JPWO2016166971A1 - 偏波多重光送信回路および偏波多重光送受信回路 - Google Patents

Abstract

分岐比率の非対称性が小さい光パワースプリッタを用いて、最適な送受の光パワー配分で、偏波経路による損失不均衡が補償された、１チップ集積化されたデジタルコヒーレント偏波多重光送受信回路を提供する。光源から出力される連続光の光パワーを分岐する第１の光パワースプリッタと、前記第１の光パワースプリッタの１出力に接続する、損失のより大きい経路側の一方の偏波光変調回路と、前記第１の光パワースプリッタの他出力に接続する第２の光パワースプリッタと、前記第２の光パワースプリッタの１出力に接続する、他方の偏波光変調回路と、から構成される偏波多重光送信回路を含む、偏波多重光送受信回路。

Description

本発明は偏波多重光送信回路および偏波多重光送受信回路、詳しくは光源を光受信回路と共用する、集積化されたコヒーレント偏波多重方式向けの偏波多重光送信回路および偏波多重光送受信回路に関するものである。

近年、特に長距離の光通信において、１チャネルあたりの通信容量を飛躍的に増大できる、デジタルコヒーレント方式の光伝送システムが開発され、商用導入も進みつつある。デジタルコヒーレント方式の光通信では、直交する２つの偏波（偏光）に別の信号を与えて伝送量を倍増する、偏波多重方式が一般に適用されている。

各偏波に信号を付与する際の信号フォーマットには様々なものがあるが、現在最も盛んに商用導入が進められているチャネルあたり100ギガ/秒の通信容量を有するシステムは、QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）を採用したものがほとんどである。

図１は、従来技術による、デジタルコヒーレント偏波多重QPSK方式の光送信回路、光受信回路の全体構成を示すものである。図１には、連続光を発生する光源9101、第１の光パワースプリッタ9102、光変調器9103、光復調器9104が図示される。図１および以降の図において、実線の矢印は連続光、点線の矢印は変調された信号光、２重線矢印は電気信号の入出力を示すものである。

コヒーレント方式の光送信回路、光受信回路の特徴は、受信側にも光源を有することである。この受信側の光源から入力する基準光と、伝送路から入力する受信信号光を干渉させることによって、より高い感度で受信信号を検出する。光源は送信回路側、受信回路側のそれぞれに別に設ける構成も可能である。しかし、近年では図１の従来例のように、光パワースプリッタで光を送信回路側、受信回路側に分岐するようにして光源を単一化する構成が主流になりつつある。この構成はサイズや消費電力の面で有利である。

図１の光変調器9103は、光源9101から第１の光パワースプリッタ9102で分岐された連続光と送信電気信号が入力される。光変調器9103は送信電気信号によって連続光を変調して、偏波多重光信号を伝送路へ送出する偏波多重光送信回路として機能する。

図１の光復調器9104は、伝送路から受信した偏波多重光信号と、光源9101から第１の光パワースプリッタ9102で分岐された連続光が入力される。光復調器9104はコヒーレント光復調処理を行い、受信電気信号を出力する偏波多重光受信回路として機能する。

図２は、図１の光変調器9103で構成された偏波多重光送信回路を詳細に示したものである。光変調器9103は、直交する２つの偏波（偏光）に対応した２つの光変調回路の系統を有している。２つの光変調回路の系統名として、それぞれ実際の偏波方向とは別に便宜的にＸ偏波、Ｙ偏波と称する。図２には、第２の光パワースプリッタ9105、Ｙ偏波光変調回路9106、Ｘ偏波光変調回路9107、偏波回転器9108、偏波ビームコンバイナ9109が図示される。

光変調器9103には、第１の光パワースプリッタ9102より例えばＴＥ偏光の連続光が入力される。入力されたＴＥ偏光の連続光は、第２の光パワースプリッタ9105で２つのＴＥ偏光の連続光に分岐され、Ｙ偏波光変調回路9106、Ｘ偏波光変調回路9107で、それぞれ送信電気信号により変調される。

Ｙ偏波光変調回路9106から出力された、変調されたＴＥ偏光出力は、偏波回転器9108によってＴＭ偏光に変換される。変換されたＴＭ偏光出力は、Ｘ偏波光変調回路9107からの変調されたＴＥ偏光出力とともに、偏波ビームコンバイナ9109によって偏波多重信号に多重化されて、伝送路へ出力される。

