、横軸は、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を表す。また、縦軸は、受電器１００Ａ及び１００Ｂの受電効率η_Ａ、η_Ｂ、受電効率の和η、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂをそれぞれ百分率で示す。

図１３に示すシミュレーション結果は、スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂのスイッチングを開始してから２ミリ秒が経過するまで計算したものである。

受電器１００Ａ、Ｂのスイッチ１３０Ａ、１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比がともに１００％のときは、受電器１００Ａ及び１００Ｂの受電効率η_Ａ、η_Ｂは、ともに約３０％である。また、このとき、受電効率の和ηは、約６０％であり、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、１（１００％）である。

受電器１００Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％から１％まで低下すると、受電器１００Ａの受電効率η_Ａは、約０％まで低下し、受電器１００Ｂの受電効率η_Ｂは、約４５％まで増大する。

また、このとき、受電器１００Ａ及び１００Ｂの受電効率の和ηは、約４５％になり、受電効率の比η_Ａ／η_Ｂは、約０（約０％）である。

このように、受電器１００Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％から低下させて行くと、受電器１００Ａの受電効率η_Ａが低下し、受電器１００Ｂの受電効率η_Ｂが増大する。

これは、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、受電器１００Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％から低下させた場合も同様である。

従って、受電器１００Ａ又はＢのスイッチ１３０Ａ又は１３０Ｂのいずれか一方を駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を調整すれば、受電器１００Ａ及び１００Ｂの受電効率η_Ａ、η_Ｂを調整することができる。受電効率η_Ａ、η_Ｂを調整することができることは、受電電力を調整できることである。

以上のように、スイッチ１３０Ａ又は１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を変化させると、受電器１００Ａ及び１００Ｂの二次側共振コイル１１０Ａ及び１１０Ｂの受電効率η_Ａ、η_Ｂが変わる。

従って、受電器１００Ａ及び１００Ｂのスイッチ１３０Ａ及び１３０ＢのＰＷＭ駆動パターンのうちのいずれか一方のＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を基準のデューティ比から変更すれば、受電器１００Ａ及び１００Ｂが電力を分配する比率を変化させることができる。基準のデューティ比は、例えば、１００％である。

キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量を１００μＦ程度の比較的大きな値に設定し、かつ、インダクタ１４５を挿入することにより、リップルノイズの発生を抑制しつつ、受電器１００Ａと１００Ｂでデューティ比に応じて受電電力を調整できるようになることが分かった。

このため、実施の形態では、受電器１００Ａ及び１００Ｂのスイッチ１３０Ａ及び１３０ＢのＰＷＭ駆動パターンのうちのいずれか一方のＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を基準のデューティ比から変更する。基準のデューティ比は、例えば、１００％であり、この場合には、いずれかのデューティ比を１００％未満の適切な値に設定する。

この際に、スイッチ１３０Ａ及び１３０ＢのどちらのＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を基準のデューティ比から変更するかは、次のように判定する。なお、ここで説明するデューティ比の設定の仕方は一例であり、スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比の設定の仕方は、以下で説明する手法以外の手法であってもよい。

まず、バッテリ２２０Ａの定格出力を二次側共振コイル１１０Ａの受電効率で除算して得る第１の値と、バッテリ２２０Ｂの定格出力を二次側共振コイル１１０Ｂの受電効率で除算して得る第２の値とを求める。

そして、第１の値と第２の値とのうち、いずれか小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）に対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比をデューティ比を１００％未満の適切な値に設定する。

定格出力を受電効率で除算して得る値は、送電器１０が受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）に送電する電力量（必要送電量）を表す。必要送電量とは、受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）が余剰電力も不足電力も生じることなく受電できるように、送電器１０から送電する電力量である。

従って、必要送電量が小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）への電力供給量を絞れば、必要送電量が大きい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）への電力供給量を増やすことができる。この結果、受電器１００Ａ及び１００Ｂへの電力供給量のバランスを改善することができる。

図１３から分かるように、いずれか一方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）のデューティ比を低減すると、その受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）の受電電力量が低下する。また、いずれか他方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）は、デューティ比が固定された状態で、受電電力量が増大する。

このため、必要送電量が小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）に対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を低減すれば、必要送電量が小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）への電力供給量が絞られ、必要送電量が大きい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）への電力供給量を増やすことができる。

