JPWO2015114836A1 - 送信機，送受信回路および無線送受信システム - Google Patents

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Abstract

第１周波数の信号を変調する第１パスからの第１位相変調信号、および、前記第１周波数よりも高い第２周波数の信号を変調する第２パスからの第２位相変調信号を受け取る位相同期回路と、利得を制御する第３パスからの第３変調信号を受け取る電力増幅器と、を有する送信機であって、前記位相同期回路は、前記第１位相変調信号により分周比が制御される可変分周器と、前記第２位相変調信号を周波数変調Ｄ／Ａ変換する周波数変調Ｄ／Ａ変換器と、バラクタを含み、前記第１位相変調信号に基づく第１制御電圧および前記第２位相変調信号に基づく第２制御電圧を受け取って発振周波数を制御する電圧制御発振器と、を有し、データ転送速度に基づいて、前記電圧制御発振器における前記バラクタの容量値、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数、および、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流の少なくとも１つを変化させる。

Description

この出願で言及する実施例は、送信機，送受信回路および無線送受信システムに関する。
近年、ボディエリアネットワーク(ＢＡＮ：Body Area Network)および無線センサネットワーク(ＷＳＮ：Wireless Sensor Networks)等を実現する近距離・低電力無線システムが注目されている。
ここで、ＢＡＮとは、例えば、人体およびその周辺における数メートル程度の範囲内でデータを遣り取りする、通信距離の短い無線ネットワークである。このＢＡＮを利用することにより、例えば、人体の各所に設置されたセンサにより、血圧，体温，脈拍および酸素飽和度などの生体情報をデータ中継装置(ハブ)に送ることができる。
また、ＢＡＮを利用することにより、例えば、人体の頭蓋内部に設置された多数の脳波センサ(脳波電極)を取り付けて、脳波センサからの情報を体外に無線送信して脳波信号のモニタを行うこともできる。
さらに、ＢＡＮを利用することにより、例えば、体内に飲み込まれたカプセル型内視鏡からの画像データを無線で体外のモニタに転送することもできる。このように、ＢＡＮを利用することにより、高度医療を実現することが可能になる。
一方、ＷＳＮとは、例えば、数多くのセンサ付端末からの情報を収集するネットワークであり、農場・牧場管理、社会インフラ・構造物監視、工場監視、環境監視など様々な分野への応用が考えられている。
上述したＢＡＮおよびＷＳＮを実現する近距離無線規格としては、例えば、IEEE802.15.6およびZigBee（登録商標）といった様々なものが提案されている。さらに、近距離無線規格である「Bluetooth（登録商標）」の低消費電力版として、Bluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)も提案されている。
なお、本実施例は、IEEE802.15.6， ZigBee（登録商標）およびBluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)に限定されるものではなく、様々な規格(仕様)に対して幅広く適用することが可能である。
ところで、従来、通信モードを切り替えることのできる無線通信技術としては、様々な提案がなされている。
特開２０１２−０２８８３５号公報 特開平１０−０９３４７５号公報 特表２００４−５２７９５３号公報 特開２０１２−１４２８０３号公報 特表２００２−５００４９０号公報 特開２００９−２６８０１６号公報 国際公開第０５／０８３９０９号パンフレット
例えば、前述したIEEE802.15.6の近距離無線規格に準拠した送受信回路(送受信装置)では、400ＭＨｚ帯で設定されている最大のデータ転送速度が455.4kbps(402〜405ＭＨｚ帯)、或いは、187.5kbps(420〜450ＭＨｚ帯)になっている。そのため、脳波モニタや画像転送等のアプリケーションに求められる１Ｍｂｐｓ以上の高いデータ転送速度を実現することは難しい。
そのため、無線通信機器に対して、標準規格モードの他に独自の高速モード(高速データ転送モード)などを設け、ユーザがソフトウエア的にモードを切り替えて使用することが考えられている。
ところで、例えば、人体に埋め込まれた無線センサのノードは電池駆動が一般的であるため、実際に生体信号をセンシングしない場合には、できる限り電力を低下させるのが好ましい。
そこで、ノード側が低消費電力となる受信機として待ち受け状態を設定し、データを送受信する場合のみ電力を増大して通信性能を確保することが考えられる。ここで、低消費電力待ち受け状態を実現するには、後述する理由からデータ転送速度を下げることが有効になる。
また、ノードと、データ中継器となるハブ(ここで集約されたデータは、例えば、ナースステーション等に設置されたサーバに送られる)に関しては、送受信回路に求められる特性が異なる。
例えば、後に、図１を参照して説明するが、例えば、脳波信号を送るノードでは、高速データ転送を可能とする送信回路(送信機)が求められ、一方、その信号を受信するハブでは高速データ受信回路(受信機)が求められる。
さらに、例えば、搭載される電池の容量に制約があるノードでは、待ち受け時の消費電力を小さくするのが好ましく、また、ハブでは、ノードが低電力になっても受信できるよう、低速でデータ転送する機能を持つのが好ましい。
このように、ノードとハブでは異なる特性が求められるものの、システム開発ユーザの利便性を考えると、これらすべての特性を共通のハードウェアである同一の半導体集積回路(送受信回路)を適用して実現するのが好ましい。
しかしながら、データ転送速度を大きく(例えば、数百倍程度)変化させることができる送受信回路の実現は非常に困難であり、結果として、ノードおよびハブを共通のハードウェアを適用して実現するのは難しかった。
一実施形態によれば、第１周波数の信号を変調する第１パスからの第１位相変調信号、および、前記第１周波数よりも高い第２周波数の信号を変調する第２パスからの第２位相変調信号を受け取る位相同期回路と、電力増幅器と、を有する送信機が提供される。前記電力増幅器は、利得を制御する第３パスからの第３変調信号を受け取る。
前記位相同期回路は、前記第１位相変調信号により分周比が制御される可変分周器と、前記第２位相変調信号を周波数変調Ｄ／Ａ変換する周波数変調Ｄ／Ａ変換器と、電圧制御発振器と、を有する。前記電圧制御発振器は、バラクタを含み、前記第１位相変調信号に基づく第１制御電圧および前記第２位相変調信号に基づく第２制御電圧を受け取って発振周波数を制御する。
前記送信機は、データ転送速度に基づいて、前記電圧制御発振器における前記バラクタの容量値、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数、および、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流の少なくとも１つを変化させる。
開示の送信機，送受信回路および無線送受信システムは、幅広いデータ転送速度に対応することができるという効果を奏する。
図１は、無線送受信システム、特に、ノードとハブに求められる動作の違いを説明するためのブロック図である。 図２は、超低消費電力トランシーバの仕様の一例を説明するための図である。 図３は、図２における拡散係数を説明するための図である。 図４は、本実施例の送受信装置を示すブロック図である。 図５は、図４に示す送受信装置をより詳細に示すブロック図である。 図６は、図５に示す送受信装置における送信機の一例を示すブロック図である。 図７は、図６に示す送信機の動作を模式的に説明するための図である。 図８は、本実施例の送信機の一例の要部を示す回路図である。 図９は、図８に示す送信機における周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)117，電圧制御発振器(ＶＣＯ)112および分周器113を抜き出して示す回路図の一例である。 図１０は、本実施例の送信機の動作を説明するための図である。 図１１は、図５に示す送受信装置における受信機の一例を示すブロック図である。 図１２は、本実施例の受信機の一例の要部を示す回路図である。 図１３は、図１２に示す受信機におけるローパスフィルタを抜き出して示す回路図である。 図１４は、図１１に示す受信機における可変電力低雑音増幅器の一例を示す回路図である。 図１５は、図１４に示す可変電力低雑音増幅器の動作を説明するための図である。 図１６は、送信装置における減衰器、マッチング回路・スイッチの一例を示す図である。 図１７は、上述した実施例における各制御信号を纏めて示す図である。 図１８は、IEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ(Physical-layer Protocol Data Unit)の規格を示す図である。 図１９は、図１８に示すIEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ規格におけるレート(RATE)フィールドに設定されるデータ転送速度を示す図である。
以下、送信機，送受信回路および無線送受信システムの実施例を、添付図面を参照して詳述する。なお、以下の説明では、ＢＡＮおよびＷＳＮを実現する近距離無線規格の一例として、IEEE802.15.6を例として説明するが、本実施例の適用は、IEEE802.15.6に限定されるものではなく、ZigBee（登録商標）やＢＬＥ等、他の無線システムに対しても適用可能である。
図１は、無線送受信システム、特に、ノードとハブに求められる動作の違いを説明するためのブロック図であり、無線送受信システムは、例えば、少なくとも１つのノード800、および、少なくとも１つのハブ900を含む。
ノード800およびハブ900間のデータ転送は、それぞれのアンテナ３を介して、IEEE802.15.6準拠モード(準拠モード：第１モード)、高速データ転送モード(高速モード：第２モード)および低速・低消費電力データ転送モード(低電力モード：第３モード)の無線により行われる。
ノード800およびハブ900は、送信機(Ｔｘ)および受信機(Ｒｘ)を有する送受信回路を含むが、これらノード800およびハブ900に適用する送受信回路(半導体集積回路)としては、共通のハードウェアで実現するのが好ましい。
ここで、高速モードは、例えば、３．６Mbpsの高速データ転送を可能とするもので、ノード800からハブ900に対して、高速(３Mbps以上)でＥＥＧ(Electroencephalogram)／ＥＣＧ(Electrocardiogram)信号や、医療用画像信号を送信する。ここで、ＥＥＧ信号は、脳波信号を意味し、ＥＣＧ信号は、心電信号を意味する。
また、低電力モードは、例えば、ノード800側の電池寿命を長期化するために、データを送信しない待ち受け(Ｒｘ：受信)時の消費電力を最小化する。この時、Ｒｘ低消費電力化に伴う感度の劣化を補償するために、ハブ900側のＴｘ(送信)時に、低速データ転送モードが設定される。
ところで、前述したように、IEEE802.15.6等の近距離無線規格に準拠した送信機では、データ転送速度の違いは６倍程度であり、脳波モニタや画像転送等のアプリケーションに求められる高いデータ転送速度、および、低電力モードをカバーする３００倍以上のデータ伝送速度の実現を、低消費電力で実現することは非常に困難である。
そのため、無線通信機器に対して、標準規格モードの他に独自の高速モード(高速データ転送モード)、低電力モードを設け、ユーザがソフトウエア的にモードを切り替えて使用することが考えられている。
ここで、高速モードを、複数のチャネルを束ねることで実現する場合、アンテナから放射可能な電波の強度は各国の電波法の規制を受けることになる。例えば、日本では、微弱無線として取り扱われる電力制限の規定に則ることが一般的であり、その場合は、送信機から送信できる最大電力は、IEEE 802,15.6の標準規格と比べてかなり小さくなる。
例えば、400ＭＨｚ帯の無線システムは、2.4ＧＨｚ帯や900ＭＨｚ帯と比較して、例えば、人体内での無線電力の減衰が小さいため、人体内に埋め込まれた無線システムとして着目されている。
具体的に、大脳表面に電極を設置し、測定された脳波信号を外部に取り出すことは、例えば、てんかん患者における発作検知・解析や、ＢＭＩ(Brain-Machine Interface)による失われた神経機能の代行・回復技術を実現する技術として大きな注目を集めている。ここで、脳波信号を外部に取り出す場合、有線システムを用いると、配線が体外に出る個所から感染症が発生する虞が生じるため、無線システムの採用は必須になる。
なお、400ＭＨｚ帯医療用無線としては、例えば、IEEE802.15.6に準拠した、医療用人体埋め込み通信システム(ＭＩＣＳ)や日本の無線医療テレメトリシステム(ＷＭＴＳ)に割り当てられた周波数帯域が存在する。
具体的に、例えば、ＭＩＣＳ(Medical Implant Communications System)には、402〜405ＭＨｚ帯が割り当てられ、また、日本のＷＭＴＳ(Wireless Medical Telemetry System)には、420〜450ＭＨｚ帯が割り当てられている。
ここで、例えば、一般的な医療用信号として認識されている、心電信号(ＥＣＧ)，血圧，体温，脈拍および酸素飽和度のそれぞれの信号のデータ転送速度は、100kbps以下である。そのため、例えば、IEEE802.15.6に準拠した無線インターフェイスにより対応が可能になる。
上述したてんかん発作の解析やＢＭＩシステムで使用するためには、信号のデータレート(データ転送速度)が1.5Mbps以上が求められる場合があり、結果として、無線インターフェイスとして３Mbps以上のデータ転送速度の実現が求められる。
一方で、人体に埋め込まれた、或いは、人体近傍に設置された無線センサのノードは電池駆動が一般的であるため、実際に生体信号をセンシングしない場合には、できる限り電力を低下させるのが好ましい。
そこで、ノード側が低消費電力となる受信機として待ち受け状態を設定し、データを送受信する場合のみ電力を増加して通信性能を確保することが考えられる。ここで、低消費電力待ち受け状態を実現するには、データ転送速度を下げることが有効になる。
しかしながら、データ転送速度を大きく変化させるIEEE802.15.6に準拠した無線インターフェイス(準拠モード)に上記の高速モード(3.6Mbps)と低電力(低速)モード(9.5kbps)を設けると、データ転送速度の変動分は３００倍以上になる。
また、ノード(センサ)からの信号を受信するハブ900側では、ノード800側とは異なる性能が求められるが、ノード側およびハブ側とも、上記の幅広いデータ転送速度に対応した共通のハードウェア(送受信回路：半導体集積回路)を適用して実現するのが好ましい。
図２は、超低消費電力トランシーバの仕様の一例を説明するための図であり、例として、IEEE802.15.6(図２では、15.6と表示)に準拠した医療用人体埋め込み通信システム(ＭＩＣＳ)および日本の無線医療テレメトリシステム(ＷＭＴＳ)の仕様を示すものである。
図２に示されるように、ＭＩＣＳは、例えば、402〜405ＭＨｚの周波数帯域を使用するもので、データ転送速度は、IEEE802.15.6(図２では、15.6と表示、準拠モード(第１モード)においては、75.9，151.8，303.6および445.4kbpsが規定されている。
さらに、ＭＩＣＳにおいて、本実施形態(以下に詳述する各実施例)では、さらに、3600kbps(3.6Mbps：高速モード(第２モード))および9.487kbps(9.5kbps：低電力モード(第３モード))のデータレート(データ転送速度)が規定される。