図３は、図１の光復調器9104で構成された偏波多重光受信回路を詳細に示したものである。送信回路側と同様に、受信回路側も２つの偏波の系統に対応する２つの光復調回路を有している。図３には、偏波ビームスプリッタ9111、偏波回転器9112、第３の光パワースプリッタ9113、第１の光復調回路である光コヒーレントミキサ9114、第２の光復調回路である光コヒーレントミキサ9115、フォトディテクタ9116、9117が図示される。

光復調器9104には、伝送路から偏波多重された受信信号光が入力され、偏波ビームスプリッタ9111によってＴＥ偏光成分とＴＭ偏光成分に分離される。また、光源9101からは、第１の光パワースプリッタ9102で分岐された連続光が、ＴＥ偏光の基準光として入力される。基準光は、第３の光パワースプリッタ9113で更に２つに分岐され、光コヒーレントミキサ9114、9115 で構成された２つの光復調回路に、復調用の基準光として入力される。

偏波ビームスプリッタ9111によって分離された受信信号光のＴＥ偏光成分は、第３の光パワースプリッタ9113で分岐されたＴＥ偏光の基準光の一方とともに、光コヒーレントミキサ9114に入力されて復調される。

また、偏波ビームスプリッタ9111によって分離された受信信号光のＴＭ偏光成分は、偏波回転器9112によってＴＥ偏光に変換される。ＴＥ偏光に変換された受信信号光は、第３の光パワースプリッタ9113で分岐されたＴＥ偏光の基準光の他方とともに、光コヒーレントミキサ9115に入力されて復調される。

復調された光信号は、フォトディテクタ9116、9117により受信電気信号に変換されて、偏波多重光受信回路から出力される。

光源9101からの連続光が、第１の光パワースプリッタ9102によって送信回路側、受信回路側に分配されるときの分岐の比率は、光源のパワーに制約がある場合には等分岐よりも送信側により多くパワーを分配する方が、より優れた送受信特性を得られる場合が多い。この分岐比率の最適化については下記非特許文献１（例えばFig4および3節参照）に詳しいが、条件により送信側：受信側＝70:30程度までの非対称性が適している（光信号の伝送距離を最大化できる）ことが示されている。

前記のようなデジタルコヒーレント偏波多重方式の光送信回路、光受信回路は、将来的に更なる回路の小型化が求められている。このため、送信・受信回路を一体集積化する研究開発が進められてきている。

この目的のため、InP（インジウム燐）光導波路やシリコン光導波路による光集積回路（PIC: Photonic Integrated Circuit）を使用して、光回路要素をすべて１チップに集積することが検討されている。

具体的には、光変調回路9106、9107、光復調回路9114、9115に加えて、光パワースプリッタ9102、9105、9113、偏波ビームコンバイナ／スプリッタ9109、9111、偏波回転器9108、9112を全て１チップに集積したPIC（光集積回路）として形成することが検討されている。更に、光源9101やフォトディテクタ9116、9117を、集積化することも検討されている。この１チップ集積化した構成においても、前記のように光源9101からの連続光を送受信回路間で分岐する第１の光パワースプリッタ9102では、70:30程度の非対称な分岐比率が求められる。

また、別の問題として１チップ集積化のために偏波回転器9108、9112をPICで実現する場合には、偏波回転器において１ないし2dB程度の回路過剰損失が発生することが現状では不可避である。この偏波回転器における回路過剰損失ために、図２の偏波多重光送信回路を構成する光変調器9103では、偏波回転器9108を経由するＹ偏波光変調回路9106の側の経路に、Ｘ偏波光変調回路9107の側の経路より大きい損失が発生することになる。

この経路による損失非均衡を補正し、光変調器全体の損失を最小化するには、第２の光パワースプリッタ9105においてもまた、Ｙ偏波光変調回路9106の側に多くのパワーを分岐するような、非対称な分岐比率が求められる。

PIC（光集積回路）において光パワースプリッタを実現する手段は、マルチモード干渉回路、または方向性結合器が一般的である。しかしながらマルチモード干渉回路を非対称な分岐比率に設計する場合には、50:50の対称分岐比率の設計に比較して過剰損失が増大するという問題があった。

非対称な分岐比率のマルチモード干渉回路は、先行して石英材料の導波路において検討がなされている。この検討結果によれば、50:50の対称設計に比較して、非対称性が大きい設計ほど、各次数のモードへのパワー分配比を精密に制御する必要がある。