このようにして、受電器１００Ａ及び１００Ｂへの電力供給量のバランスを改善すればよい。なお、具体的なデューティ比の設定方法については後述する。

また、この際に、ＰＷＭ駆動パターンの周波数は、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数以下の周波数に設定する。より好ましくは、ＰＷＭ駆動パターンの周波数は、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数未満の周波数に設定する。例えば、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数よりも１桁又は２桁程度低い周波数にＰＷＭ駆動パターンの周波数を設定すればよい。

これは、ＰＷＭ駆動パターンの周波数が磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数よりも高いと、全波整流された電力の１周期の途中でスイッチ１３０Ａ又は１３０Ｂのオン／オフが切り替えられることになり、電力量の調整を適切に行うことができなくなるおそれがあるからである。

従って、ＰＷＭ駆動パターンの周波数は、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数以下の周波数に設定することが必要である。また、その際に、ＰＷＭ駆動パターンの周波数を磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数よりも１桁又は２桁程度低い周波数に設定すれば、電力量の調整をより適切に行うことができる。

例えば、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数が６．７８ＭＨｚである場合に、ＰＷＭ駆動パターンの周波数を１００ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度に設定すればよい。

ここで、図１４を用いて、ＰＷＭ駆動パターンのデューティ比と受電電力との関係について説明する。

図１４は、受電器１００におけるＰＷＭ駆動パターンのデューティ比と受電電力との関係を示す図である。

図１４には、受電器１００の二次側共振コイル１１０、整流回路１２０、平滑キャパシタ１４１、スイッチ１３０を簡略化して示すとともに、電力波形（１）、（２）、（３）を示す。

電力波形（１）は、二次側共振コイル１１０と整流回路１２０との間で得られる電力の波形を示す。電力波形（２）は、整流回路１２０で全波整流された電力の波形を示す。電力波形（３）は、平滑キャパシタ１４１で平滑化された電力の波形を示す。

ここで、スイッチ１３０の入力側と出力側とにおける電力波形は略等しいため、電力波形（３）は、スイッチ１３０の出力側（スイッチ１３０の右側）で得られる電力波形でもある。

なお、ここでは、交流電源１が出力する交流電圧の周波数が６．７８ＭＨｚであり、一次側共振コイル１２と二次側共振コイル２１の共振周波数が６．７８ＭＨｚであることとする。また、ＰＷＭ駆動パターンのＰＷＭパルスの周波数が３００ｋＨｚであり、デューティ比が５０％であることとする。

受電器１００は、実際には図４に示すように、二次側共振コイル１１０とバッテリ２２０との間でループを形成する回路構成を有する。

このため、スイッチ１３０がオンの間はループ回路に電流が流れるが、スイッチ１３０がオフの間はループ回路に電流は流れない。

電力波形（１）は、二次側共振コイル１１０から整流回路１２０に供給される交流電力が、スイッチ１３０のオン／オフに合わせて断続的に流れる波形になる。

電力波形（２）は、整流回路１２０で全波整流された電力が、スイッチ１３０のオン／オフに合わせて断続的に流れる波形になる。

電力波形（３）は、整流回路１２０から平滑キャパシタ１４１に供給される電力が平滑化された直流電力になる。電力波形（３）の電圧値は、デューティ比が増大すると高くなり、デューティ比が減少すると低くなる。

以上のように、駆動パターンのデューティ比を調整することにより、平滑キャパシタ１４１から出力される直流電力の電圧値を調整することができる。

次に、ディーティの設定方法について説明する。

磁界共鳴型の電力伝送を行う場合に、ＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を変更すると、デューティ比の変更度合に対して受電効率の変更度合は線形的には変化しない。

例えば、受電器１００Ａ及び１００Ｂに対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比が１００％の場合に、二次側共振コイル１１０Ａ及び１１０Ｂの受電効率が、それぞれ４０％であるとする。

この場合に、受電器１００Ａに対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に保持した状態で、受電器１００Ｂに対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を７１％に低減すると、二次側共振コイル１１０Ａ及び１１０Ｂの受電効率は、それぞれ、５０％及び２５％になる。

このように、ＰＷＭ駆動パターンのデューティ比の変化度合と、受電効率の変更度合とは非線形的な関係にあるため、デューティ比と受電効率とを対応させたテーブルデータを作成しておき、所望の受電効率を得るためのデューティ比を選択するようにすればよい。