また、日本のＷＭＴＳ(ＷＭＴＳ Japan)、例えば、420〜450ＭＨｚの周波数帯域を使用するもので、データ転送速度は、IEEE802.15.6においては、75.9，151.8および187.5kbpsが規定されている(準拠モード：第１モード)。
さらに、ＷＭＴＳにおいて、本実施形態では、3600kbps(3.6Mbps：高速モード：第２モード)および9.487kbps(低電力モード：第３モード)のデータ転送速度が規定される。
ここで、図２において、『←』は左側の数値と同様であることを示す。高速モード、低電力モードは、国際標準ではないので、感度などの特性は規定されていない。また、チャネル間隔の項目における『-，』は、例えば、シンボルレートを3.6Mbpsにすると、複数チャネルの設定が不可能なため、チャネル間隔は存在しないことを示す。
なお、図２において、本実施形態として示した仕様、例えば、高速モードの3.6Mbpsおよび低電力モードの9.487kbps、シンボルレートの1500kbpsおよび9.487kbps、並びに、変調方式のπ/8 D8PSK，π/2 DBPSK等は単なる例であり、様々なものが適用され得る。
図３は、図２における拡散係数(スプレッディングファクタ：Spreading Factor)を説明するための図であり、図３(a)は、拡散係数＝２の場合を示し、図３(b)は、拡散係数＝４の場合を示す。
上述した図２において、拡散係数は、１，２，１６といった値に設定されているが、これは、例えば、感度を向上させるために、拡散係数の値により同じ入力ビットを複数回繰り返して取り込むことを意味する。
すなわち、図３(a)に示されるように、拡散係数＝２の場合は、入力ビットｂ0，ｂ1，ｂ2，…を２回繰り返して、ｂ0，ｂ0，ｂ1，ｂ1，ｂ2，ｂ2，…として取り込む。また、図３(b)に示されるように、拡散係数＝４の場合は、入力ビットｂ0，ｂ1，ｂ2，…を４回繰り返して、ｂ0，ｂ0，ｂ0，ｂ0，ｂ1，ｂ1，ｂ1，ｂ1，ｂ2，ｂ2，ｂ2，ｂ2，…として取り込む。
なお、上述したＭＩＣＳおよびＷＭＴＳの仕様は、「本実施形態」の項目を除いて既に規定されているが、以下に詳述する各実施例の適用は、「本実施形態」の項目を含めた図２の仕様に限定されないのはもちろんである。
すなわち、本実施例は、400mHz帯のIEEE802.15.6に限定されるものではなく、様々な周波数帯、並びに、ZigBee（登録商標）やBluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)等の様々な規格(仕様)、その他の無線システムに対しても適用することが可能である。
図４は、本実施例の送受信装置を示すブロック図である。図４に示されるように、本実施例の送受信装置は、送受信回路１，デジタル回路２１，マッチング回路・スイッチ２２およびアンテナ３を含む。
送受信回路１は、送信機１１および受信機１２を含み、データ転送速度の制御のため送信特性制御信号１３および受信特性制御信号１４がデジタル回路２１から供給されている。ここで、送受信回路１、或いは、デジタル回路２１(デジタルベースバンド回路)は、１つの半導体チップ(ダイ)として形成することができ、例えば、図１を参照して説明したノード800およびハブ900は、同じハード構成の送受信回路１を適用して実現することができる。
送信機１１は、可変分周器111，電圧制御発振器(ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator)112，分周器113，電力増幅器(ＰＡ：Power Amplifier)114，および，位相周波数検出器/チャージポンプ/ループフィルタ部(PFD/CP/LF)115を含む。
ここで、可変分周器111，ＶＣＯ112およびPFD/CP/LF115は、位相同期回路(ＰＬＬ：Phase Locked Loop (circuit))を形成する。なお、PFD/CP/LF115は、位相周波数検出器(ＰＦＤ：Phase Frequency Detector)，チャージポンプ(ＣＰ：Charge Pump)およびループフィルタ(ＬＦ：Loop Filter)を纏めて示している。
すなわち、位相周波数検出器ＰＦＤは、クロック信号ＣＬＫおよび可変分周器111の出力信号を受け取り、両方の信号を同期させるように、チャージポンプＣＰおよびループフィルタＬＦを介してＶＣＯ112のフィードバック制御を行う。
受信機１２は、低雑音増幅器 (ＬＮＡ：Low Noise Amplifier)121，ミキサ122，ローパスフィルタ123，および，Ａ／Ｄ変換器(ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter)124を含む。
デジタル回路２１は、受信機１２からの復調後の信号を受け取って受信処理を行うと共に、受信特性制御信号１４を介して受信機１２を制御する。さらに、デジタル回路２１は、送信信号と送信特性制御信号１３により、送信機１１を制御する。
ここで、送信信号１３は、可変分周器111に対して低周波位相変調信号ＳLP、ＶＣＯ112に対して周波数変調Ｄ/Ａ変換器を経由して高周波位相変調信号ＳHP、ＰＡ114に対して変調信号ＳPAを含む。
マッチング回路・スイッチ２２は、アンテナ３と、送信機１１および受信機１２との間の整合(マッチング)と取ると共に、送信時および受信時で(Ｔｘ)であって、アンテナ３と、送信機１１および受信機１２との接続を制御する。
図５は、図４に示す送受信装置をより詳細に示すブロック図である。なお、図５と上述した図４の比較から明らかなように、図５では、図４とは逆の右側にマッチング回路・スイッチ２２およびアンテナ３が描かれている。
なお、図５において、送信機１１は、三点変調(Three Point Modulation)方式が採用され、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)回路111，112，113，115、および、直接変調のＰＡ114を含む、ポーラ(Polar)方式の送信機とされている。ここで、図４における可変分周器111は、プログラム分周器(PROG DIV)111に対応する。
また、図５において、受信機１２は、ゼロＩＦ(zero Intermediate Frequency)方式のプログラマブル受信機とされている。ここで、図４におけるミキサ122，ＬＰＦ123およびＡＤＣ124は、直交するＩ，Ｑそれぞれの位相に対してそれぞれ２つのミキサ1221,1222，２つのプログラマブルＬＰＦ(PG-LPF)1231,1232および２つのＡＤＣ1241,1242に対応する。なお、受信機におけるＤＣオフセットは、プログラマブルＬＰＦに接続された８ビットのオフセットトリマ125により補償される。
図５において、シリアルペリフェラルインターフェース(ＳＰＩ：Serial Peripheral Interface)201および双方向データインターフェース202は、例えば、デジタルベースバンド回路210との間でデータおよび信号の送受信を行うものである。ここで、ＳＰＩ201は、例えば、１ビットのシリアルインターフェースとされ、双方向データインターフェース202は、例えば、９ビットのパラレルインターフェースとされている。
また、送信機１１は、双方向データインターフェース２０２からのデータを受け取るデータインターフェース118，および、データインターフェース118からのＦＭ送信信号を周波数変調Ｄ／Ａ変換する周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)117を含む。ここで、データインターフェース118からの９ビットのＦＭ送信信号(9-b FMTX)が、高周波変調パスからの位相変調信号ＳHPに相当する。
プログラム分周器111は、データインターフェース118の出力信号を受け取るシグマデルタモジュレータ(ＳＤＭ：Sigma Delta Modulator)116の出力により制御される。ここで、データインターフェース118からＳＤＭ116への出力が、低周波変調パスからの位相変調信号ＳLPに相当する。
なお、図５において、ＰＡ114の前段には、電力増幅器用バッファ(ＰＡバッファ)1140が設けられ、また、分周器113の出力は、バッファ(例えば、25％のデューティ比のＬＯ(Local Oscillator)buffer)1101,1102を介してミキサ1221,1222に入力される。
PFD/CP/LF115において、ＰＦＤ1151は、プログラム分周器111の出力を受け取り、ＣＰ1152およびＬＦ1153を介してＬＣ−ＶＣＯ(ＬＣ型電圧制御発振器)112に対して、第１制御電圧ＶCTRL1を出力する。また、FM ＤＡＣ117は、データインターフェース118からのＦＭ送信信号(9-b FMTX)を受け取り、ＶＣＯ112に対して、第２制御電圧ＶCTRL2を出力する。
ここで、プログラム分周器111，ＶＣＯ112，分周器113，PFD/CP/LF115，ＳＤＭ116，FM ＡＤＣ117およびデータインターフェース118は、フラクショナルＮ型(Fractional-N：分散型)ＰＬＬ回路110を形成する。
従って、ＶＣＯ112は、最終的に第１制御電圧ＶCTRL1となる低周波変調パスからの低周波位相変調信号ＳLPと、最終的に第２制御電圧ＶCTRL2となる高周波変調パスからの高周波位相変調信号ＳHPを受け取ることになる。
図６は、図５に示す送受信装置における送信機の一例を示すブロック図である。図６において、図５と同じ参照符号で示す個所は同様のものを示す。図６に示されるように、クロックジェネレータ119は、例えば、２４ＭＨｚのクロックに基づいたクロック生成してＰＦＤ1151およびＳＤＭ116に出力する。なお、クロックジェネレータ119からのクロックは、他の様々な回路に対しても供給される。
データインターフェース118からの高周波位相変調信号ＳHP(例えば、９ビットのＦＭ送信信号9-b FMTX)は、FM ＤＡＣ117により周波数変調Ｄ／Ａ変換されて第２制御電圧ＶCTRL2として、例えば、１．６ＧＨｚを基準発振周波数とするＬＣ−ＶＣＯ112に入力される。
なお、ＶＣＯ112の出力は、分周器113により、例えば、１／４分周される。分周器113の出力は、ＰＡバッファ1140を介してＰＡ114に入力されると共に、可変分周器111に入力されてＰＦＤ1151，ＣＰ1152，ＬＦ1153(PFD/CP/LF 115)を介したフィードバック制御が行われる。なお、分周器113の出力は、受信機１２のミキサ122(1221,1222)に対しても与えられる。
また、データインターフェース118からの低周波位相変調信号ＳLP(例えば、１９ビットの信号における小数部１４ビット)は、ＳＤＭ116によりシグマデルタ変調されてマルチプレクサ(ＭＰＸ)1160に入力される。
ここで、ＭＰＸ1160には、例えば、１９ビットの信号における整数部５ビットが入力され、送受信の切り替え制御信号ＴＸ／ＲＸにより一方が選択されて可変分周器111に入力することも可能である。
なお、可変分周器111は、例えば、１／１３分周〜１／３１分周が設定可能になっており、例えば、ＭＰＸ1160からの５ビットの出力により分周比が制御されるようになっている。ここで、データインターフェース118からの低周波位相変調信号ＳLPは、ＳＤＭ116，ＭＰＸ1160，可変分周器111およびPFD/CP/LF 115を介して、第１制御電圧ＶCTRL1としてＶＣＯ112に入力される。
ＡＭデコーダ(振幅変調デコーダ)1141は、データインターフェース118からＰＡ114のモードを切り替える信号ＭLPおよびＰＡ114の利得を制御する変調信号(第３変調信号)ＳPAを受け取って、ＰＡ114を変調制御する。
図７は、図６に示す送信機１１の動作を模式的に説明するための図である。図６に示されるように、本実施例の送信機によれば、特性曲線Ｌ３のように、低周波変調パスの低周波位相変調信号ＳLPによる特性曲線Ｌ１と、高周波変調パスの位相変調信号ＳHPによる特性曲線Ｌ２が加算され、幅広い周波数帯域で十分な利得が得られる。なお、低周波位相変調信号ＳLPのみによる製品が存在するが、この方式では、高いデータ転送速度の実現は困難である。
図８は、本実施例の送信機の一例の要部を示す回路図であり、FM ＤＡＣ(周波数変調Ｄ／Ａ変換器)117からＰＡ(電力増幅器)114までの構成を示すものである。ここで、参照符号1141は集積回路上の配線負荷容量を示し、1142はシングル−差動変換回路を示す。
なお、図８に示す送信機１１において、ＰＡ114は、シングル−差動変換回路1142から差動の信号を受け取り、例えば、ＡＭデコーダ1141からのＡＭコードに従って変調および増幅した差動の送信信号ＴＸoutを出力する。なお、送信信号ＴＸoutは、マッチング回路・スイッチ２２を介してアンテナ３から送出される。
図９は、図８に示す送信機における周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)117，電圧制御発振器(ＶＣＯ)112および分周器113を抜き出して示す回路図の一例である。
ここで、FM ＤＡＣ117は、９ビット電流差動ＤＡＣ(9-bit Current Differential DAC)として形成され、ＶＣＯ112は、ＬＣ型電圧制御発振器(LC VCO)として形成されている。各スイッチを制御する信号において、例えば、信号／Ｓ１は、信号Ｓ１の反転レベルの信号を意味する。
図９に示されるように、FM ＤＡＣ117は、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ(ｐＭＯＳトランジスタ)Ｔｐ71，Ｔｐ72、スイッチＳＷ71〜ＳＷ74、電流源ＣＳ71，ＣＳ72および抵抗Ｒ71，Ｒ72を含む。なお、スイッチＳＷ71〜ＳＷ74は、ｎまたはｐＭＯＳトランジスタ、或いは、その両者(ｎおよびｐＭＯＳトランジスタによるトランスファゲート)により形成することができる。
ここで、トランジスタＴｐ72およびスイッチＳＷ73，ＳＷ74により形成されるユニットは、複数(例えば、９個)設けられている。また、各ユニットのトランジスタＴｐ72は、トランジスタＴｐ71とカレントミラー接続され、スイッチＳＷ71，ＳＷ72により切り替えられる電流(０．４μＡまたは４μＡ)がトランジスタＴｐ71を介してトランジスタＴｐ72に流れるようになっている。
すなわち、スイッチ制御信号Ｓ１が『１』のとき、すなわち、／Ｓ１が『０』のとき、スイッチＳＷ72がオンしてスイッチＳＷ71がオフし、トランジスタＴｐ71には、電流源ＣＳ72による４μＡが流れる。これにより、トランジスタＴｐ71とカレントミラー接続されたトランジスタＴｐ72にも４μＡに比例した電流が流れることになる。
逆に、スイッチ制御信号Ｓ１が『０』(／Ｓ１が『１』)のとき、スイッチ(ＤＡＣバイアス切り替えスイッチ)ＳＷ72がオフしてＳＷ71がオンし、トランジスタＴｐ71には、電流源ＣＳ71の０．４μＡが流れる。これにより、トランジスタＴｐ71とカレントミラー接続されたトランジスタＴｐ72にも、０．４μＡに比例した電流、つまり、前述のスイッチ制御信号Ｓ１が『１』の場合の１／１０の電流が流れることになる。
各ユニットにおいて、高周波位相変調信号ＳHPに応じて、スイッチＳＷ73は、スイッチ制御信号(各ビット)ｂ１によりオン／オフ制御され、また、ＳＷ74は、／ｂ１によりオン／オフ制御される。
以上において、差動の第２制御電圧ＶCTRL2は、データインターフェース118からのＦＭ送信信号9-b FMTXに基づいて生成されるものであり、従って、高周波位相変調信号ＳHPに基づいて生成されたものと言うことができる。
具体的に、例えば、送信機１１を、データ転送速度(データレート)が9.5kbps(9.487kbps)の低電力モードに設定する場合には、信号Ｓ１を『０』としてトランジスタＴｐ72に流れる電流を小さく(０．４μＡ)とする。また、送信機１１を、データ転送速度が3600kbpsの高速モードに設定する場合には、信号Ｓ１を『１』としてトランジスタＴｐ72に流れる電流を大きく(４μＡ)とする。