しかしながら、製造誤差によって所望の分配比が実現できないために、過剰損失が生じるという問題を生じていた。PICに用いる材料系は石英材料よりも更に高屈折率であり、したがって製造誤差に対するトレランスはより厳しく、前記の過剰損失の問題はより深刻である。

この過剰損失の問題により、もともと経路による損失非均衡を補償して回路全体の損失を低減するために非対称性な分岐比率に設計しながら、非対称性な分岐比率を実現するために過剰損失が生じてしまい、結局は回路全体の損失を低減できない。

また、方向性結合器を用いて非対称な分岐比率に設計する場合には、方向性結合器の原理上、50:50の対称分岐比率の設計に比較して、非対称な分岐比率の設計では、分岐比率の波長依存性が生じるという問題があった。これは特定波長では回路全体の損失を低減できるものの、動作波長領域の別の波長では、経路による損失非均衡を補償できず、やはり結局は回路全体の損失を低減できない。

このように、１チップ集積化を図った偏波多重光送受信回路においては、対称分岐比率の光パワースプリッタを用いた場合には、経路による損失非均衡による過剰損失が生じるという問題があった。また、その経路による損失非均衡を補償するために、非対称分岐比率の光パワースプリッタを用いた場合では、光パワースプリッタ自体の特性のために過剰損失が生じるという問題があった。

Bo Zhang et al., "Practical Limits of Coherent Receivers for Unamplified 100Gb/s Applications", Proceeding of OFC2013, OW1E.3, (2013)

本発明は、かかる問題を鑑みてなされたものであり、その目的は、なるべく分岐比率の非対称性が小さい光パワースプリッタを用いて、光送受信回路間に最適な光パワーを分配しつつ、偏波経路による損失非均衡も補償することにより、損失特性に優れ、１チップ集積化されたデジタルコヒーレント偏波多重方式の光送受信回路を提供することにある。

前記の課題を解消するために、本発明による光送受信回路は、以下のような構成をとることができる。

（発明の構成１）
光源から出力される連続光の光パワーを分岐する第１の光パワースプリッタと、
前記第１の光パワースプリッタの１出力に接続する、損失のより大きい経路側の一方の偏波光変調回路と、
前記第１の光パワースプリッタの他出力に接続する、第２の光パワースプリッタと、
前記第２の光パワースプリッタの１出力に接続する、他方の偏波光変調回路と、
から構成されることを特徴とする、偏波多重光送信回路。

（発明の構成２）
発明の構成１記載の偏波多重光送信回路であって、
前記第１の光パワースプリッタにおける前記一方の偏波変調回路への分岐比率をaとし、
前記第２の光パワースプリッタにおける前記他方の偏波変調回路への分岐比率をbとし、
偏波多重光送信回路全体への前記光源からの光パワー分岐比率をcとし、
前記両偏波変調回路の系統間の損失差をd（dB）としたときに、
c = a+(1-a) b
10^(-0.2d) ＜ (1-a)ｂ／a ＜ 1
の条件の範囲で前記cおよびｄを与えて、前記第１および第２の光パワースプリッタにおける分岐比率a、bを決定したことを特徴とする、偏波多重光送信回路。

（発明の構成３）
発明の構成２記載の偏波多重光送信回路であって、
前記cおよびdを、
ｃ≧2/3
または、
c＜2/3 かつ 10^(-0.1d)＜c
の条件を充たす範囲で与える
ことを特徴とする、偏波多重光送信回路。

（発明の構成４）
発明の構成１〜３記載の偏波多重光送信回路であって、
前記一方の偏波光変調回路の出力に接続する偏波回転回路と、
前記偏波回転回路、および前記他方の偏波光変調回路の出力に接続する偏波ビームコンバイナを備えてなり、
前記偏波ビームコンバイナ出力より伝送路へ偏波多重変調光を出力する
ことを特徴とする、偏波多重光送信回路。

（発明の構成５）
発明の構成１〜４記載の偏波多重光送信回路、および
前記第２の光パワースプリッタの別の出力に接続された第３の光パワースプリッタと、
伝送路より偏波多重信号光が入力される偏波ビームスプリッタと、
前記偏波ビームスプリッタの１出力に接続する偏波回転回路と、
前記偏波ビームスプリッタの他出力と前記第３の光パワースプリッタの１出力に接続する第１の光コヒーレントミキサと、
前記偏波回転回路の出力と前記第３の光パワースプリッタの他出力に接続する第２の光コヒーレントミキサと、
前記第１の光コヒーレントミキサから出力する光を受光するフォトディテクタと、
前記第２の光コヒーレントミキサから出力する光を受光するフォトディテクタ
からなる偏波多重光受信回路を備えてなることを特徴とする、偏波多重光送受信回路。