次に、図１５を用いて、送電器１０が受電器１００Ａ及び１００Ｂから受電効率と定格出力を表すデータを入手する方法について説明する。

図１５は、送電器１０と受電器１００Ａ及び１００Ｂとがデューティ比を設定するために実行する処理を示すタスク図である。このタスクは、制御部１５、１５０Ａ、及び１５０Ｂ（図５参照）によって実行される。

まず、受電器１００Ａは、受電電力を表すデータを送電器１０に送信する（ステップＳ１Ａ）。同様に、受電器１００Ｂは、受電電力を表すデータを送電器１０に送信する（ステップＳ１Ｂ）。これにより、送電器１０は、受電器１００Ａ及び１００Ｂから受電電力を表すデータを受信する（ステップＳ１）。

受電電力を表すデータの送信は、例えば、送電器１０からのリクエストに応じて、制御部１５０Ａ及び１５０Ｂがアンテナ１７０Ａ及び１７０Ｂを介して行うようにすればよい。また、受電電力を表すデータには、受電器１００Ａ及び１００Ｂを識別する識別子を含ませればよい。

受電電力を表すデータは、次のようにして取得すればよい。まず、送電器１０から受電器１００Ｂにデューティ比を０％に設定する信号を無線通信で送信するとともに、送電器１０から受電器１００Ａにデューティ比を１００％に設定する信号を無線通信で送信する。

そして、送電器１０から磁界共鳴で所定の電力を受電器１００Ａに送電し、受電器１００Ａで電力を受電する。このとき、受電器１００Ａで受信した電力量を表す信号を送電器１０に送電すれば、送電器１０で受電器１００Ａの受電効率を測定することができる。なお、このとき、受電器１００Ａは、デューティ比が０％であることによってオフの状態（非動作状態）になる。

また、受電器１００Ｂの受電効率を測定するには、送電器１０から受電器１００Ａにデューティ比を０％に設定する信号を無線通信で送信するとともに、送電器１０から受電器１００Ｂにデューティ比を１００％に設定する信号を無線通信で送信する。送電器１０から磁界共鳴で所定の電力を受電器１００Ｂに送電し、受電器１００Ｂで受信した電力量を表す信号を送電器１０に送電すれば、送電器１０で受電器１００Ｂの受電効率を測定することができる。

次に、受電器１００Ａは、定格出力を表すデータを送電器１０に送信する（ステップＳ２Ａ）。同様に、受電器１００Ｂは、定格出力を表すデータを送電器１０に送信する（ステップＳ２Ｂ）。これにより、送電器１０は、受電器１００Ａ及び１００Ｂから定格出力を表すデータを受信する（ステップＳ２）。

電子機器２００Ａ及び２００Ｂの定格出力を表すデータは、例えば、制御部１５０Ａ及び１５０Ｂの内部メモリに予め格納しておき、受電効率を表すデータを送った後に、制御部１５０Ａ及び１５０Ｂがアンテナ１７０Ａ及び１７０Ｂを介して送電器１０に送信するようにしておけばよい。

次に、送電器１０は、受電器１００Ａの受電効率を表すデータ及び定格出力を表すデータと、受電器１００Ｂの受電効率を表すデータ及び定格出力を表すデータとに基づき、受電器１００Ａ及び１００Ｂに対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を演算する（ステップＳ３）。いずれか一方のデューティ比は、基準のデューティ比（１００％）であり、他方のデューティ比は、１００％未満の最適化されたデューティ比である。ステップＳ３の詳細は、図１９を用いて後述する。

次に、送電器１０は、デューティ比を表すデータを受電器１００Ａ及び１００Ｂに送信する（ステップＳ４）。そして、受電器１００Ａ及び１００Ｂは、デューティ比を受信する（ステップＳ４Ａ及びＳ４Ｂ）。

ここで、送電器１０の制御部１５は、デューティ比を演算した後に、アンテナ１６を介してデューティ比を表すデータを受電器１００Ａ及び１００Ｂに送信するように設定されている。

受電器１００Ａ及び１００Ｂの制御部１５０Ａ及び１５０Ｂは、デューティ比をＰＷＭ駆動パターンに設定する（ステップＳ５Ａ及びＳ５Ｂ）。

送電器１０は、送電を開始する（ステップＳ６）。ステップＳ６の処理は、例えば、ＰＷＭ駆動パターンへのデューティ比の設定を制御部１５０Ａ及び１５０Ｂが完了したことを表す通知が送電器１０に対してなされたときに実行すればよい。