さらに、送信機１１を設定するモードにより、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を制御することもできる。例えば、送信機１１を、データ転送速度が9.5kbpsの低電力モードに設定する場合には、制御ビット数を７ビットに低減し、データ転送速度が3600kbpsの高速モードに設定する場合には、制御ビット数を９ビットに増加(低電力モードの時よりも多く)する。
次に、図９に示されるように、ＶＣＯ112は、ｐＭＯＳトランジスタＴｐ20〜Ｔｐ22、ｎＭＯＳトランジスタＴｎ21，Ｔｎ22、スイッチ(バラクタ切り替えスイッチ)ＳＷ21，ＳＷ22、および、インダクタ(コイル)Ｌ20を含む。
さらに、ＶＣＯ112は、キャパシタ(容量)Ｃ20〜Ｃ22、抵抗Ｒ20〜Ｒ22、および、バラクタ(バラクタダイオード(Varactor Diode)、バリキャップ、可変容量ダイオード等とも称される)ＶＣ21〜ＶＣ28を含む。
ここで、トランジスタＴｐ21およびＴｐ22は、それらのゲートおよびドレインが交差接続され、また、トランジスタＴｎ21およびＴｎ22も、それらのゲートおよびドレインが交差接続されている。
トランジスタＴｐ21，Ｔｐ22のソースは、トランジスタＴｐ20のドレインに共通接続され、トランジスタＴｐ20のソースは、高電位電源線に接続されている。また、トランジスタＴｎ21，Ｔｎ22のソースは、接地されている。
トランジスタＴｐ21のドレインおよびトランジスタＴｎ21のドレインの接続ノードＮ21と、トランジスタＴｐ22のドレインおよびトランジスタＴｎ22のドレインの接続ノードＮ22の間には、インダクタＬ20が接続されている。
また、接続ノードＮ21とＮ22の間には、直列接続されたバラクタＶＣ25，ＶＣ26、直列接続されたバラクタＶＣ27，ＶＣ28、並びに、直列接続されたキャパシタＣ21，バラクタＶＣ21，ＶＣ22およびキャパシタＣ22が接続されている。
さらに、キャパシタＣ21およびバラクタＶＣ21の接続ノードＮ29と、バラクタＶＣ22およびキャパシタＣ22の接続ノードＮ30の間には、直列接続されたバラクタＶＣ23，ＶＣ24、並びに、直列接続された抵抗Ｒ21，Ｒ22が接続されている。
ここで、バラクタＶＣ25およびＶＣ26の接続ノードＮ23には、前述した第１制御電圧ＶCTRL1が与えられ、バラクタＶＣ27およびＶＣ28の接続ノードＮ24には、発振周波数の粗調整を行うための信号ＣＴ0が与えられる。
また、抵抗Ｒ21およびＲ22の接続ノードＮ28と、バラクタＶＣ23およびＶＣ24の接続ノードＮ27の間には、スイッチ制御信号／Ｓ２によりオン／オフ制御されるスイッチＳＷ２１が設けられている。
さらに、バラクタＶＣ21およびＶＣ22の接続ノードＮ26と、バラクタＶＣ23およびＶＣ24の接続ノードＮ27の間には、スイッチ制御信号Ｓ２によりオン／オフ制御されるスイッチＳＷ２２が設けられている。
前述したFM ＤＡＣ117における接続ノードＮ71は、抵抗Ｒ20の一端に接続され、抵抗Ｒ20の他端(接続ノードＮ25)は、キャパシタＣ20の一端に接続され、キャパシタＣ20の他端は、接地されている。
また、FM ＤＡＣ117における接続ノードＮ72は、抵抗Ｒ21およびＲ22の接続ノードＮ28に接続されている。これにより、FM ＤＡＣ117で生成された差動の第２制御電圧ＶCTRL2が、ＶＣＯ112に入力されることになる。
図１０は、本実施例の送信機の動作を説明するための図であり、例として、IEEE802.15.6に準拠したＭＩＣＳのデータ転送速度455.4kbpsおよびＷＭＴＳのデータ転送速度187.5kbpsを、本実施形態の低電力モードおよび高速モードと共に示すものである。なお、図１０では、低電力モードのデータ転送速度(データレート)9.487kbpsは、9.5kbpsとして示されている。
図１０に示されるように、例えば、送信機１１を低電力モード(DBPSK/GMSK)に設定する場合、信号Ｓ１を『０』としてＤＡＣバイアス切り替えスイッチＳＷ72をオフしてＳＷ71をオンし、バイアス電流(トランジスタＴｐ72を流れる電流)を０．４μＡと小さくする。
また、例えば、送信機１１を低電力モードに設定する場合、信号Ｓ２を『０』としてバラクタ切り替えスイッチＳＷ22をオフしてＳＷ21をオンし、接続ノードＮ26における容量をバラクタＶＣ21およびＶＣ22だけの小さい値にする。
さらに、例えば、送信機１１を低電力モードに設定する場合、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を７ビットに低減、すなわち、ＤＡＣ解像度を小さくする。
これに対して、例えば、送信機１１を高速モード(D8PSK)に設定する場合、信号Ｓ１を『１』としてＤＡＣバイアス切り替えスイッチＳＷ72をオンしてＳＷ71をオフし、バイアス電流を４μと大きくする。
また、例えば、送信機１１を高速モードに設定する場合、信号Ｓ２を『１』としてバラクタ切り替えスイッチＳＷ22をオンしてＳＷ21をオフ、接続ノードＮ26における容量をバラクタＶＣ21，ＶＣ23およびＶＣ22，ＶＣ24による大きい値とする。
さらに、例えば、送信機１１を低電力モードに設定する場合、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を９ビットに増加、すなわち、ＤＡＣ解像度を大きくする。
なお、上述した３つの手法は、それぞれ独立に行うこともできるが、３つの手法を適宜組み合わせて行うことにより、幅広いデータ転送速度に対応させる相乗効果を期待することができる。
ここで、バラクタ切り替えの効果、並びに、ＤＡＣバイアス電流およびＤＡＣ解像度の切り替えの効果を示す。例えば、スイッチＳＷ22がオフ(バラクタ容量：小)のとき、ＶＣＯ112の利得ＫVCOは、小となり、ＳＷ22をオン(バラクタ容量：大)すると、Ｋvcoは、大となる。
また、スイッチＳＷ72がオフ(バイアス電流：小)でＤＡＣ解像度が小(７ビット)のとき、ＤＡＣ出力(変調)電圧は、小となり、ＳＷ72をオン(バイアス電流：大)してＤＡＣ解像度を大(９ビット)にすると、ＤＡＣ出力電圧は、大となる。
なお、スイッチＳＷ22をオンすることにより、バラクタ容量が増加し、そのため、ＶＣＯ112の利得ＫVCOも大きくなり、変調信号電圧の変動に対して周波数の変化を大きくして、高いデータ転送速度に対応することができる。
ただし、低いデータ転送速度に対して同じ設定を使用すると、変調信号(第２制御電圧)ＶCTRL2を小さくすることが求められるため、デジタル信号である高周波位相変調信号ＳHPにおける量子化雑音が問題になる。そのため、高速モード以外では、スイッチＳＷ22をオフして、ＶＣＯ112の利得ＫVCOを低下させた状態で使用するのが好ましい。
また、図１０では、高速モード、並びに、準拠モードでも比較的データ転送速度の高いD8PSK変調時には、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を９ビット(大)とし、さらに、バイアス電流も大きくしている。
一方、低電力モード、並びに、準拠モードでも比較的データ転送速度の低いGMSK変調時には、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を７ビット(小)とし、バイアス電流も小さくしている。これにより、FM ＤＡＣ117の出力(変調)電圧を変化させて、変調信号ＶCTRL2をデータ転送速度に合わせて最適化することができる。
具体的に、例えば、データ転送速度が9.5kbpsの低電力モードと、データ転送速度3600kbpsの高速モードといったデータ転送速度が３００倍以上異なる場合でも、ＤＡＣの解像度(必要ビット数)を増加することなく、つまりは、電力増加をともなわずに、適切な送信(送受信)を可能とすることができる。さらに、本実施例によれば、FM ＤＡＣ117の出力(変調)電圧を下げることによって、低消費電力化の効果も達成されることになる。
図１１は、図５に示す送受信装置における受信機の一例を示すブロック図であり、低雑音増幅器121，ミキサ1221,1222，ＬＰＦ1231,1232およびＡＤＣ1241,1242を、送信機１１のＰＬＬ(可変分周器111，ＶＣＯ112，分周器113，PFD/CP/LF115)と共に示すものである。
ここで、低雑音増幅器(ＬＮＡ)121は、前述した準拠モード，高速モードおよび低電力モードに基づいて、電力を可変制御することができる可変電力低雑音増幅器とされている。
また、ＬＰＦ1231，1232は、準拠モード，高速モードおよび低電力モードに基づいて、カットオフ周波数を可変制御することができる可変利得・可変カットオフ周波数ローパスフィルタとされている。
さらに、ＡＤＣ1241，1242は、準拠モード，高速モード，低電力モードに基づいて、サンプリング周波数(クロック周波数ｆclk)を可変制御することができる可変サンプリングクロックＡ／Ｄ変換器とされている。
図１２は、本実施例の受信機の一例の要部を示す回路図であり、ＬＮＡ121，ミキサ1221,1222，ＬＰＦ1231,1232を、アンテナ３と共に示すものである。また、図１３は、図１２に示す受信機におけるローパスフィルタ1231(1232)、すなわち、図１１に示す可変利得・可変カットオフ周波数ローパスフィルタの一例を示す回路図である。
可変利得・可変カットオフ周波数ローパスフィルタ1231は、差動構成とされ、複数の抵抗Ｒ31〜Ｒ36，Ｒ31'〜Ｒ36'，キャパシタＣ31〜Ｃ33，Ｃ31'〜Ｃ33'および演算増幅器ＤＢ31〜ＤＢ33を含む。
ここで、キャパシタＣ31〜Ｃ33(Ｃ31'〜Ｃ33')を調整することにより、カットオフ周波数を可変することができ、また、抵抗比Ｒ32／Ｒ31(Ｒ32'／Ｒ31')，Ｒ35／Ｒ33(Ｒ35'／Ｒ33')を変更することにより、利得を可変することができる。
例えば、データ転送速度に対応するため、高速モードにおいては、ローパスフィルタ1231のカットオフ周波数を高く設定し、準拠および低電力モードでは、ローパスフィルタ1231のカットオフ周波数を低く設定する。
さらに、図１３では示していないが、図１１を参照して述べたように、ＡＤＣ1241，1242のクロック周波数ｆclkを、準拠モード，高速モード，低電力モードに基づいて変化させることもできる。
具体的に、低電力モードおよび準拠モードでは、クロック周波数ｆclkを低速(例えば、１．５ＭＨｚ)に設定し、高速モードでは、高速(例えば、１２ＭＨｚ)に設定する。なお、このようなクロック周波数(ＡＤＣのサンプリング周波数)を可変することは、例えば、非特許文献２に示された技術を適用することにより実現可能である。
図１４は、図１１に示す受信機における可変電力低雑音増幅器の一例を示す回路図であり、図１５は、図１４に示す可変電力低雑音増幅器の動作を説明するための図である。
図１４に示されるように、可変電力低雑音増幅器121は、ｐＭＯＳトランジスタＴｒ2、ｎＭＯＳトランジスタＴｒ1，Ｔｒ3〜Ｔｒ5、抵抗Ｒ41〜Ｒ45、キャパシタＣ41，Ｃ42を含む。ここで、抵抗Ｒ45は、可変抵抗とされ、キャパシタＣ42は、可変容量とされている。
抵抗Ｒ41の一端は、高電位電源線に接続され、抵抗Ｒ41の他端は、トランジスタＴｒ2のドレインと接続され、そこから出力信号Ｏｕｔを出力するようになっている。すなわち、トランジスタＴｒ2は、抵抗Ｒ41と並列に接続され、そのゲートには、制御信号ＣＮＴ２が入力されている。
高電位電源線と接地の間には、抵抗Ｒ41，トランジスタＴｒ3，Ｔｒ4およびインダクタＬ42が直列に接続され、トランジスタＴｒ3のゲートは、抵抗Ｒ42を介して高電位電源線に接続されている。
トランジスタＴｒ4のゲートには、抵抗Ｒ44を介して所定のバイアス電圧Ｖbｇが印加されている。トランジスタＴｒ4のゲートは、トランジスタＴｒ5のゲートおよびキャパシタＣ41の一端に接続され、キャパシタＣ41の他端は、インダクタＬ41を介してアンテナ３に接続されると共に、可変抵抗Ｒ45および可変容量Ｃ42の一端に共通接続されている。
可変抵抗Ｒ45および可変容量Ｃ42の他端は、トランジスタＴｒ4およびＴｒ5のソースに共通接続されている。抵抗Ｒ41の他端とトランジスタＴｒ2のドレインの接続ノード(Ｏｕｔ)には、トランジスタＴｒ1のドレインが接続され、トランジスタＴｒ1のソースは、トランジスタＴｒ5のドレインに接続されている。
ここで、トランジスタＴｒ1のゲートには、抵抗Ｒ44を介して制御信号ＣＮＴ１が入力されている。なお、インダクタＬ41，Ｌ42は、例えば、動作周波数帯に応じて、ＬＮＡ121(送信機１１、或いは、送受信回路１)が形成される半導体チップの内部、或いは、外部に設けらる。
図１５に示されるように、低電力モードでは、制御信号ＣＮＴ１およびＣＮＴ２を『０』としてトランジスタＴｒ1およびＴｒ2をオフする。すなわち、制御信号ＣＮＴ１を低レベルにしてｎＭＯＳトランジスタＴｒ1をオフし、直列接続されたトランジスタＴｒ1およびＴｒ5による経路を遮断する。
これにより、アンテナ３およびインダクタＬ41を介して入力される受信信号は、１つのトランジスタＴｒ4(１つのＧｍ素子)により増幅される。なお、制御信号ＣＮＴ２を高レベルにしてｐＭＯＳトランジスタＴｒ2をオフすることで、抵抗Ｒ41だけで電流を流すことになり、消費電力も低減される。
これにより、低電力モードでは、雑音指数(ＮＦ：Noise Figure)は大きいが消費電力を低減(ＮＦ大，低電力)することができる。ここで、ＮＦが大きくなることによる感度低下に対しては、例えば、図３を参照して説明した拡散係数(Spreading Factor)を２以上に設定することで補償することが可能である。
具体的に、拡散係数として２を用いると、受信感度を３ｄＢ向上させることができ、また、拡散係数として１６を用いると、受信感度を１２ｄＢ向上させることができ、ＮＦの増加による感度低下を補うことができる。
若しくは、他の手法として、使用帯域を１桁減少することで感度を１０ｄＢ向上するといった様々な手法を適用することにより、低電力モードにおいても通信距離が変わらない無線送受信システムを構築できる。
一方、準拠モードおよび高速モードでは、制御信号ＣＮＴ１およびＣＮＴ２を『１』としてトランジスタＴｒ1およびＴｒ2をオンする。すなわち、制御信号ＣＮＴ１を高レベルにしてｎＭＯＳトランジスタＴｒ1をオンし、トランジスタＴｒ1およびＴｒ3の２つのトランジスタにより受信信号を増幅する。
さらに、制御信号ＣＮＴ２を低レベルにしてｐＭＯＳトランジスタＴｒ2をオンすることで、抵抗Ｒ41およびトランジスタＴｒ2により電流を流す。これにより、準拠モードおよび高速モードでは、通常電力ではあるが雑音指数を小さく(通常電力，ＮＦ小)することができる。
例えば、図１を参照して説明したような、少なくとも１つのノード800および少なくとも１つのハブ900を含む無線送受信システムにおける受信側の送受信回路の可変電力低雑音増幅器(ＬＮＡ)121に適用することができる。
すなわち、ノード800およびハブ900において、信号を受け取る受信側のＬＮＡ121により受信信号を増幅する電力を低下(低電力モード)したとき、拡散係数を２以上に設定することにより、感度低下を補償することができる。若しくは、信号を受け取る受信側のFM ＤＡＣ117の制御ビット数を増加し、或いは、使用帯域を減少することにより、感度低下を補償してもよい。
図１６は、微弱無線システムに対応するために設置された減衰器を搭載した送信機の一例を示す図である。ここで、参照符号５１は半導体チップ(１)、Ｍ０は送信機１１における電力増幅器(ＰＡ)114の最終段増幅トランジスタ、５２は減衰器、そして、５３は図５における送信機側のマッチング回路を示す。
なお、図１６において、減衰器５２は、半導体チップ５１に形成され、整合器５３は、外付けされているが、減衰器５２は、半導体チップ５１の外部に形成してもよい。
減衰器５２は、Π型抵抗ネットワークとされ、トランジスタＭ０のドレインと出力端子ＯＵＴの間に直列に設けられた抵抗Ｒ５２、並びに、抵抗Ｒ５２の両端と接地(ＧＮＤ)の間にそれぞれ設けられた抵抗Ｒ５１，Ｒ５３を含む。さらに、減衰器５２は、トランジスタ(スイッチング素子)Ｍ１〜Ｍ３を含む。
最終段増幅器となるトランジスタＭ０のゲートには、送信信号Ｓinが入力され、ソースは、接地(ＧＮＤ)され、ドレインは、抵抗Ｒ５２を介してＬＳＩチップの出力端子ＯＵＴに接続されている。