（発明の構成６）
発明の構成５記載の偏波多重光送受信回路であって、
少なくとも前記偏波多重光送信回路が、１チップ上に集積されたこと
を特徴とする、偏波多重光送受信回路。

（発明の構成７）
発明の構成６記載の偏波多重光送受信回路であって、
フォトディテクタを除く前記偏波多重光受信回路も前記チップ上に集積されたこと
を特徴とする、偏波多重光送受信回路。

（発明の構成８）
発明の構成７記載の偏波多重光送受信回路であって、
フォトディテクタを含めた全ての前記偏波多重光受信回路および光源も前記チップ上に集積されたことを特徴とする、偏波多重光送受信回路。

本発明により、従来に比較して分岐比率の非対称性が小さい光パワースプリッタを用いて送受信回路間に最適な光パワーを配分しつつ、偏波経路による損失非均衡も補償することができ、損失特性に優れた集積化された偏波多重光送受信回路を実現することができる。

従来技術における、光送信回路、光受信回路の全体構成を示す図である。 図１の従来技術における、光送信回路側の詳細構成を示す図である。 図１の従来技術における、光受信回路側の詳細構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態における、光送受信回路の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態における、第１の光パワースプリッタの最適な分岐比率を示す図である。 本発明の第１の実施形態における、第２の光パワースプリッタの最適な分岐比率を示す図である。 従来技術における、第１の光パワースプリッタの最適な分岐比率を示す図である。 従来技術における、第２の光パワースプリッタの最適な分岐比率を示す図である。 従来技術の構成で、第１および第２の光パワースプリッタの最適な分岐比率において、より非対称性が大きいほうの分岐比率を示した表である。 本発明の構成で、第１および第２の光パワースプリッタの最適な分岐比率において、より非対称性が大きいほうの分岐比率を示した表である。 本発明の第２の実施形態における、光送受信回路の構成を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。

［第１の実施形態］
本発明の第１の実施形態に係る偏波多重光送受信回路について説明する。

図４は、本発明の第１の実施形態における、集積チップ115上に主要部が構成された偏波多重光送受信回路の構成を示す回路図である。

図４には送信側の構成として、連続光を発生する光源101、第１の光パワースプリッタ102、第２の光パワースプリッタ103、Ｙ偏波光変調回路104、Ｘ偏波光変調回路105、第１の偏波回転器106、偏波ビームコンバイナ107が図示されている。

また図４には受信側の構成として、第３の光パワースプリッタ108、偏波ビームスプリッタ109、第２の偏波回転器110、第１の光復調回路である光コヒーレントミキサ111、第２の光復調回路である光コヒーレントミキサ112、フォトディテクタ113、114が図示されている。

ここで集積チップ115上の回路は、シリコン光導波路を用いて１チップ集積化されたPIC（光集積回路）であり、１チップに集積された回路を集積チップ115で表している。なおシリコン導波路によるPICでは、技術的にフォトディテクタも集積が可能で、その場合はフォトディテクタ113、114も集積チップ115の中に含まれる。更には、光源101までも集積化することも可能である。

光源101から送信側へは、ＴＥ偏光の連続光が入力されている。入力されたＴＥ偏光の連続光は、第１および第２の光パワースプリッタ102、103によって、Ｙ偏波光変調回路、Ｘ偏波光変調回路、受信側の３方路へ分配される。

図１の従来技術では、第１の光パワースプリッタ9102により光源9101からの連続光の一方が送信側、他方が受信側に分配され、送信側に分配された光が更に第２の光パワースプリッタ9105によってＹ偏波変調回路、Ｘ偏波変調回路に分配されていた。

図４に示すように本発明においては、第１の光パワースプリッタ102により分岐された連続光の一方は、まず送信側の損失のより大きい側のＹ偏波光変調器104に直接分配される。そして、第１の光パワースプリッタ102により分岐された連続光の他方は、第２の光パワースプリッタ103によって更に分岐され、送信側の損失のより小さい側のＸ偏波光変調器105と受信側に基準光として分配されるという構成上の特徴を有する。