ここで、図１６及び図１７を用いて、受電器１００Ａ及び１００Ｂの受電効率を表すデータの取得方法について説明する。

図１６は、送電装置８０と電子機器２００Ａ及び２００Ｂの等価回路を示す図である。図１６に示す等価回路は、図５に示す送電装置８０と電子機器２００Ａ及び２００Ｂに対応している。ただし、ここでは、送電装置８０は、一次側コイル１１を含まず、交流電源１に一次側共振コイル１２が直接接続されているものとして説明する。

図１６では、二次側共振コイル１１０Ａは、コイルＬ_ＲＡと抵抗器Ｒ_ＲＡであり、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２ＡはキャパシタＣ_ＳＡ１、Ｃ_ＳＡ２であり、インダクタ１４５ＡはインダクタＬ_Ａであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０Ａとバッテリ２２０Ａは、抵抗器Ｒ_ＬＡである。

同様に、二次側共振コイル１１０Ｂは、コイルＬ_ＲＢと抵抗器Ｒ_ＲＢであり、平滑キャパシタ１４１Ｂ、１４２ＢはキャパシタＣ_ＳＢ１、Ｃ_ＳＢ２であり、インダクタ１４５ＢはインダクタＬ_Ｂであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０Ｂとバッテリ２２０Ｂは、抵抗器Ｒ_ＬＢである。

また、送電装置８０の共振コイル１２は、抵抗器Ｒ_ＴとコイルＬ_Ｔであり、交流電源１は、電源Ｖ_Ｓと抵抗器Ｒ_Ｓである。

送電装置８０と電子機器２００Ａとの相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、送電装置８０と電子機器２００Ｂとの相互インダクタンスをＭ_ＴＢ、電子機器２００Ａと２００Ｂとの相互インダクタンスをＭ_ＡＢとする。

ここで、相互インダクタンスをＭ_ＴＡと相互インダクタンスをＭ_ＴＢに比べると、相互インダクタンスをＭ_ＡＢは無視できるほど小さいので、ここでは、相互インダクタンスをＭ_ＴＡと相互インダクタンスをＭ_ＴＢについて検討する。

相互インダクタンスをＭ_ＴＡは、送電装置８０と、電子機器２００Ａの受電器１００Ａとの受電効率によって決まる。受電効率は、送電装置８０に対する受電器１００Ａの位置（距離）と姿勢（角度）によって決まるからである。同様に、相互インダクタンスをＭ_ＴＢは、送電装置８０と、電子機器２００Ｂの受電器１００Ｂとの受電効率によって決まる。

受電器１００Ａの受電効率は、受電器１００Ｂをオフにした状態で、送電器１０から受電器１００Ａに電力を送電し、受電器１００Ａが受電した電力量を計測することによって求めることができる。同様に、受電器１００Ｂの受電効率は、受電器１００Ａをオフにした状態で、送電器１０から受電器１００Ｂに電力を送電し、受電器１００Ｂが受電した電力量を計測することによって求めることができる。

従って、受電器１００Ａと１００Ｂの単独での受電効率を求めれば、相互インダクタンスをＭ_ＴＡと、相互インダクタンスをＭ_ＴＢを求めることができる。

実施の形態では、受電器１００Ａ及び１００Ｂの二次側共振コイル１１０Ａ及び１１０Ｂの受電効率の比を変えるために、スイッチ１３０Ａ又は１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を変化させる。

このため、相互インダクタンスをＭ_ＴＡと相互インダクタンスをＭ_ＴＢとの関係に対して、デューティ比を関連付けたテーブルデータを予め用意しておき、このようなテーブルデータを用いて、ＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を調整する。

図１７は、相互インダクタンスをＭ_ＴＡと相互インダクタンスをＭ_ＴＢとの関係に対して、デューティ比を関連付けたテーブルデータを示す図である。

図１７の（Ａ）は、スイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、スイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を調整するためのテーブルデータである。