抵抗Ｒ５２の両端とＧＮＤの間には、それぞれ、直列接続された抵抗Ｒ５１およびトランジスタＭ１、並びに、抵抗Ｒ５３およびトランジスタＭ３が設けられている。また、抵抗Ｒ５２の両端には、抵抗Ｒ５２と並列接続されたトランジスタＭ２のソースおよびドレインが接続されている。
ここで、トランジスタＭ１〜Ｍ３は、スイッチとして機能し、通常電力送信時(準拠モードおよび低電力モード：例えば、−１０ｄＢｍ送信時)と、低電力送信時(高速モード：例えば、−５０ｄＢｍ送信時)でスイッチ状態を切り替えるようになっている。
具体的に、準拠モードおよび低電力モードでは、トランジスタＭ２をオンして、トランジスタＭ１，Ｍ３をオフし、逆に、高速モードでは、トランジスタＭ２をオフして、トランジスタＭ１，Ｍ３をオンする。
例えば、準拠モードおよび低電力モードの送信電力を−１０ｄＢｍとし、高速モードの送信電力を−５０ｄＢｍとする場合を考えると、３つの抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３を含むΠ型抵抗ネットワークの減衰器５２により、出力電力を４０ｄＢ減衰させることになる。
また、例えば、減衰器５２の入出力インピーダンスを６００Ωに整合させるには、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の抵抗値ｒ５１〜ｒ５３は、ｒ５１＝ｒ５３＝６００[Ω]、ｒ５２＝３０ｋ[Ω]に設定すればよい。
図１７は、上述した実施例における各制御信号を纏めて示す図である。図１７に示されるように、本実施例によれば、受信側および送信側において、低電力モード，準拠モード，高速モードに応じて制御を行うことにより、幅広いデータ転送速度に対応することができることが分かる。
図１８は、IEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ(Physical-layer Protocol Data Unit)の規格を示す図であり、図１９は、図１８に示すIEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ規格におけるレート(RATE)フィールドに設定されるデータ転送速度を示す図である。IEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ規格は、図１８のようになっており、その中のレート(RATE)フィールドに設定されるデータ転送速度は、図１９のように規定されている。
そこで、図１９に示されるように、上述した各実施例における高速モード(データレート(データ転送速度)：3600kbps)および低電力モード(データレート：9.487(9.5)kbps)を、予備("Reserved"：留保)とされた領域を利用して規定する。
すなわち、例えば、402〜405ＭＨｚの周波数帯域を使用するＭＩＣＳに対しては、"Reserved"とされた領域ＢＢ１に対して高速モードの『3600』を設定し、領域ＢＢ２に対して低電力モードの『9.487』を設定する。
さらに、例えば、420〜450ＭＨｚの周波数帯域を使用するＷＭＴＳに対しては、"Reserved"とされた領域ＣＣ１に対して高速モードの『3600』を設定し、領域ＣＣ２に対して低電力モードの『9.487』を設定する。
以上において、本実施例は、400ＭＨｚ帯のIEEE802.15.6の適用に限定されるものではなく、様々な周波数帯、並びに、ZigBee（登録商標）やBluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)等の様々な規格(仕様)に対して幅広く適用することができる。
ここに記載されている全ての例および条件的な用語は、読者が、本発明と技術の進展のために発明者により与えられる概念とを理解する際の助けとなるように、教育的な目的を意図したものである。
また、具体的に記載されている上記の例および条件、並びに、本発明の優位性および劣等性を示すことに関する本明細書における例の構成に限定されることなく、解釈されるべきものである。
さらに、本発明の実施例は詳細に説明されているが、本発明の精神および範囲から外れることなく、様々な変更、置換および修正をこれに加えることが可能であると解すべきである。
１，５１ 送受信回路(半導体チップ)
３ アンテナ
１１ 送信機
１２ 受信機
１３ 送信特性制御信号
１４ 受信特性制御信号
２１ デジタル回路
２２ マッチング回路・スイッチ
５２ 減衰器
５３ 整合器(マッチング回路)
110 フラクショナルＮ型ＰＬＬ回路
111 可変分周器(プログラム分周器)
112 電圧制御発振器(ＶＣＯ，ＬＣ−ＶＣＯ)
113 分周器
114 電力増幅器(ＰＡ)
115 位相周波数検出器/チャージポンプ/ループフィルタ部(PFD/CP/LF)
116 シグマデルタモジュレータ(ＳＤＭ)
117 周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)
118 データインターフェース
119 クロックジェネレータ
121 可変電力低雑音増幅器(低雑音増幅器：ＬＮＡ)
125 オフセットトリマ
201 シリアルペリフェラルインターフェース(ＳＰＩ)
202 双方向データインターフェース
210 デジタルベースバンド回路
1141 配線負荷容量
1142 シングル−差動変換回路
1151 位相周波数検出器(ＰＦＤ)
1152 チャージポンプ(ＣＰ)
1153 ループフィルタ(ＬＦ)
1220 ＬＣ並列共振回路(ＬＣタンク)
1221，1222 ミキサ
1231，1232 ＬＰＦ(プログラマブルＬＰＦ)
1241，1242 ＡＤＣ
この出願で言及する実施例は、送信機，送受信回路および無線送受信システムに関する。
近年、ボディエリアネットワーク(ＢＡＮ：Body Area Network)および無線センサネットワーク(ＷＳＮ：Wireless Sensor Networks)等を実現する近距離・低電力無線システムが注目されている。
ここで、ＢＡＮとは、例えば、人体およびその周辺における数メートル程度の範囲内でデータを遣り取りする、通信距離の短い無線ネットワークである。このＢＡＮを利用することにより、例えば、人体の各所に設置されたセンサにより、血圧，体温，脈拍および酸素飽和度などの生体情報をデータ中継装置(ハブ)に送ることができる。
また、ＢＡＮを利用することにより、例えば、人体の頭蓋内部に設置された多数の脳波センサ(脳波電極)を取り付けて、脳波センサからの情報を体外に無線送信して脳波信号のモニタを行うこともできる。
さらに、ＢＡＮを利用することにより、例えば、体内に飲み込まれたカプセル型内視鏡からの画像データを無線で体外のモニタに転送することもできる。このように、ＢＡＮを利用することにより、高度医療を実現することが可能になる。
一方、ＷＳＮとは、例えば、数多くのセンサ付端末からの情報を収集するネットワークであり、農場・牧場管理、社会インフラ・構造物監視、工場監視、環境監視など様々な分野への応用が考えられている。
上述したＢＡＮおよびＷＳＮを実現する近距離無線規格としては、例えば、IEEE802.15.6およびZigBee（登録商標）といった様々なものが提案されている。さらに、近距離無線規格である「Bluetooth（登録商標）」の低消費電力版として、Bluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)も提案されている。
なお、本実施例は、IEEE802.15.6， ZigBee（登録商標）およびBluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)に限定されるものではなく、様々な規格(仕様)に対して幅広く適用することが可能である。
ところで、従来、通信モードを切り替えることのできる無線通信技術としては、様々な提案がなされている。
特開２０１２−０２８８３５号公報 特開平１０−０９３４７５号公報 特表２００４−５２７９５３号公報 特開２０１２−１４２８０３号公報 特表２００２−５００４９０号公報 特開２００９−２６８０１６号公報 国際公開第０５／０８３９０９号パンフレット
例えば、前述したIEEE802.15.6の近距離無線規格に準拠した送受信回路(送受信装置)では、400ＭＨｚ帯で設定されている最大のデータ転送速度が455.4kbps(402〜405ＭＨｚ帯)、或いは、187.5kbps(420〜450ＭＨｚ帯)になっている。そのため、脳波モニタや画像転送等のアプリケーションに求められる１Ｍｂｐｓ以上の高いデータ転送速度を実現することは難しい。
そのため、無線通信機器に対して、標準規格モードの他に独自の高速モード(高速データ転送モード)などを設け、ユーザがソフトウエア的にモードを切り替えて使用することが考えられている。
ところで、例えば、人体に埋め込まれた無線センサのノードは電池駆動が一般的であるため、実際に生体信号をセンシングしない場合には、できる限り電力を低下させるのが好ましい。
そこで、ノード側が低消費電力となる受信機として待ち受け状態を設定し、データを送受信する場合のみ電力を増大して通信性能を確保することが考えられる。ここで、低消費電力待ち受け状態を実現するには、後述する理由からデータ転送速度を下げることが有効になる。
また、ノードと、データ中継器となるハブ(ここで集約されたデータは、例えば、ナースステーション等に設置されたサーバに送られる)に関しては、送受信回路に求められる特性が異なる。
例えば、後に、図１を参照して説明するが、例えば、脳波信号を送るノードでは、高速データ転送を可能とする送信回路(送信機)が求められ、一方、その信号を受信するハブでは高速データ受信回路(受信機)が求められる。
さらに、例えば、搭載される電池の容量に制約があるノードでは、待ち受け時の消費電力を小さくするのが好ましく、また、ハブでは、ノードが低電力になっても受信できるよう、低速でデータ転送する機能を持つのが好ましい。
このように、ノードとハブでは異なる特性が求められるものの、システム開発ユーザの利便性を考えると、これらすべての特性を共通のハードウェアである同一の半導体集積回路(送受信回路)を適用して実現するのが好ましい。
しかしながら、データ転送速度を大きく(例えば、数百倍程度)変化させることができる送受信回路の実現は非常に困難であり、結果として、ノードおよびハブを共通のハードウェアを適用して実現するのは難しかった。
一実施形態によれば、第１周波数の信号を変調する第１パスからの第１変調信号、および、前記第１周波数よりも高い第２周波数の信号を変調する第２パスからの第２変調信号を受け取る位相同期回路と、電力増幅器と、を有する送信機が提供される。前記電力増幅器は、利得を制御する第３パスからの第３変調信号を受け取る。
前記位相同期回路は、前記第１変調信号により分周比が制御される可変分周器と、前記第２変調信号を周波数変調Ｄ／Ａ変換する周波数変調Ｄ／Ａ変換器と、電圧制御発振器と、を有する。前記電圧制御発振器は、バラクタを含み、前記第１変調信号に基づく第１制御電圧および前記第２変調信号に基づく第２制御電圧を受け取って発振周波数を制御する。
前記送信機は、データ転送速度に基づいて、前記電圧制御発振器における前記バラクタの容量値、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数、および、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流の少なくとも１つを変化させる。
開示の送信機，送受信回路および無線送受信システムは、幅広いデータ転送速度に対応することができるという効果を奏する。
図１は、無線送受信システム、特に、ノードとハブに求められる動作の違いを説明するためのブロック図である。 図２は、超低消費電力トランシーバの仕様の一例を説明するための図である。 図３は、図２における拡散係数を説明するための図である。 図４は、本実施例の送受信装置を示すブロック図である。 図５は、図４に示す送受信装置をより詳細に示すブロック図である。 図６は、図５に示す送受信装置における送信機の一例を示すブロック図である。 図７は、図６に示す送信機の動作を模式的に説明するための図である。 図８は、本実施例の送信機の一例の要部を示す回路図である。 図９は、図８に示す送信機における周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)，電圧制御発振器(ＶＣＯ)および分周器を抜き出して示す回路図の一例である。 図１０は、本実施例の送信機の動作を説明するための図である。 図１１は、図５に示す送受信装置における受信機の一例を示すブロック図である。 図１２は、本実施例の受信機の一例の要部を示す回路図である。 図１３は、図１２に示す受信機におけるローパスフィルタを抜き出して示す回路図である。 図１４は、図１１に示す受信機における可変電力低雑音増幅器の一例を示す回路図である。 図１５は、図１４に示す可変電力低雑音増幅器の動作を説明するための図である。 図１６は、送信装置における減衰器、マッチング回路・スイッチの一例を示す図である。 図１７は、上述した実施例における各制御信号を纏めて示す図である。 図１８は、IEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ(Physical-layer Protocol Data Unit)の規格を示す図である。 図１９は、図１８に示すIEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ規格におけるレート(RATE)フィールドに設定されるデータ転送速度を示す図である。
以下、送信機，送受信回路および無線送受信システムの実施例を、添付図面を参照して詳述する。なお、以下の説明では、ＢＡＮおよびＷＳＮを実現する近距離無線規格の一例として、IEEE802.15.6を例として説明するが、本実施例の適用は、IEEE802.15.6に限定されるものではなく、ZigBee（登録商標）やＢＬＥ等、他の無線システムに対しても適用可能である。
図１は、無線送受信システム、特に、ノードとハブに求められる動作の違いを説明するためのブロック図であり、無線送受信システムは、例えば、少なくとも１つのノード800、および、少なくとも１つのハブ900を含む。
ノード800およびハブ900間のデータ転送は、それぞれのアンテナ３を介して、IEEE802.15.6準拠モード(準拠モード：第１モード)、高速データ転送モード(高速モード：第２モード)および低速・低消費電力データ転送モード(低電力モード：第３モード)の無線により行われる。
ノード800およびハブ900は、送信機(Ｔｘ)および受信機(Ｒｘ)を有する送受信回路を含むが、これらノード800およびハブ900に適用する送受信回路(半導体集積回路)としては、共通のハードウェアで実現するのが好ましい。
ここで、高速モードは、例えば、３．６Mbpsの高速データ転送を可能とするもので、ノード800からハブ900に対して、高速(３Mbps以上)でＥＥＧ(Electroencephalogram)／ＥＣＧ(Electrocardiogram)信号や、医療用画像信号を送信する。ここで、ＥＥＧ信号は、脳波信号を意味し、ＥＣＧ信号は、心電信号を意味する。
また、低電力モードは、例えば、ノード800側の電池寿命を長期化するために、データを送信しない待ち受け(Ｒｘ：受信)時の消費電力を最小化する。この時、Ｒｘ低消費電力化に伴う感度の劣化を補償するために、ハブ900側のＴｘ(送信)時に、低速データ転送モードが設定される。
ところで、前述したように、IEEE802.15.6等の近距離無線規格に準拠した送信機では、データ転送速度の違いは６倍程度であり、脳波モニタや画像転送等のアプリケーションに求められる高いデータ転送速度、および、低電力モードをカバーする３００倍以上のデータ伝送速度の実現を、低消費電力で実現することは非常に困難である。