このように２つの光パワースプリッタからの連続光の分配順序を規定することにより、分岐比率を大きく非対称とすることなく、送信側により多く、また損失の大きい偏波側の系統により多くの光パワーを供給することが可能となる。

例えば、２つの光パワースプリッタの分岐比率が共に50:50であったとしても、単純に計算して送信側に光源からの光パワーの７５％が分岐され、また送信側の２つの偏波系統Ｘ，Ｙ間で１：２の光パワーの分岐割合となるから、送信側の偏波回転器等による偏波間の損失差が３ｄＢ程度あっても補償可能となる。

なお、受信側の２つの偏波系統間でも偏波回転器などによる損失差はあるが、受信側はもともと取り扱う光のパワーが小さいため、受信電気信号を増幅する電気アンプによって損失差は補償可能である。

（分岐比率の比較）
以降は、本発明と従来の構成において、第１および第２の光パワースプリッタの最適な分岐比率を比較し、より実際的な条件において、本発明の構成は、分岐比の非対称性が小さいことを示す。

ここで、最適な分岐比率とは、Ｙ偏波変調器の経路とＸ偏波変調器の経路の損失非均衡をちょうど補償するような分岐比率であり、送信側への光パワー分岐比率（光源からの光パワーの何％を送信側に分配するか）、および偏波間の損失差（Ｘ偏波変調器の経路に対し、Ｙ偏波変調器の経路の損失が何dB大きいか）の2つの条件によって決定される。

（本発明の第１および第２の光パワースプリッタの分岐比率）
図５Ａ、図５Ｂは、本発明において、第１および第２の光パワースプリッタ102、103の最適な分岐比率を示すものである。

ここで、図５Ａは第１の光パワースプリッタ102に対しての、図５Ｂは第２の光パワースプリッタ103に対しての分岐比率（下記式（１）、（２）のa、b）である。

また、各グラフの横軸は偏波間の損失差の条件（下記式（１）、（２）のd）であり、4本の線はそれぞれ送信側への光パワー分岐比率の代表的な条件（下記式（１）、（２）のc = 50、60、70、80％）の場合を示す。

図５に示された最適な分岐比率は、以下の流れで算出されたものである。
・第１の光パワースプリッタ102におけるＹ偏波変調器への分岐比率をaとする。
・第２の光パワースプリッタ103におけるＸ偏波変調器への分岐比率をbとする。
・送信側全体への光源からの光パワー分岐比率をcとする。
・偏波間の損失差をd（dB）とする。
・この時、a、b、c、ｄには以下の関係式（１）、（２）が成立する。
c = a+(1-a)b （１）
10^(-0．1d) = (1-a)b／a （２）
・与えられた条件cおよびｄを上記２つの式に代入し、aおよびbを算出する。

（従来技術の第１および第２の光パワースプリッタの分岐比率）
一方、図６Ａと図６Ｂは、図５Ａ、図５Ｂとの比較のため、図２に示された従来技術の、第１および第２の光パワースプリッタ9102、9105の最適な分岐比率を示すものである。

ここで、図６Ａは第１の光パワースプリッタに対しての、図６Ｂは第２の光パワースプリッタに対しての分岐比率（下記式（３）、（４）のa、b）である。

両グラフの横軸は同様に偏波間の損失差の条件（下記式（３）、（４）のd）であり、4本の線はそれぞれ送信側への光パワー分岐比率の代表的な条件（下記式（３）、（４）のc = 50、60、70、80％）の場合を示す。

図６に示された最適な分岐比率は、以下の流れで算出されたものである。
・第１の光パワースプリッタ9102における送信側への分岐比率をaとする。
・第2の光パワースプリッタ9105におけるＹ偏波変調器への分岐比率をbとする。
・送信側全体への光源からの光パワー分岐比率をcとする。
・偏波間の損失差をd（dB）とする。
・この時、a、b、c、ｄには以下の関係式（３）、（４）が成立する。
c = a （３）
10^(-0．1d) = (1-b)／b （４）
・与えられた条件cおよびｄから、上記２つの式（３）、（４）でaおよびbを算出する。

（従来技術と本発明の分岐比率の比較）
図７Ａ、図７Ｂは、図５、図６で示された、各条件における第１および第２の光パワースプリッタの最適な分岐比率を比較し、より非対称性が大きい光パワースプリッタの分岐比率（aまたはb）を選択し表としたものである。図７Ａが従来技術、図７Ｂが本発明の表である。ここで縦軸は偏波間の損失差dの条件であり、横軸は送信側への光パワー比率cの条件である。