相互インダクタンスＭ_ＴＡ１、Ｍ_ＴＡ２、Ｍ_ＴＡ３・・・は、実際には、具体的な相互インダクタンスＭ_ＴＡの値をとる。同様に、相互インダクタンスＭ_ＴＢ１、Ｍ_ＴＢ２、Ｍ_ＴＢ３・・・は、実際には、具体的な相互インダクタンスＭ_ＴＢの値をとる。デューティ比ｄｕｔｙ１Ａ、ｄｕｔｙ２Ａ、ｄｕｔｙ３Ａ、・・・、ｄｕｔｙ１１Ａ、ｄｕｔｙ１２Ａ、ｄｕｔｙ１３Ａ、・・・は、具体的には、実験的に求められた具体的なデューティ比の値をとる。

図１７の（Ｂ）は、スイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に固定した状態で、スイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を調整するためのテーブルデータである。

相互インダクタンスＭ_ＴＡ１、Ｍ_ＴＡ２、Ｍ_ＴＡ３・・・と、相互インダクタンスＭ_ＴＢ１、Ｍ_ＴＢ２、Ｍ_ＴＢ３・・・は、図１７の（Ａ）と同様である。デューティ比ｄｕｔｙ１Ｂ、ｄｕｔｙ２Ｂ、ｄｕｔｙ３Ｂ、・・・、ｄｕｔｙ１１Ｂ、ｄｕｔｙ１２Ｂ、ｄｕｔｙ１３Ｂ、・・・は、具体的には、実験的に求められた具体的なデューティ比の値をとる。

図１７の（Ａ）及び（Ｂ）に示すテーブルデータは、受電器１００Ａと１００Ｂの送電器１０に対する位置及び姿勢を様々に変えた状態で、相互インダクタンスをＭ_ＴＡとＭ_ＴＢを計測しつつ、デューティ比の最適化を図ることによって作成することができる。

図１８は、相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢと、受電効率とを関連付けたテーブルデータである。図１８の（Ａ）は、相互インダクタンスをＭ_ＴＡと、受電器１００Ａの受電効率とを関連付けたテーブルデータであり、図１８の（Ｂ）は、相互インダクタンスをＭ_ＴＢと、受電器１００Ｂの受電効率とを関連付けたテーブルデータである。

相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢは、それぞれ、送電装置８０と、受電器１００Ａ、１００Ｂとの受電効率Ｅ_Ａ、Ｅ_Ｂによって決まる。

図１８の（Ａ）では、相互インダクタンスをＭ_ＴＡ１、Ｍ_ＴＡ２、・・・と、受電器１００Ａの受電効率Ｅ_Ａ１、Ｅ_Ａ２、・・・とが関連付けられている。また、図１８の（Ｂ）では、相互インダクタンスをＭ_ＴＢ１、Ｍ_ＴＢ２、・・・と、受電器１００Ｂの受電効率Ｅ_Ｂ１、Ｅ_Ｂ２、・・・とが関連付けられている。

予め実験等で受電器１００Ａ、１００Ｂの相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢと、受電効率とを測定しておき、図１８の（Ａ）、（Ｂ）に示すようなテーブルデータを作成しておけば、受電器１００Ａ、１００Ｂの受電効率から、受電器１００Ａ、１００Ｂの相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢを求めることができる。あるいはSimulationにより求めても良い。

次に、図１９を用いて、デューティ比の設定方法について説明する。

図１９は、実施の形態の送電器１０が受電器１００Ａ又は１００Ｂのデューティ比を設定する方法を示すフローチャートである。このフローは、送電器１０の制御部１５によって実行される処理を表し、図１５のステップＳ３の処理内容の詳細を示すものである。

制御部１５は、受電器１００Ａ及び１００Ｂから受電電力を表す信号を受信して受電効率を求め、受電器１００Ａ及び１００Ｂから定格出力を表す信号を受信してステップＳ３に進行すると、図１９に示す処理を開始する。

制御部１５は、バッテリ２２０Ａの定格出力を二次側共振コイル１１０Ａの受電効率で除算して得る第１の値と、バッテリ２２０Ｂの定格出力を二次側共振コイル１１０Ｂの受電効率で除算して得る第２の値とを求め、第１の値が第２の値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ３１）。

制御部１５は、第１の値が第２の値よりも大きい（Ｓ３１：ＹＥＳ）と判定すると、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に設定する（ステップＳ３２Ａ）。