そのため、無線通信機器に対して、標準規格モードの他に独自の高速モード(高速データ転送モード)、低電力モードを設け、ユーザがソフトウエア的にモードを切り替えて使用することが考えられている。
ここで、高速モードを、複数のチャネルを束ねることで実現する場合、アンテナから放射可能な電波の強度は各国の電波法の規制を受けることになる。例えば、日本では、微弱無線として取り扱われる電力制限の規定に則ることが一般的であり、その場合は、送信機から送信できる最大電力は、IEEE 802,15.6の標準規格と比べてかなり小さくなる。
例えば、400ＭＨｚ帯の無線システムは、2.4ＧＨｚ帯や900ＭＨｚ帯と比較して、例えば、人体内での無線電力の減衰が小さいため、人体内に埋め込まれた無線システムとして着目されている。
具体的に、大脳表面に電極を設置し、測定された脳波信号を外部に取り出すことは、例えば、てんかん患者における発作検知・解析や、ＢＭＩ(Brain-Machine Interface)による失われた神経機能の代行・回復技術を実現する技術として大きな注目を集めている。ここで、脳波信号を外部に取り出す場合、有線システムを用いると、配線が体外に出る個所から感染症が発生する虞が生じるため、無線システムの採用は必須になる。
なお、400ＭＨｚ帯医療用無線としては、例えば、IEEE802.15.6に準拠した、医療用人体埋め込み通信システム(ＭＩＣＳ)や日本の無線医療テレメトリシステム(ＷＭＴＳ)に割り当てられた周波数帯域が存在する。
具体的に、例えば、ＭＩＣＳ(Medical Implant Communications System)には、402〜405ＭＨｚ帯が割り当てられ、また、日本のＷＭＴＳ(Wireless Medical Telemetry System)には、420〜450ＭＨｚ帯が割り当てられている。
ここで、例えば、一般的な医療用信号として認識されている、心電信号(ＥＣＧ)，血圧，体温，脈拍および酸素飽和度のそれぞれの信号のデータ転送速度は、100kbps以下である。そのため、例えば、IEEE802.15.6に準拠した無線インターフェイスにより対応が可能になる。
上述したてんかん発作の解析やＢＭＩシステムで使用するためには、信号のデータレート(データ転送速度)が1.5Mbps以上が求められる場合があり、結果として、無線インターフェイスとして３Mbps以上のデータ転送速度の実現が求められる。
一方で、人体に埋め込まれた、或いは、人体近傍に設置された無線センサのノードは電池駆動が一般的であるため、実際に生体信号をセンシングしない場合には、できる限り電力を低下させるのが好ましい。
そこで、ノード側が低消費電力となる受信機として待ち受け状態を設定し、データを送受信する場合のみ電力を増加して通信性能を確保することが考えられる。ここで、低消費電力待ち受け状態を実現するには、データ転送速度を下げることが有効になる。
しかしながら、データ転送速度を大きく変化させるIEEE802.15.6に準拠した無線インターフェイス(準拠モード)に上記の高速モード(3.6Mbps)と低電力(低速)モード(9.5kbps)を設けると、データ転送速度の変動分は３００倍以上になる。
また、ノード(センサ)からの信号を受信するハブ900側では、ノード800側とは異なる性能が求められるが、ノード側およびハブ側とも、上記の幅広いデータ転送速度に対応した共通のハードウェア(送受信回路：半導体集積回路)を適用して実現するのが好ましい。
図２は、超低消費電力トランシーバの仕様の一例を説明するための図であり、例として、IEEE802.15.6(図２では、15.6と表示)に準拠した医療用人体埋め込み通信システム(ＭＩＣＳ)および日本の無線医療テレメトリシステム(ＷＭＴＳ)の仕様を示すものである。
図２に示されるように、ＭＩＣＳは、例えば、402〜405ＭＨｚの周波数帯域を使用するもので、データ転送速度は、IEEE802.15.6(図２では、15.6と表示、準拠モード(第１モード)においては、75.9，151.8，303.6および445.4kbpsが規定されている。
さらに、ＭＩＣＳにおいて、本実施形態(以下に詳述する各実施例)では、さらに、3600kbps(3.6Mbps：高速モード(第２モード))および9.487kbps(9.5kbps：低電力モード(第３モード))のデータレート(データ転送速度)が規定される。
また、日本のＷＭＴＳ(ＷＭＴＳ Japan)、例えば、420〜450ＭＨｚの周波数帯域を使用するもので、データ転送速度は、IEEE802.15.6においては、75.9，151.8および187.5kbpsが規定されている(準拠モード：第１モード)。
さらに、ＷＭＴＳにおいて、本実施形態では、3600kbps(3.6Mbps：高速モード：第２モード)および9.487kbps(低電力モード：第３モード)のデータ転送速度が規定される。
ここで、図２において、『←』は左側の数値と同様であることを示す。高速モード、低電力モードは、国際標準ではないので、感度などの特性は規定されていない。また、チャネル間隔の項目における『-，』は、例えば、シンボルレートを3.6Mbpsにすると、複数チャネルの設定が不可能なため、チャネル間隔は存在しないことを示す。
なお、図２において、本実施形態として示した仕様、例えば、高速モードの3.6Mbpsおよび低電力モードの9.487kbps、シンボルレートの1500kbpsおよび9.487kbps、並びに、変調方式のπ/8 D8PSK，π/2 DBPSK等は単なる例であり、様々なものが適用され得る。
図３は、図２における拡散係数(スプレッディングファクタ：Spreading Factor)を説明するための図であり、図３(a)は、拡散係数＝２の場合を示し、図３(b)は、拡散係数＝４の場合を示す。
上述した図２において、拡散係数は、１，２，１６といった値に設定されているが、これは、例えば、感度を向上させるために、拡散係数の値により同じ入力ビットを複数回繰り返して取り込むことを意味する。
すなわち、図３(a)に示されるように、拡散係数＝２の場合は、入力ビットｂ0，ｂ1，ｂ2，…を２回繰り返して、ｂ0，ｂ0，ｂ1，ｂ1，ｂ2，ｂ2，…として取り込む。また、図３(b)に示されるように、拡散係数＝４の場合は、入力ビットｂ0，ｂ1，ｂ2，…を４回繰り返して、ｂ0，ｂ0，ｂ0，ｂ0，ｂ1，ｂ1，ｂ1，ｂ1，ｂ2，ｂ2，ｂ2，ｂ2，…として取り込む。
なお、上述したＭＩＣＳおよびＷＭＴＳの仕様は、「本実施形態」の項目を除いて既に規定されているが、以下に詳述する各実施例の適用は、「本実施形態」の項目を含めた図２の仕様に限定されないのはもちろんである。
すなわち、本実施例は、400mHz帯のIEEE802.15.6に限定されるものではなく、様々な周波数帯、並びに、ZigBee（登録商標）やBluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)等の様々な規格(仕様)、その他の無線システムに対しても適用することが可能である。
図４は、本実施例の送受信装置を示すブロック図である。図４に示されるように、本実施例の送受信装置は、送受信回路１，デジタル回路２１，マッチング回路・スイッチ２２およびアンテナ３を含む。
送受信回路１は、送信機１１および受信機１２を含み、データ転送速度の制御のため送信特性制御信号１３および受信特性制御信号１４がデジタル回路２１から供給されている。ここで、送受信回路１、或いは、デジタル回路２１(デジタルベースバンド回路)は、１つの半導体チップ(ダイ)として形成することができ、例えば、図１を参照して説明したノード800およびハブ900は、同じハード構成の送受信回路１を適用して実現することができる。
送信機１１は、可変分周器111，電圧制御発振器(ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator)112，分周器113，電力増幅器(ＰＡ：Power Amplifier)114，および，位相周波数検出器/チャージポンプ/ループフィルタ部(PFD/CP/LF)115を含む。
ここで、可変分周器111，ＶＣＯ112およびPFD/CP/LF115は、位相同期回路(ＰＬＬ：Phase Locked Loop (circuit))を形成する。なお、PFD/CP/LF115は、位相周波数検出器(ＰＦＤ：Phase Frequency Detector)，チャージポンプ(ＣＰ：Charge Pump)およびループフィルタ(ＬＦ：Loop Filter)を纏めて示している。
すなわち、位相周波数検出器ＰＦＤは、クロック信号ＣＬＫおよび可変分周器111の出力信号を受け取り、両方の信号を同期させるように、チャージポンプＣＰおよびループフィルタＬＦを介してＶＣＯ112のフィードバック制御を行う。
受信機１２は、低雑音増幅器 (ＬＮＡ：Low Noise Amplifier)121，ミキサ122，ローパスフィルタ123，および，Ａ／Ｄ変換器(ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter)124を含む。
デジタル回路２１は、受信機１２からの復調後の信号を受け取って受信処理を行うと共に、受信特性制御信号１４を介して受信機１２を制御する。さらに、デジタル回路２１は、送信信号と送信特性制御信号１３により、送信機１１を制御する。
ここで、送信特性制御信号１３は、可変分周器111に対して低周波位相変調信号ＳLP、ＶＣＯ112に対して周波数変調Ｄ/Ａ変換器を経由して高周波位相変調信号ＳHP、ＰＡ114に対して変調信号ＳPAを含む。
マッチング回路・スイッチ２２は、アンテナ３と、送信機１１および受信機１２との間の整合(マッチング)と取ると共に、送信時(Ｔｘ)および受信時(Ｒｘ)であって、アンテナ３と、送信機１１および受信機１２との接続を制御する。
図５は、図４に示す送受信装置をより詳細に示すブロック図である。なお、図５と上述した図４の比較から明らかなように、図５では、図４とは逆の右側にマッチング回路・スイッチ２２およびアンテナ３が描かれている。
なお、図５において、送信機１１は、三点変調(Three Point Modulation)方式が採用され、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)回路111，112，113，115、および、直接変調のＰＡ114を含む、ポーラ(Polar)変調方式の送信機とされている。ここで、図４における可変分周器111は、プログラム分周器(PROG DIV)111に対応する。
また、図５において、受信機１２は、ゼロＩＦ(zero Intermediate Frequency)方式のプログラマブル受信機とされている。ここで、図４におけるミキサ122，ＬＰＦ123およびＡＤＣ124は、直交するＩ，Ｑそれぞれの位相に対してそれぞれ２つのミキサ1221,1222，２つのプログラマブルＬＰＦ(PG-LPF)1231,1232および２つのＡＤＣ1241,1242に対応する。なお、受信機におけるＤＣオフセットは、プログラマブルＬＰＦに接続された８ビットのオフセットトリマ125により補償される。
図５において、シリアルペリフェラルインターフェース(ＳＰＩ：Serial Peripheral Interface)201および双方向データインターフェース202は、例えば、デジタルベースバンド回路210との間でデータおよび信号の送受信を行うものである。ここで、ＳＰＩ201は、例えば、１ビットのシリアルインターフェースとされ、双方向データインターフェース202は、例えば、９ビットのパラレルインターフェースとされている。
また、送信機１１は、双方向データインターフェース２０２からのデータを受け取るデータインターフェース118，および、データインターフェース118からのＦＭ送信信号を周波数変調Ｄ／Ａ変換する周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)117を含む。ここで、データインターフェース118からの９ビットのＦＭ送信信号(9-b FMTX)が、高周波変調パスからの高周波位相変調信号ＳHPに相当する。
プログラム分周器111は、データインターフェース118の出力信号を受け取るシグマデルタモジュレータ(ＳＤＭ：Sigma Delta Modulator)116の出力により制御される。ここで、データインターフェース118からＳＤＭ116への出力が、低周波変調パスからの低周波位相変調信号ＳLPに相当する。
なお、図５において、ＰＡ114の前段には、電力増幅器用バッファ(ＰＡバッファ)1140が設けられ、また、分周器113の出力は、バッファ(例えば、25％のデューティ比のＬＯ(Local Oscillator)buffer)1101,1102を介してミキサ1221,1222に入力される。
PFD/CP/LF115において、ＰＦＤ1151は、プログラム分周器111の出力を受け取り、ＣＰ1152およびＬＦ1153を介してＬＣ−ＶＣＯ(ＬＣ型電圧制御発振器)112に対して、第１制御電圧ＶCTRL1を出力する。また、FM ＤＡＣ117は、データインターフェース118からのＦＭ送信信号(9-b FMTX)を受け取り、ＶＣＯ112に対して、第２制御電圧ＶCTRL2を出力する。
ここで、プログラム分周器111，ＶＣＯ112，分周器113，PFD/CP/LF115，ＳＤＭ116，FM ＡＤＣ117およびデータインターフェース118は、フラクショナルＮ型(Fractional-N：分散型)ＰＬＬ回路110を形成する。
従って、ＶＣＯ112は、最終的に第１制御電圧ＶCTRL1となる低周波変調パスからの低周波位相変調信号ＳLPと、最終的に第２制御電圧ＶCTRL2となる高周波変調パスからの高周波位相変調信号ＳHPを受け取ることになる。
図６は、図５に示す送受信装置における送信機の一例を示すブロック図である。図６において、図５と同じ参照符号で示す個所は同様のものを示す。図６に示されるように、クロックジェネレータ119は、例えば、２４ＭＨｚのクロックに基づいたクロック生成してＰＦＤ1151およびＳＤＭ116に出力する。なお、クロックジェネレータ119からのクロックは、他の様々な回路に対しても供給される。
データインターフェース118からの高周波位相変調信号ＳHP(例えば、９ビットのＦＭ送信信号9-b FMTX)は、FM ＤＡＣ117により周波数変調Ｄ／Ａ変換されて第２制御電圧ＶCTRL2として、例えば、１．６ＧＨｚを基準発振周波数とするＬＣ−ＶＣＯ112に入力される。
なお、ＶＣＯ112の出力は、分周器113により、例えば、１／４分周される。分周器113の出力は、ＰＡバッファ1140を介してＰＡ114に入力されると共に、可変分周器111に入力されてＰＦＤ1151，ＣＰ1152，ＬＦ1153(PFD/CP/LF 115)を介したフィードバック制御が行われる。なお、分周器113の出力は、受信機１２のミキサ122(1221,1222)に対しても与えられる。
また、データインターフェース118からの低周波位相変調信号ＳLP(例えば、１９ビットの信号における小数部１４ビット)は、ＳＤＭ116によりシグマデルタ変調されてマルチプレクサ(ＭＰＸ)1160に入力される。
ここで、ＭＰＸ1160には、例えば、１９ビットの信号における整数部５ビットが入力され、送受信の切り替え制御信号ＴＸ／ＲＸにより一方が選択されて可変分周器111に入力することも可能である。
なお、可変分周器111は、例えば、１／１３分周〜１／３１分周が設定可能になっており、例えば、ＭＰＸ1160からの５ビットの出力により分周比が制御されるようになっている。ここで、データインターフェース118からの低周波位相変調信号ＳLPは、ＳＤＭ116，ＭＰＸ1160，可変分周器111およびPFD/CP/LF 115を介して、第１制御電圧ＶCTRL1としてＶＣＯ112に入力される。
ＡＭデコーダ(振幅変調デコーダ)1141は、データインターフェース118からＰＡ114のモードを切り替える信号ＭLPおよびＰＡ114の利得を制御する変調信号(第３変調信号)ＳPAを受け取って、ＰＡ114を変調制御する。