図７Ｂの本発明の場合において、点線で区切られた右下の領域は、本発明が従来技術の構成よりも分岐比率の非対称性が小さい条件を示すものである。

図７Ａと図７Ｂの従来技術と本発明の表の対応する値を比較すると、送信側への光パワー分岐比率cが70%以上の場合は全て、同分岐比率cが65%の場合のほとんどで、本発明のほうが従来技術よりも光パワースプリッタの分岐比率の非対称性が小さいことがわかる。

前述のように最近の検討においては、光源の光パワーを送信側：受信側＝70:30程度の比率で分配、すなわち送信側への光パワー分岐比率を70%前後とするのが実用的である。

また、偏波回転器をシリコン光導波路のPICで実現する場合、１ないし2dB程度の回路過剰損失が発生するのが現状である。

よって、実用的な送信側への光パワー分岐比率および偏波間の損失差の条件のもとにおいては、本発明の光送受信器は従来と比較して、分岐比率の非対称性が小さい光パワースプリッタを用いて経路による損失非均衡を補償することができる。

（分岐比率の範囲について）
上記の実施例においては、２つの光パワースプリッタの最適な分岐比率を検討して、式（２）の条件を得たが、Ｘ経路とＹ経路に分岐されるパワーの比率（a ： (1-a)b） が、等比（１：１）と、損失ｄの２倍を補償する比（１：10^(-0.2d)）の間にあれば、出力におけるＸＹ経路の損失差はd(dB)より小さくなるので、従来技術の場合よりも改善効果が得られる。

よって式（２）を不等式の範囲に拡張して、
10^(-0.2d) ＜ (1-a)ｂ／a ＜ 1 （５）
とすることができ、c、dを与えて式（１）の前提条件のもと、この不等式（５）を充たす範囲で２つの光パワースプリッタの分岐比率a、bを決定すればよい。

この範囲内において、(1-a)ｂ／a = 10^(-0.1d) の場合が、完全に損失差dが補償される最適条件で、元の式（２）となる。

また、前提となる送信側全体への光パワー分岐比率ｃ、および偏波間の損失差d(dB)の有効範囲について検討すると、光パワースプリッタの分岐比（２種類あるスプリッタのより非対称な方）が、より対称（分岐比率50%）に近くなるような条件が、本発明の技術が有効な範囲といえる。

このような条件は
[1] ｃ≧2/3 のとき（dに関わらず、必ず本発明が有効） （６）
または、
[2] c＜2/3かつ 10^(-0.1d)＜c のとき （７）
であると考えられる。

図７Ｂを見ると、上記条件の時に本発明の技術が有効（非対称性を抑えられる）であることがわかる。

［第２の実施形態］
図８に本発明の第２の実施形態に係る光送受信回路について説明する。本第２の実施形態の効果については第１の実施形態と同様である。本第２の実施形態では光送信回路208のみを１チップに集積した回路とし、光受信回路210は従来技術を用いた別体のものである。

図８には、連続光を発生する光源201、第１の光パワースプリッタ202、第２の光パワースプリッタ203、Ｙ偏波光変調回路204、Ｘ偏波光変調回路205、第１の偏波回転器206、偏波ビームコンバイナ207が図示されている。

光送信回路208はシリコン光導波路を用いて１チップ集積化されたPICであり、１チップに集積された回路を光送信回路208で表している。

また光受信回路210は、信号入力と局発光入力を有する一般的なコヒーレント光復調器を適用することができる。

光源201から送信側へはＴＥ偏光の連続光が入力されている。入力されたＴＥ偏光の連続光は、第１および第２の光パワースプリッタ202、203によって、Ｙ偏波光変調回路204、Ｘ偏波光変調回路205、光受信回路210の３方路へ分配される。

第１の実施形態と同様に、本第２の実施形態では、第１の光パワースプリッタ202により分岐された連続光の一方は、まず送信側の損失のより大きい側のＹ偏波光変調器204に直接分配される。そして連続光の他方は、更に第２の光パワースプリッタ203によってＸ偏波光変調器205と光受信回路210に分配されるという構成上の特徴を有する。