次いで、制御部１５は、受電器１００Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を設定する（ステップＳ３２Ａ）。具体的には、制御部１５は、図１８の（Ａ）及び（Ｂ）に示すテーブルデータに基づき、それぞれ、受電器１００Ａ、１００Ｂの受電効率Ｅ_Ａ、Ｅ_Ｂから受電器１００Ａ、１００Ｂの相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢを求める。そして、制御部１５は、図１７の（Ｂ）に示すテーブルデータから、受電器１００Ａ、１００Ｂの相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢに基づいて、受電器１００Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を求める。

ステップＳ３２Ａの処理が終了すると、制御部１５はフローをステップＳ４（図１５参照）に進行する。

また、制御部１５は、第１の値が第２の値よりも小さい（Ｓ３１：ＮＯ）と判定すると、受電器１００Ｂのスイッチ１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を１００％に設定する（ステップＳ３２Ｂ）。

次いで、制御部１５は、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を設定する（ステップＳ３２Ｂ）。具体的には、制御部１５は、図１８の（Ａ）及び（Ｂ）に示すテーブルデータに基づき、それぞれ、受電器１００Ａ、１００Ｂの受電効率Ｅ_Ａ、Ｅ_Ｂから受電器１００Ａ、１００Ｂの相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢを求める。そして、制御部１５は、図１７の（Ａ）に示すテーブルデータから、受電器１００Ａ、１００Ｂの相互インダクタンスをＭ_ＴＡ、Ｍ_ＴＢに基づいて、受電器１００Ａのスイッチ１３０Ａを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を求める。

ステップＳ３２Ｂの処理が終了すると、制御部１５はフローをステップＳ４（図１５参照）に進行する。

以上のようにして、制御部１５は、受電器１００Ａ、１００Ｂのスイッチ１３０Ａ、１３０Ｂを駆動するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を設定する。

以上、実施の形態によれば、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量を比較的大きな値に設定し、かつ、インダクタ１４５を挿入することにより、リップルノイズの発生を抑制しつつ、受電器１００Ａと１００Ｂでデューティ比に応じて受電電力を調整できるようになることが分かった。すなわち、リップルノイズの発生を抑制と、ダイナミックレンジの確保との両立を実現できることが分かった。

また、デューティ比を決めるにあたっては、受電器１００Ａ及び１００Ｂの二次側共振コイル１１０Ａ及び１１０Ｂの受電効率と、電子機器２００Ａ及び２００Ｂの定格出力とにより、受電器１００Ａ及び１００Ｂへの必要送電量を求める。

そして、受電器１００Ａ及び１００Ｂのうち、必要送電量が小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）に対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を減少させる。

この結果、必要送電量が小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）に対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を低減すれば、必要送電量が小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）への電力供給量が絞られ、必要送電量が大きい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）への電力供給量を増やすことができる。

このようにして、受電器１００Ａ及び１００Ｂへの電力供給量のバランスを改善する。

従って、実施の形態によれば、電力供給量のバランスを改善することのできる受電器１００Ａ又は１００Ｂを提供することができる。また、実施の形態によれば、電力供給量のバランスを改善することができる電力伝送システム５００を提供することができる。

なお、以上では、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量を１００μＦ程度の比較的大きな値に設定する形態について説明した。しかしながら、平滑キャパシタ１４１Ａ、１４２Ａ、１４１Ｂ、１４２Ｂの静電容量は、送電装置８０から送電する電力量、及び、受電器１００Ａ及び１００Ｂで受電する電力量によって最適な値が異なる。このため、送電する電力量と、受電する電力量とに応じて、リップルノイズが発生しない程度に大きな値に設定すればよい。

また、以上では、インダクタ１４５が、スイッチ１３０と平滑キャパシタ１４２との間で、線路１２５Ａに直列に挿入されている形態について説明した。しかしながら、インダクタ１４５とスイッチ１３０の位置を入れ替えてもよい。すなわち、平滑キャパシタ１４１と平滑キャパシタ１４２との間の線路１２５Ａに、インダクタ１４５が平滑キャパシタ１４１側に位置し、スイッチ１３０が平滑キャパシタ１４２側に位置するように、直列に挿入されていてもよい。

また、以上では、２つの受電器１００Ａ及び１００Ｂのうち、必要送電量が小さい方の受電器（１００Ａ又は１００Ｂ）に対応するＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を低減することによって受電器１００Ａ及び１００Ｂへの電力供給量のバランスを改善する形態について説明した。