図７は、図６に示す送信機１１の動作を模式的に説明するための図である。図７に示されるように、本実施例の送信機によれば、特性曲線Ｌ３のように、低周波変調パスの低周波位相変調信号ＳLPによる特性曲線Ｌ１と、高周波変調パスの位相変調信号ＳHPによる特性曲線Ｌ２が加算され、幅広い周波数帯域で十分な利得が得られる。なお、低周波位相変調信号ＳLPのみによる製品が存在するが、この方式では、高いデータ転送速度の実現は困難である。
図８は、本実施例の送信機の一例の要部を示す回路図であり、FM ＤＡＣ(周波数変調Ｄ／Ａ変換器)117からＰＡ(電力増幅器)114までの構成を示すものである。ここで、参照符号1141は集積回路上の配線負荷容量を示し、1142はシングル−差動変換回路を示す。
なお、図８に示す送信機１１において、ＰＡ114は、シングル−差動変換回路1142から差動の信号を受け取り、例えば、ＡＭデコーダ1141からのＡＭコードに従って変調および増幅した差動の送信信号ＴＸoutを出力する。なお、送信信号ＴＸoutは、マッチング回路・スイッチ２２を介してアンテナ３から送出される。
図９は、図８に示す送信機における周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)117，電圧制御発振器(ＶＣＯ)112および分周器113を抜き出して示す回路図の一例である。
ここで、FM ＤＡＣ117は、９ビット電流差動ＤＡＣ(9-bit Current Differential DAC)として形成され、ＶＣＯ112は、ＬＣ型電圧制御発振器(LC VCO)として形成されている。各スイッチを制御する信号において、例えば、信号／Ｓ１は、信号Ｓ１の反転レベルの信号を意味する。
図９に示されるように、FM ＤＡＣ117は、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ(ｐＭＯＳトランジスタ)Ｔｐ71，Ｔｐ72、スイッチＳＷ71〜ＳＷ74、電流源ＣＳ71，ＣＳ72および抵抗Ｒ71，Ｒ72を含む。なお、スイッチＳＷ71〜ＳＷ74は、ｎまたはｐＭＯＳトランジスタ、或いは、その両者(ｎおよびｐＭＯＳトランジスタによるトランスファゲート)により形成することができる。
ここで、トランジスタＴｐ72およびスイッチＳＷ73，ＳＷ74により形成されるユニットは、複数(例えば、９個)設けられている。また、各ユニットのトランジスタＴｐ72は、トランジスタＴｐ71とカレントミラー接続され、スイッチＳＷ71，ＳＷ72により切り替えられる電流(０．４μＡまたは４μＡ)がトランジスタＴｐ71を介してトランジスタＴｐ72に流れるようになっている。
すなわち、スイッチ制御信号Ｓ１が『１』のとき、すなわち、／Ｓ１が『０』のとき、スイッチＳＷ72がオンしてスイッチＳＷ71がオフし、トランジスタＴｐ71には、電流源ＣＳ72による４μＡが流れる。これにより、トランジスタＴｐ71とカレントミラー接続されたトランジスタＴｐ72にも４μＡに比例した電流が流れることになる。
逆に、スイッチ制御信号Ｓ１が『０』(／Ｓ１が『１』)のとき、スイッチ(ＤＡＣバイアス切り替えスイッチ)ＳＷ72がオフしてＳＷ71がオンし、トランジスタＴｐ71には、電流源ＣＳ71の０．４μＡが流れる。これにより、トランジスタＴｐ71とカレントミラー接続されたトランジスタＴｐ72にも、０．４μＡに比例した電流、つまり、前述のスイッチ制御信号Ｓ１が『１』の場合の１／１０の電流が流れることになる。
各ユニットにおいて、高周波位相変調信号ＳHPに応じて、スイッチＳＷ73は、スイッチ制御信号(各ビット)ｂ１によりオン／オフ制御され、また、ＳＷ74は、／ｂ１によりオン／オフ制御される。
以上において、差動の第２制御電圧ＶCTRL2は、データインターフェース118からのＦＭ送信信号9-b FMTXに基づいて生成されるものであり、従って、高周波位相変調信号ＳHPに基づいて生成されたものと言うことができる。
具体的に、例えば、送信機１１を、データ転送速度(データレート)が9.5kbps(9.487kbps)の低電力モードに設定する場合には、信号Ｓ１を『０』としてトランジスタＴｐ72に流れる電流を小さく(０．４μＡ)とする。また、送信機１１を、データ転送速度が3600kbpsの高速モードに設定する場合には、信号Ｓ１を『１』としてトランジスタＴｐ72に流れる電流を大きく(４μＡ)とする。
さらに、送信機１１を設定するモードにより、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を制御することもできる。例えば、送信機１１を、データ転送速度が9.5kbpsの低電力モードに設定する場合には、制御ビット数を７ビットに低減し、データ転送速度が3600kbpsの高速モードに設定する場合には、制御ビット数を９ビットに増加(低電力モードの時よりも多く)する。
次に、図９に示されるように、ＶＣＯ112は、ｐＭＯＳトランジスタＴｐ20〜Ｔｐ22、ｎＭＯＳトランジスタＴｎ21，Ｔｎ22、スイッチ(バラクタ切り替えスイッチ)ＳＷ21，ＳＷ22、および、インダクタ(コイル)Ｌ20を含む。
さらに、ＶＣＯ112は、キャパシタ(容量)Ｃ20〜Ｃ22、抵抗Ｒ20〜Ｒ22、および、バラクタ(バラクタダイオード(Varactor Diode)、バリキャップ、可変容量ダイオード等とも称される)ＶＣ21〜ＶＣ28を含む。
ここで、トランジスタＴｐ21およびＴｐ22は、それらのゲートおよびドレインが交差接続され、また、トランジスタＴｎ21およびＴｎ22も、それらのゲートおよびドレインが交差接続されている。
トランジスタＴｐ21，Ｔｐ22のソースは、トランジスタＴｐ20のドレインに共通接続され、トランジスタＴｐ20のソースは、高電位電源線に接続されている。また、トランジスタＴｎ21，Ｔｎ22のソースは、接地されている。
トランジスタＴｐ21のドレインおよびトランジスタＴｎ21のドレインの接続ノードＮ21と、トランジスタＴｐ22のドレインおよびトランジスタＴｎ22のドレインの接続ノードＮ22の間には、インダクタＬ20が接続されている。
また、接続ノードＮ21とＮ22の間には、直列接続されたバラクタＶＣ25，ＶＣ26、直列接続されたバラクタＶＣ27，ＶＣ28、並びに、直列接続されたキャパシタＣ21，バラクタＶＣ21，ＶＣ22およびキャパシタＣ22が接続されている。
さらに、キャパシタＣ21およびバラクタＶＣ21の接続ノードＮ29と、バラクタＶＣ22およびキャパシタＣ22の接続ノードＮ30の間には、直列接続されたバラクタＶＣ23，ＶＣ24、並びに、直列接続された抵抗Ｒ21，Ｒ22が接続されている。
ここで、バラクタＶＣ25およびＶＣ26の接続ノードＮ23には、前述した第１制御電圧ＶCTRL1が与えられ、バラクタＶＣ27およびＶＣ28の接続ノードＮ24には、発振周波数の粗調整を行うための信号ＣＴ0が与えられる。
また、抵抗Ｒ21およびＲ22の接続ノードＮ28と、バラクタＶＣ23およびＶＣ24の接続ノードＮ27の間には、スイッチ制御信号／Ｓ２によりオン／オフ制御されるスイッチＳＷ２１が設けられている。
さらに、バラクタＶＣ21およびＶＣ22の接続ノードＮ26と、バラクタＶＣ23およびＶＣ24の接続ノードＮ27の間には、スイッチ制御信号Ｓ２によりオン／オフ制御されるスイッチＳＷ２２が設けられている。
前述したFM ＤＡＣ117における接続ノードＮ71は、抵抗Ｒ20の一端に接続され、抵抗Ｒ20の他端(接続ノードＮ25)は、キャパシタＣ20の一端に接続され、キャパシタＣ20の他端は、接地されている。
また、FM ＤＡＣ117における接続ノードＮ72は、抵抗Ｒ21およびＲ22の接続ノードＮ28に接続されている。これにより、FM ＤＡＣ117で生成された差動の第２制御電圧ＶCTRL2が、ＶＣＯ112に入力されることになる。
図１０は、本実施例の送信機の動作を説明するための図であり、例として、IEEE802.15.6に準拠したＭＩＣＳのデータ転送速度455.4kbpsおよびＷＭＴＳのデータ転送速度187.5kbpsを、本実施形態の低電力モードおよび高速モードと共に示すものである。なお、図１０では、低電力モードのデータ転送速度(データレート)9.487kbpsは、9.5kbpsとして示されている。
図１０に示されるように、例えば、送信機１１を低電力モード(DBPSK/GMSK)に設定する場合、信号Ｓ１を『０』としてＤＡＣバイアス切り替えスイッチＳＷ72をオフしてＳＷ71をオンし、バイアス電流(トランジスタＴｐ72を流れる電流)を０．４μＡと小さくする。
また、例えば、送信機１１を低電力モードに設定する場合、信号Ｓ２を『０』としてバラクタ切り替えスイッチＳＷ22をオフしてＳＷ21をオンし、接続ノードＮ26における容量をバラクタＶＣ21およびＶＣ22だけの小さい値にする。
さらに、例えば、送信機１１を低電力モードに設定する場合、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を７ビットに低減、すなわち、ＤＡＣ解像度を小さくする。
これに対して、例えば、送信機１１を高速モード(D8PSK)に設定する場合、信号Ｓ１を『１』としてＤＡＣバイアス切り替えスイッチＳＷ72をオンしてＳＷ71をオフし、バイアス電流を４μと大きくする。
また、例えば、送信機１１を高速モードに設定する場合、信号Ｓ２を『１』としてバラクタ切り替えスイッチＳＷ22をオンしてＳＷ21をオフ、接続ノードＮ26における容量をバラクタＶＣ21，ＶＣ23およびＶＣ22，ＶＣ24による大きい値とする。
さらに、例えば、送信機１１を高速モードに設定する場合、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を９ビットに増加、すなわち、ＤＡＣ解像度を大きくする。
なお、上述した３つの手法は、それぞれ独立に行うこともできるが、３つの手法を適宜組み合わせて行うことにより、幅広いデータ転送速度に対応させる相乗効果を期待することができる。
ここで、バラクタ切り替えの効果、並びに、ＤＡＣバイアス電流およびＤＡＣ解像度の切り替えの効果を示す。例えば、スイッチＳＷ22がオフ(バラクタ容量：小)のとき、ＶＣＯ112の利得ＫVCOは、小となり、ＳＷ22をオン(バラクタ容量：大)すると、Ｋvcoは、大となる。
また、スイッチＳＷ72がオフ(バイアス電流：小)でＤＡＣ解像度が小(７ビット)のとき、ＤＡＣ出力(変調)電圧は、小となり、ＳＷ72をオン(バイアス電流：大)してＤＡＣ解像度を大(９ビット)にすると、ＤＡＣ出力電圧は、大となる。
なお、スイッチＳＷ22をオンすることにより、バラクタ容量が増加し、そのため、ＶＣＯ112の利得ＫVCOも大きくなり、変調信号電圧の変動に対して周波数の変化を大きくして、高いデータ転送速度に対応することができる。
ただし、低いデータ転送速度に対して同じ設定を使用すると、変調信号(第２制御電圧)ＶCTRL2を小さくすることが求められるため、デジタル信号である高周波位相変調信号ＳHPにおける量子化雑音が問題になる。そのため、高速モード以外では、スイッチＳＷ22をオフして、ＶＣＯ112の利得ＫVCOを低下させた状態で使用するのが好ましい。
また、図１０では、高速モード、並びに、準拠モードでも比較的データ転送速度の高いD8PSK変調時には、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を９ビット(大)とし、さらに、バイアス電流も大きくしている。
一方、低電力モード、並びに、準拠モードでも比較的データ転送速度の低いGMSK変調時には、FM ＤＡＣ117の制御ビット数を７ビット(小)とし、バイアス電流も小さくしている。これにより、FM ＤＡＣ117の出力(変調)電圧を変化させて、変調信号ＶCTRL2をデータ転送速度に合わせて最適化することができる。
具体的に、例えば、データ転送速度が9.5kbpsの低電力モードと、データ転送速度3600kbpsの高速モードといったデータ転送速度が３００倍以上異なる場合でも、ＤＡＣの解像度(必要ビット数)を増加することなく、つまりは、電力増加をともなわずに、適切な送信(送受信)を可能とすることができる。さらに、本実施例によれば、FM ＤＡＣ117の出力(変調)電圧を下げることによって、低消費電力化の効果も達成されることになる。
図１１は、図５に示す送受信装置における受信機の一例を示すブロック図であり、低雑音増幅器121，ミキサ1221,1222，ＬＰＦ1231,1232およびＡＤＣ1241,1242を、送信機１１のＰＬＬ(可変分周器111，ＶＣＯ112，分周器113，PFD/CP/LF115)と共に示すものである。
ここで、低雑音増幅器(ＬＮＡ)121は、前述した準拠モード，高速モードおよび低電力モードに基づいて、電力を可変制御することができる可変電力低雑音増幅器とされている。
また、ＬＰＦ1231，1232は、準拠モード，高速モードおよび低電力モードに基づいて、カットオフ周波数を可変制御することができる可変利得・可変カットオフ周波数ローパスフィルタとされている。
さらに、ＡＤＣ1241，1242は、準拠モード，高速モード，低電力モードに基づいて、サンプリング周波数(クロック周波数ｆclk)を可変制御することができる可変サンプリングクロックＡ／Ｄ変換器とされている。
図１２は、本実施例の受信機の一例の要部を示す回路図であり、ＬＮＡ121，ミキサ1221,1222，ＬＰＦ1231,1232を、アンテナ３と共に示すものである。また、図１３は、図１２に示す受信機におけるローパスフィルタ1231(1232)、すなわち、図１１に示す可変利得・可変カットオフ周波数ローパスフィルタの一例を示す回路図である。
可変利得・可変カットオフ周波数ローパスフィルタ1231は、差動構成とされ、複数の抵抗Ｒ31〜Ｒ36，Ｒ31'〜Ｒ36'，キャパシタＣ31〜Ｃ33，Ｃ31'〜Ｃ33'および演算増幅器ＤＢ31〜ＤＢ33を含む。
ここで、キャパシタＣ31〜Ｃ33(Ｃ31'〜Ｃ33')を調整することにより、カットオフ周波数を可変することができ、また、抵抗比Ｒ32／Ｒ31(Ｒ32'／Ｒ31')，Ｒ35／Ｒ33(Ｒ35'／Ｒ33')を変更することにより、利得を可変することができる。
例えば、データ転送速度に対応するため、高速モードにおいては、ローパスフィルタ1231のカットオフ周波数を高く設定し、準拠および低電力モードでは、ローパスフィルタ1231のカットオフ周波数を低く設定する。
さらに、図１３では示していないが、図１１を参照して述べたように、ＡＤＣ1241，1242のクロック周波数ｆclkを、準拠モード，高速モード，低電力モードに基づいて変化させることもできる。
具体的に、低電力モードおよび準拠モードでは、クロック周波数ｆclkを低速(例えば、１．５ＭＨｚ)に設定し、高速モードでは、高速(例えば、１２ＭＨｚ)に設定する。なお、このようなクロック周波数(ＡＤＣのサンプリング周波数)を可変することは、例えば、非特許文献２に示された技術を適用することにより実現可能である。
図１４は、図１１に示す受信機における可変電力低雑音増幅器の一例を示す回路図であり、図１５は、図１４に示す可変電力低雑音増幅器の動作を説明するための図である。
図１４に示されるように、可変電力低雑音増幅器121は、ｐＭＯＳトランジスタＴｒ2、ｎＭＯＳトランジスタＴｒ1，Ｔｒ3〜Ｔｒ5、抵抗Ｒ41〜Ｒ45、キャパシタＣ41，Ｃ42を含む。ここで、抵抗Ｒ45は、可変抵抗とされ、キャパシタＣ42は、可変容量とされている。
抵抗Ｒ41の一端は、高電位電源線に接続され、抵抗Ｒ41の他端は、トランジスタＴｒ2のドレインと接続され、そこから出力信号Ｏｕｔを出力するようになっている。すなわち、トランジスタＴｒ2は、抵抗Ｒ41と並列に接続され、そのゲートには、制御信号ＣＮＴ２が入力されている。
高電位電源線と接地の間には、抵抗Ｒ41，トランジスタＴｒ3，Ｔｒ4およびインダクタＬ42が直列に接続され、トランジスタＴｒ3のゲートは、抵抗Ｒ42を介して高電位電源線に接続されている。
トランジスタＴｒ4のゲートには、抵抗Ｒ44を介して所定のバイアス電圧Ｖbｇが印加されている。トランジスタＴｒ4のゲートは、トランジスタＴｒ5のゲートおよびキャパシタＣ41の一端に接続され、キャパシタＣ41の他端は、インダクタＬ41を介してアンテナ３に接続されると共に、可変抵抗Ｒ45および可変容量Ｃ42の一端に共通接続されている。