また受信回路に分配される光は、一旦 光送信回路208の集積チップの外側に出力され、光受信回路210の局発光入力に接続される。

本発明においても、第１の実施形態と同様に、実用的な送信側への光パワー分岐比率および偏波間の損失差の条件のもとにおいては、従来に比較し、分岐比率の非対称性が小さい光パワースプリッタを用いて経路による損失非均衡を補償することができる。

以上、第１および第２の実施形態では、送信側の光変調回路出力側や、受信側の光復調回路後段の具体的構成を説明した。本願発明の基本は、送信側への光パワー分岐比率および送信側偏波間の損失差の条件のもとにおいて、分岐比率の非対称性が小さい光パワースプリッタを用いて経路による損失非均衡を補償することにある。したがって、本願発明は上記実施態様の構成に限定されるものではない。

以上説明したように、本発明により、従来に比較して、分岐比率の非対称性が小さい光パワースプリッタを用いて送受信回路間での適切最適な光パワーの配分を図りつつ、送信回路の偏波経路による損失非均衡を補償することができ、損失特性に優れた光送受信回路を実現することができる。

Claims (8)

1. 光源から出力される連続光の光パワーを分岐する第１の光パワースプリッタと、
   前記第１の光パワースプリッタの１出力に接続する、損失のより大きい経路側の一方の偏波光変調回路と、
   前記第１の光パワースプリッタの他出力に接続する、第２の光パワースプリッタと、
   前記第２の光パワースプリッタの１出力に接続する、他方の偏波光変調回路と、
   から構成される
   ことを特徴とする、偏波多重光送信回路。
   
2. 請求項１記載の偏波多重光送信回路であって、
   前記第１の光パワースプリッタにおける前記一方の偏波変調回路への分岐比率をaとし、
   前記第２の光パワースプリッタにおける前記他方の偏波変調回路への分岐比率をbとし、
   偏波多重光送信回路全体への前記光源からの光パワー分岐比率をcとし、
   前記両偏波変調回路の系統間の損失差をd（dB）としたときに、
   c = a+(1-a)b
   10^(-0.2d) ＜ (1-a)ｂ／a ＜ 1
   の条件の範囲で前記cおよびｄを与えて、前記第１および第２の光パワースプリッタにおける分岐比率a、bを決定した
   ことを特徴とする、偏波多重光送信回路。
   
3. 請求項２記載の偏波多重光送信回路であって、
   前記cおよびdを、
   ｃ≧2/3
   または、
   c＜2/3 かつ 10^(-0.1d)＜c
   の条件を充たす範囲で与える
   ことを特徴とする、偏波多重光送信回路。
   
4. 請求項１〜３記載の偏波多重光送信回路であって、
   前記一方の偏波光変調回路の出力に接続する偏波回転回路と、
   前記偏波回転回路、および前記他方の偏波光変調回路の出力に接続する偏波ビームコンバイナを備えてなり、
   前記偏波ビームコンバイナ出力より伝送路へ偏波多重変調光を出力する
   ことを特徴とする、偏波多重光送信回路。
   
5. 請求項１〜４記載の偏波多重光送信回路、および
   前記第２の光パワースプリッタの別の出力に接続された第３の光パワースプリッタと、
   伝送路より偏波多重信号光が入力される偏波ビームスプリッタと、
   前記偏波ビームスプリッタの１出力に接続する偏波回転回路と、
   前記偏波ビームスプリッタの他出力と前記第３の光パワースプリッタの１出力に接続する第１の光コヒーレントミキサと、
   前記偏波回転回路の出力と前記第３の光パワースプリッタの他出力に接続する第２の光コヒーレントミキサと、
   前記第１の光コヒーレントミキサから出力する光を受光するフォトディテクタと、
   前記第２の光コヒーレントミキサから出力する光を受光するフォトディテクタ
   からなる偏波多重光受信回路を備えてなる、
   ことを特徴とする、偏波多重光送受信回路。
   
6. 請求項５記載の偏波多重光送受信回路であって、
   少なくとも前記偏波多重光送信回路が、１チップ上に集積されたこと
   を特徴とする、偏波多重光送受信回路。
   
7. 請求項６記載の偏波多重光送受信回路であって、
   フォトディテクタを除く前記偏波多重光受信回路も前記チップ上に集積されたこと
   を特徴とする、偏波多重光送受信回路。
   
8. 請求項７記載の偏波多重光送受信回路であって、
   フォトディテクタを含めた全ての前記偏波多重光受信回路および光源も前記チップ上に集積されたことを特徴とする、偏波多重光送受信回路。

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