しかしながら、３つ以上の受電器が同時に充電される場合もある。このような場合には、必要電力量、つまりは各定格電力を各受電効率で除算して得る電力量が最大の受電器以外の受電器のＰＷＭ駆動パターンのデューティ比を低減するようにすればよい。

また、以上では、電子機器２００Ａ及び２００Ｂが、一例として、タブレットコンピュータ又はスマートフォン等の端末機である形態について説明したが、電子機器２００Ａ及び２００Ｂは、例えば、ノート型のＰＣ(Personal Computer)、携帯電話端末機、携帯型のゲーム機、デジタルカメラ、ビデオカメラ等の充電式のバッテリを内蔵する電子機器であってもよい。

以上、本発明の例示的な実施の形態の受電器、及び、電力伝送システムについて説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。

１０ 送電器
１１ 一次側コイル
１２ 一次側共振コイル
１３ 整合回路
１４ キャパシタ
１５ 制御部
１００、１００Ａ、１００Ｂ 受電器
１１０、１１０Ａ、１１０Ｂ 二次側共振コイル
１２０、１２０Ａ、１２０Ｂ 整流回路
１２５Ａ、１２５Ｂ 線路
１３０、１３０Ａ、１３０Ｂ スイッチ
１４１、１４１Ａ、１４１Ｂ、１４２、１４２Ａ、１４２Ｂ 平滑キャパシタ
１４５、１４５Ａ、１４５Ｂ インダクタ
１５０、１５０Ａ、１５０Ｂ 制御部
１６０Ａ、１６０Ｂ 出力端子
１７０Ａ、１７０Ｂ アンテナ
２００Ａ、２００Ｂ 電子機器
５００ 電力伝送システム

Claims (12)