可変抵抗Ｒ45および可変容量Ｃ42の他端は、トランジスタＴｒ4およびＴｒ5のソースに共通接続されている。抵抗Ｒ41の他端とトランジスタＴｒ2のドレインの接続ノード(Ｏｕｔ)には、トランジスタＴｒ1のドレインが接続され、トランジスタＴｒ1のソースは、トランジスタＴｒ5のドレインに接続されている。
ここで、トランジスタＴｒ1のゲートには、抵抗Ｒ44を介して制御信号ＣＮＴ１が入力されている。なお、インダクタＬ41，Ｌ42は、例えば、動作周波数帯に応じて、ＬＮＡ121(送信機１１、或いは、送受信回路１)が形成される半導体チップの内部、或いは、外部に設けられる。
図１５に示されるように、低電力モードでは、制御信号ＣＮＴ１およびＣＮＴ２を『０』としてトランジスタＴｒ1およびＴｒ2をオフする。すなわち、制御信号ＣＮＴ１を低レベルにしてｎＭＯＳトランジスタＴｒ1をオフし、直列接続されたトランジスタＴｒ1およびＴｒ5による経路を遮断する。
これにより、アンテナ３およびインダクタＬ41を介して入力される受信信号は、１つのトランジスタＴｒ4(１つのＧｍ素子)により増幅される。なお、制御信号ＣＮＴ２を高レベルにしてｐＭＯＳトランジスタＴｒ2をオフすることで、抵抗Ｒ41だけで電流を流すことになり、消費電力も低減される。
これにより、低電力モードでは、雑音指数(ＮＦ：Noise Figure)は大きいが消費電力を低減(ＮＦ大，低電力)することができる。ここで、ＮＦが大きくなることによる感度低下に対しては、例えば、図３を参照して説明した拡散係数(Spreading Factor)を２以上に設定することで補償することが可能である。
具体的に、拡散係数として２を用いると、受信感度を３ｄＢ向上させることができ、また、拡散係数として１６を用いると、受信感度を１２ｄＢ向上させることができ、ＮＦの増加による感度低下を補うことができる。
若しくは、他の手法として、使用帯域を１桁減少することで感度を１０ｄＢ向上するといった様々な手法を適用することにより、低電力モードにおいても通信距離が変わらない無線送受信システムを構築できる。
一方、準拠モードおよび高速モードでは、制御信号ＣＮＴ１およびＣＮＴ２を『１』としてトランジスタＴｒ1およびＴｒ2をオンする。すなわち、制御信号ＣＮＴ１を高レベルにしてｎＭＯＳトランジスタＴｒ1をオンし、トランジスタＴｒ1およびＴｒ3の２つのトランジスタにより受信信号を増幅する。
さらに、制御信号ＣＮＴ２を低レベルにしてｐＭＯＳトランジスタＴｒ2をオンすることで、抵抗Ｒ41およびトランジスタＴｒ2により電流を流す。これにより、準拠モードおよび高速モードでは、通常電力ではあるが雑音指数を小さく(通常電力，ＮＦ小)することができる。
例えば、図１を参照して説明したような、少なくとも１つのノード800および少なくとも１つのハブ900を含む無線送受信システムにおける受信側の送受信回路の可変電力低雑音増幅器(ＬＮＡ)121に適用することができる。
すなわち、ノード800およびハブ900において、信号を受け取る受信側のＬＮＡ121により受信信号を増幅する電力を低下(低電力モード)したとき、拡散係数を２以上に設定することにより、感度低下を補償することができる。若しくは、信号を受け取る受信側のFM ＤＡＣ117の制御ビット数を増加し、或いは、使用帯域を減少することにより、感度低下を補償してもよい。
図１６は、微弱無線システムに対応するために設置された減衰器を搭載した送信機の一例を示す図である。ここで、参照符号５１は半導体チップ(１)、Ｍ０は送信機１１における電力増幅器(ＰＡ)114の最終段増幅トランジスタ、５２は減衰器、そして、５３は図５における送信機側のマッチング回路を示す。
なお、図１６において、減衰器５２は、半導体チップ５１に形成され、整合器５３は、外付けされているが、減衰器５２は、半導体チップ５１の外部に形成してもよい。
減衰器５２は、Π型抵抗ネットワークとされ、トランジスタＭ０のドレインと出力端子ＯＵＴの間に直列に設けられた抵抗Ｒ５２、並びに、抵抗Ｒ５２の両端と接地(ＧＮＤ)の間にそれぞれ設けられた抵抗Ｒ５１，Ｒ５３を含む。さらに、減衰器５２は、トランジスタ(スイッチング素子)Ｍ１〜Ｍ３を含む。
最終段増幅器となるトランジスタＭ０のゲートには、送信信号Ｓinが入力され、ソースは、接地(ＧＮＤ)され、ドレインは、抵抗Ｒ５２を介してＬＳＩチップの出力端子ＯＵＴに接続されている。
抵抗Ｒ５２の両端とＧＮＤの間には、それぞれ、直列接続された抵抗Ｒ５１およびトランジスタＭ１、並びに、抵抗Ｒ５３およびトランジスタＭ３が設けられている。また、抵抗Ｒ５２の両端には、抵抗Ｒ５２と並列接続されたトランジスタＭ２のソースおよびドレインが接続されている。
ここで、トランジスタＭ１〜Ｍ３は、スイッチとして機能し、通常電力送信時(準拠モードおよび低電力モード：例えば、−１０ｄＢｍ送信時)と、低電力送信時(高速モード：例えば、−５０ｄＢｍ送信時)でスイッチ状態を切り替えるようになっている。
具体的に、準拠モードおよび低電力モードでは、トランジスタＭ２をオンして、トランジスタＭ１，Ｍ３をオフし、逆に、高速モードでは、トランジスタＭ２をオフして、トランジスタＭ１，Ｍ３をオンする。
例えば、準拠モードおよび低電力モードの送信電力を−１０ｄＢｍとし、高速モードの送信電力を−５０ｄＢｍとする場合を考えると、３つの抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３を含むΠ型抵抗ネットワークの減衰器５２により、出力電力を４０ｄＢ減衰させることになる。
また、例えば、減衰器５２の入出力インピーダンスを６００Ωに整合させるには、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の抵抗値ｒ５１〜ｒ５３は、ｒ５１＝ｒ５３＝６００[Ω]、ｒ５２＝３０ｋ[Ω]に設定すればよい。
図１７は、上述した実施例における各制御信号を纏めて示す図である。図１７に示されるように、本実施例によれば、受信側および送信側において、低電力モード，準拠モード，高速モードに応じて制御を行うことにより、幅広いデータ転送速度に対応することができることが分かる。
図１８は、IEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ(Physical-layer Protocol Data Unit)の規格を示す図であり、図１９は、図１８に示すIEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ規格におけるレート(RATE)フィールドに設定されるデータ転送速度を示す図である。IEEE802.15.6準拠ＰＰＤＵ規格は、図１８のようになっており、その中のレート(RATE)フィールドに設定されるデータ転送速度は、図１９のように規定されている。
そこで、図１９に示されるように、上述した各実施例における高速モード(データレート(データ転送速度)：3600kbps)および低電力モード(データレート：9.487(9.5)kbps)を、予備("Reserved"：留保)とされた領域を利用して規定する。
すなわち、例えば、402〜405ＭＨｚの周波数帯域を使用するＭＩＣＳに対しては、"Reserved"とされた領域ＢＢ１に対して高速モードの『3600』を設定し、領域ＢＢ２に対して低電力モードの『9.487』を設定する。
さらに、例えば、420〜450ＭＨｚの周波数帯域を使用するＷＭＴＳに対しては、"Reserved"とされた領域ＣＣ１に対して高速モードの『3600』を設定し、領域ＣＣ２に対して低電力モードの『9.487』を設定する。
以上において、本実施例は、400ＭＨｚ帯のIEEE802.15.6の適用に限定されるものではなく、様々な周波数帯、並びに、ZigBee（登録商標）やBluetooth（登録商標）Low Energy(ＢＬＥ)等の様々な規格(仕様)に対して幅広く適用することができる。
ここに記載されている全ての例および条件的な用語は、読者が、本発明と技術の進展のために発明者により与えられる概念とを理解する際の助けとなるように、教育的な目的を意図したものである。
また、具体的に記載されている上記の例および条件、並びに、本発明の優位性および劣等性を示すことに関する本明細書における例の構成に限定されることなく、解釈されるべきものである。
さらに、本発明の実施例は詳細に説明されているが、本発明の精神および範囲から外れることなく、様々な変更、置換および修正をこれに加えることが可能であると解すべきである。
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
第１周波数の信号を変調する第１パスからの第１位相変調信号、および、前記第１周波数よりも高い第２周波数の信号を変調する第２パスからの第２位相変調信号を受け取る位相同期回路と、
利得を制御する第３パスからの第３変調信号を受け取る電力増幅器と、を有する送信機であって、
前記位相同期回路は、
前記第１位相変調信号により分周比が制御される可変分周器と、
前記第２位相変調信号を周波数変調Ｄ／Ａ変換する周波数変調Ｄ／Ａ変換器と、
バラクタを含み、前記第１位相変調信号に基づく第１制御電圧および前記第２位相変調信号に基づく第２制御電圧を受け取って発振周波数を制御する電圧制御発振器と、を有し、
データ転送速度に基づいて、前記電圧制御発振器における前記バラクタの容量値、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数、および、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流の少なくとも１つを変化させる、
ことを特徴とする送信機。
（付記２）
前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記バラクタの容量値を、前記第１データ転送速度の容量値よりも大きくする、
ことを特徴とする付記１に記載の送信機。
（付記３）
前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数を、前記第１データ転送速度のビット数よりも多くする、
ことを特徴とする付記１に記載の送信機。
（付記４）
前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流を、前記第１データ転送速度のバイアス電流よりも大きくする、
ことを特徴とする付記１に記載の送信機。
（付記５）
前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記第３変調信号により、前記電力増幅器の出力を、前記第１データ転送速度の出力よりも減衰させる、
ことを特徴とする付記１乃至付記４のいずれか１項に記載の送信機。
（付記６）
さらに、前記第１位相変調信号を受け取ってシグマデルタ変調を行うシグマデルタモジュレータを有し、
前記可変分周器は、前記シグマデルタモジュレータの出力に基づいて分周比が制御される、
ことを特徴とする付記５に記載の送信機。
（付記７）
さらに、前記第３変調信号を受け取る振幅変調デコーダを有し、
前記電力増幅器は、前記振幅変調デコーダの出力に基づいて利得が制御される、
ことを特徴とする付記６に記載の送信機。
（付記８）
さらに、前記可変分周器の出力を受け取って位相周波数検出を行い、チャージポンプおよびループフィルタを介して前記電圧制御発振器に入力する前記第１制御電圧を制御する位相周波数検出器を有する、
ことを特徴とする付記７に記載の送信機。
（付記９）
前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器，前記シグマデルタモジュレータ，前記振幅変調デコーダおよび前記位相周波数検出器に入力するクロックを、前記データ転送速度に基づいて変化させる、
ことを特徴とする付記８に記載の送信機。
（付記１０）
付記１乃至付記９のいずれか１項に記載の送信機、および、受信機を有する、
ことを特徴とする送受信回路。
（付記１１）
前記受信機は、
受信信号を増幅する低雑音増幅器と、
前記低雑音増幅器の出力と、ローカル周波数信号を混合するミキサと、
前記ミキサの出力を、カットオフ周波数を可変として低域周波数を通過させる可変カットオフ周波数ローパスフィルタと、
前記可変カットオフ周波数ローパスフィルタの出力を、サンプリング周波数を可変としてＡ／Ｄ変換する可変サンプリング周波数Ａ／Ｄ変換器と、を含む、
ことを特徴とする付記１０に記載の送受信回路。
（付記１２）
前記受信機は、
受信信号を、電力を可変として増幅する可変電力低雑音増幅器と、
前記可変電力低雑音増幅器の出力と、ローカル周波数信号を混合するミキサと、
前記ミキサの出力の低域周波数を通過させるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、を含む、
ことを特徴とする付記１０に記載の送受信回路。
（付記１３）
付記１０乃至付記１２のいずれか１項に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのノードと、
付記１０乃至付記１２のいずれか１項に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのハブと、を有する、
ことを特徴とする無線送受信システム。
（付記１４）
付記１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのノードと、
付記１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのハブと、を有する無線送受信システムであって、
前記ノードおよびハブにおいて、
信号を受け取る受信側の送受信回路における前記可変電力低雑音増幅器は、前記可変電力低雑音増幅器により前記受信信号を増幅する電力を低下したとき、拡散係数を２以上に設定する、
ことを特徴とする無線送受信システム。
（付記１５）
付記１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのノードと、
付記１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのハブと、を有する無線送受信システムであって、
前記ノードおよびハブにおいて、
信号を受け取る受信側の送受信回路における前記可変電力低雑音増幅器は、前記可変電力低雑音増幅器により前記受信信号を増幅する電力を低下したとき、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数、および、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流の少なくとも一方を変化させる、
ことを特徴とする無線送受信システム。
１，５１ 送受信回路(半導体チップ)
３ アンテナ
１１ 送信機
１２ 受信機
１３ 送信特性制御信号
１４ 受信特性制御信号
２１ デジタル回路
２２ マッチング回路・スイッチ
５２ 減衰器
５３ 整合器(マッチング回路)
110 フラクショナルＮ型ＰＬＬ回路
111 可変分周器(プログラム分周器)
112 電圧制御発振器(ＶＣＯ，ＬＣ−ＶＣＯ)
113 分周器
114 電力増幅器(ＰＡ)
115 位相周波数検出器/チャージポンプ/ループフィルタ部(PFD/CP/LF)
116 シグマデルタモジュレータ(ＳＤＭ)
117 周波数変調Ｄ／Ａ変換器(FM ＤＡＣ)
118 データインターフェース
119 クロックジェネレータ
121 可変電力低雑音増幅器(低雑音増幅器：ＬＮＡ)
125 オフセットトリマ
201 シリアルペリフェラルインターフェース(ＳＰＩ)
202 双方向データインターフェース
210 デジタルベースバンド回路
1141 配線負荷容量
1142 シングル−差動変換回路
1151 位相周波数検出器(ＰＦＤ)
1152 チャージポンプ(ＣＰ)
1153 ループフィルタ(ＬＦ)
1220 ＬＣ並列共振回路(ＬＣタンク)
1221，1222 ミキサ