1. 一次側共振コイルとの間で生じる磁界共鳴又は電界共鳴によって前記一次側共振コイルから電力を受電する第１の二次側共振コイルと、
   前記第１の二次側共振コイルに接続され、前記第１の二次側共振コイルから入力される交流電力を全波整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力側に接続される、高電位側の第１線路と、
   前記整流回路の出力側に接続される、低電位側の第２線路と、
   前記第１線路及び前記第２線路にそれぞれ接続される一対の出力端子と、
   前記整流回路と前記一対の出力端子との間で、前記第１線路と前記第２線路との間に設けられる第１平滑キャパシタと、
   前記第１平滑キャパシタと前記一対の出力端子との間で、前記第１線路と前記第２線路との間に設けられる第２平滑キャパシタと、
   前記第１平滑キャパシタと前記第２平滑キャパシタとの間で前記第１線路に直列に挿入され、前記第１線路の接続状態を切り替えるスイッチと、
   前記第１平滑キャパシタと前記スイッチとの間、又は、前記スイッチと前記第２平滑キャパシタとの間で前記第１線路に直列に挿入されるインダクタと、
   第１ＰＷＭ駆動パターンで前記スイッチを駆動する駆動制御部と
   を含む、受電器。
2. 前記駆動制御部は、前記第１の二次側共振コイルの第１の受電効率、前記一対の出力端子に接続される第１負荷の第１定格出力、前記一次側共振コイルとの間で生じる磁界共鳴によって前記一次側共振コイルから電力を受電する他の受電器の第２の二次側共振コイルの第２の受電効率、及び、前記他の受電器から電力が供給される第２負荷の第２定格出力に基づいて設定される第１デューティ比と、前記磁界共鳴の周波数以下の第１周波数とで前記第１ＰＷＭ駆動パターンを決定する、請求項１記載の受電器。
3. 前記第１デューティ比は、前記第１定格出力を前記第１の受電効率で除算して得る第１の値が、前記第２定格出力を前記第２の受電効率で除算して得る第２の値よりも小さい場合に、前記第１デューティ比の第１初期値よりも小さい所定のデューティ比に設定され、
   前記所定のデューティ比は、前記第１デューティ比が前記第１初期値である場合よりも、前記第１負荷及び前記第２負荷が受電する電力のバランスが改善されるデューティ比である、請求項２記載の受電器。
4. 前記第１デューティ比は、前記第１定格出力を前記第１の受電効率で除算して得る第１の値が、前記第２定格出力を前記第２の受電効率で除算して得る第２の値よりも大きい場合には、前記第１初期値に設定される、請求項３記載の受電器。
5. 前記第１初期値は、１００％である、請求項４記載の受電器。
6. 一次側共振コイルとの間で生じる磁界共鳴又は電界共鳴によって前記一次側共振コイルから電力を受電する第１の二次側共振コイルと、
   前記第１の二次側共振コイルに接続され、前記第１の二次側共振コイルから入力される交流電力を全波整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力側に接続される、高電位側の第１線路と、
   前記整流回路の出力側に接続される、低電位側の第２線路と、
   前記第１線路及び前記第２線路にそれぞれ接続される一対の出力端子と、
   前記整流回路と前記一対の出力端子との間で、前記第１線路と前記第２線路との間に設けられる第１平滑キャパシタと、
   前記第１平滑キャパシタと前記一対の出力端子との間で、前記第１線路と前記第２線路との間に設けられる第２平滑キャパシタと、
   前記第１平滑キャパシタと前記第２平滑キャパシタとの間で前記第１線路に直列に挿入され、前記第１線路の接続状態を切り替えるスイッチと、
   前記第１平滑キャパシタと前記スイッチとの間、又は、前記スイッチと前記第２平滑キャパシタとの間で前記第１線路に直列に挿入されるインダクタと、
   第１ＰＷＭ駆動パターンで前記スイッチを駆動する駆動制御部と
   を有する、受電器と、
   他の受電器と、
   前記一次側共振コイルを有する送電器と
   を含む、電力伝送システム。
7. 前記駆動制御部は、前記第１の二次側共振コイルの第１の受電効率、前記一対の出力端子に接続される第１負荷の第１定格出力、前記一次側共振コイルとの間で生じる磁界共鳴によって前記一次側共振コイルから電力を受電する他の受電器の第２の二次側共振コイルの第２の受電効率、及び、前記他の受電器から電力が供給される第２負荷の第２定格出力に基づいて設定される第１デューティ比と、前記磁界共鳴の周波数以下の第１周波数とで前記第１ＰＷＭ駆動パターンを決定する、請求項６記載の電力伝送システム。
8. 前記他の受電器は、前記受電器と同一の回路構成を有する、請求項７記載の電力伝送システム。
9. 前記他の受電器では、前記第２の受電効率、前記第２定格出力、前記第１の受電効率、及び、前記第１定格出力に基づいて設定される第２デューティ比と、前記磁界共鳴の周波数以下の第２周波数とで決定される第２ＰＷＭ駆動パターンでスイッチが駆動され、
   前記第２デューティ比は、前記第２定格出力を前記第２の受電効率で除算して得る第２の値が、前記第１定格出力を前記第１の受電効率で除算して得る第１の値よりも小さい場合に、前記第２デューティ比の第２初期値よりも小さい所定のデューティ比に設定され、
   前記所定のデューティ比は、前記第２デューティ比が前記第２初期値である場合よりも、前記第１負荷及び前記第２負荷が受電する電力のバランスが改善されるデューティ比である、請求項８記載の電力伝送システム。
10. 前記第２デューティ比は、前記第２定格出力を前記第２の受電効率で除算して得る第２の値が、前記第１定格出力を前記第１の受電効率で除算して得る第１の値よりも大きい場合には、前記第２初期値に設定される、請求項９記載の電力伝送システム。
11. 前記第２初期値は、１００％である、請求項１０記載の電力伝送システム。
12. 前記受電器、前記他の受電器、及び前記送電器は、それぞれ、第１通信部、第２通信部、及び第３通信部を有し、
    前記送電器の前記第３通信部は、前記受電器の前記第１通信部から前記第１の受電効率及び前記第１定格出力を表す第１データを受信するとともに、前記他の受電器の前記第２通信部から前記第２の受電効率及び前記第２定格出力を表す第２データを受信し、
    前記送電器は、前記第３通信部が受信する第１データが表す第１の受電効率及び前記第１定格出力に基づいて前記第１の値を演算するとともに、前記第３通信部が受信する第２データが表す第２の受電効率及び前記第２定格出力に基づいて前記第２の値を演算し、
    前記送電器の前記第３通信部は、前記受電器の前記第１通信部に前記第１の値を表すデータを送信するとともに、前記他の受電器の前記第２通信部に前記第２の値を表すデータを送信する、請求項９乃至１１のいずれか一項記載の電力伝送システム。

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