1231，1232 ＬＰＦ(プログラマブルＬＰＦ)
1241，1242 ＡＤＣ

Claims (15)

  1. 第１周波数の信号を変調する第１パスからの第１位相変調信号、および、前記第１周波数よりも高い第２周波数の信号を変調する第２パスからの第２位相変調信号を受け取る位相同期回路と、
    利得を制御する第３パスからの第３変調信号を受け取る電力増幅器と、を有する送信機であって、
    前記位相同期回路は、
    前記第１位相変調信号により分周比が制御される可変分周器と、
    前記第２位相変調信号を周波数変調Ｄ／Ａ変換する周波数変調Ｄ／Ａ変換器と、
    バラクタを含み、前記第１位相変調信号に基づく第１制御電圧および前記第２位相変調信号に基づく第２制御電圧を受け取って発振周波数を制御する電圧制御発振器と、を有し、
    データ転送速度に基づいて、前記電圧制御発振器における前記バラクタの容量値、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数、および、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流の少なくとも１つを変化させる、
    ことを特徴とする送信機。
  2. 前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記バラクタの容量値を、前記第１データ転送速度の容量値よりも大きくする、
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
  3. 前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数を、前記第１データ転送速度のビット数よりも多くする、
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
  4. 前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流を、前記第１データ転送速度のバイアス電流よりも大きくする、
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
  5. 前記データ転送速度が、第１データ転送速度よりも高い第２データ転送速度のとき、前記第３変調信号により、前記電力増幅器の出力を、前記第１データ転送速度の出力よりも減衰させる、
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の送信機。
  6. さらに、前記第１位相変調信号を受け取ってシグマデルタ変調を行うシグマデルタモジュレータを有し、
    前記可変分周器は、前記シグマデルタモジュレータの出力に基づいて分周比が制御される、
    ことを特徴とする請求項５に記載の送信機。
  7. さらに、前記第３変調信号を受け取る振幅変調デコーダを有し、
    前記電力増幅器は、前記振幅変調デコーダの出力に基づいて利得が制御される、
    ことを特徴とする請求項６に記載の送信機。
  8. さらに、前記可変分周器の出力を受け取って位相周波数検出を行い、チャージポンプおよびループフィルタを介して前記電圧制御発振器に入力する前記第１制御電圧を制御する位相周波数検出器を有する、
    ことを特徴とする請求項７に記載の送信機。
  9. 前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器，前記シグマデルタモジュレータ，前記振幅変調デコーダおよび前記位相周波数検出器に入力するクロックを、前記データ転送速度に基づいて変化させる、
    ことを特徴とする請求項８に記載の送信機。
  10. 請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の送信機、および、受信機を有する、
    ことを特徴とする送受信回路。
  11. 前記受信機は、
    受信信号を増幅する低雑音増幅器と、
    前記低雑音増幅器の出力と、ローカル周波数信号を混合するミキサと、
    前記ミキサの出力を、カットオフ周波数を可変として低域周波数を通過させる可変カットオフ周波数ローパスフィルタと、
    前記可変カットオフ周波数ローパスフィルタの出力を、サンプリング周波数を可変としてＡ／Ｄ変換する可変サンプリング周波数Ａ／Ｄ変換器と、を含む、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の送受信回路。
  12. 前記受信機は、
    受信信号を、電力を可変として増幅する可変電力低雑音増幅器と、
    前記可変電力低雑音増幅器の出力と、ローカル周波数信号を混合するミキサと、
    前記ミキサの出力の低域周波数を通過させるローパスフィルタと、
    前記ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、を含む、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の送受信回路。
  13. 請求項１０乃至請求項１２のいずれか１項に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのノードと、
    請求項１０乃至請求項１２のいずれか１項に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのハブと、を有する、
    ことを特徴とする無線送受信システム。
  14. 請求項１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのノードと、
    請求項１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのハブと、を有する無線送受信システムであって、
    前記ノードおよびハブにおいて、
    信号を受け取る受信側の送受信回路における前記可変電力低雑音増幅器は、前記可変電力低雑音増幅器により前記受信信号を増幅する電力を低下したとき、拡散係数を２以上に設定する、
    ことを特徴とする無線送受信システム。
  15. 請求項１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのノードと、
    請求項１２に記載の送受信回路を含む少なくとも１つのハブと、を有する無線送受信システムであって、
    前記ノードおよびハブにおいて、
    信号を受け取る受信側の送受信回路における前記可変電力低雑音増幅器は、前記可変電力低雑音増幅器により前記受信信号を増幅する電力を低下したとき、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器の制御ビット数、および、前記周波数変調Ｄ／Ａ変換器のバイアス電流の少なくとも一方を変化させる、
    ことを特徴とする無線送受信システム。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10396856B2 (en) * 2015-09-02 2019-08-27 Pezy Computing K.K. Semiconductor device
WO2018065066A1 (en) * 2016-10-07 2018-04-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Switched capacitor arrangement for tuning a differential circuit
CA3053747A1 (en) * 2017-02-16 2018-08-23 Watlow Electric Manufacturing Company Compact modular wireless sensor
CN107872219B (zh) * 2017-12-13 2023-11-24 福建科立讯通信有限公司 一种数字对讲机鉴频器与adc之间的接口电路
CN110649929B (zh) * 2019-09-30 2021-04-27 郑州力通水务有限公司 泵站能耗数据调频发射电路
JP2023510396A (ja) 2020-01-17 2023-03-13 華為技術有限公司 信号処理方法および関連装置
US11381430B2 (en) 2020-03-19 2022-07-05 Cypress Semiconductor Corporation Phase/frequency tracking transceiver
US10979059B1 (en) * 2020-10-26 2021-04-13 Ciena Corporation Successive approximation register analog to digital converter based phase-locked loop with programmable range
WO2022176067A1 (ja) * 2021-02-17 2022-08-25 株式会社ソシオネクスト 無線通信回路
US11955051B2 (en) * 2021-09-07 2024-04-09 Novatek Microelectronics Corp. Receiver of display driver and operating method thereof
US11631363B2 (en) * 2021-09-07 2023-04-18 Novatek Microelectronics Corp. Display driver and operating method thereof

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5834987A (en) * 1997-07-30 1998-11-10 Ercisson Inc. Frequency synthesizer systems and methods for three-point modulation with a DC response
JP2005304007A (ja) * 2004-03-15 2005-10-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 位相変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置
JP2005538667A (ja) * 2002-09-06 2005-12-15 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） ２点位相変調器のトリミング
JP2007221773A (ja) * 2006-01-19 2007-08-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｐｌｌ変調回路、無線送信装置及び無線通信装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5963608A (en) * 1995-06-05 1999-10-05 Broadband Communications Products, Inc. Clock extractor for high speed, variable data rate communication system
JP3223078B2 (ja) * 1995-07-21 2001-10-29 株式会社日立国際電気 受信機
US6650265B1 (en) * 2001-04-30 2003-11-18 Engim, Inc. Method and architecture for varying power consumption of a current mode digital/analog converter in proportion to performance parameters
US6803818B2 (en) * 2002-11-26 2004-10-12 Agere Systems Inc. Method and apparatus for improved output power level control in an amplifier circuit
US7277518B2 (en) * 2003-11-20 2007-10-02 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Low-jitter charge-pump phase-locked loop
US7173554B2 (en) * 2004-11-17 2007-02-06 Analog Devices, Inc. Method and a digital-to-analog converter for converting a time varying digital input signal
US8050203B2 (en) * 2004-12-22 2011-11-01 Eleven Engineering Inc. Multi-channel digital wireless audio system
US20090042527A1 (en) * 2007-06-12 2009-02-12 Hmicro Inc. Dynamic low power receiver
CN101571744A (zh) * 2008-04-30 2009-11-04 扬智科技股份有限公司 应用于计算机系统中的功率控制装置以及功率控制方法
US8542616B2 (en) * 2008-10-14 2013-09-24 Texas Instruments Incorporated Simultaneous multiple signal reception and transmission using frequency multiplexing and shared processing
US8089383B2 (en) * 2009-05-10 2012-01-03 Cypress Semiconductor Corporation Programmable digital-to-analog converter
JP2012109931A (ja) * 2010-10-25 2012-06-07 Ricoh Co Ltd オーバーサンプリング回路及びそれを用いたシリアル通信装置及びシリアル通信方法
US20140241462A1 (en) * 2013-02-26 2014-08-28 Nvidia Corporation Circuit and method for envelope tracking and envelope-tracking transmitter for radio-frequency transmission

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5834987A (en) * 1997-07-30 1998-11-10 Ercisson Inc. Frequency synthesizer systems and methods for three-point modulation with a DC response
JP2005538667A (ja) * 2002-09-06 2005-12-15 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） ２点位相変調器のトリミング
JP2005304007A (ja) * 2004-03-15 2005-10-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 位相変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置
JP2007221773A (ja) * 2006-01-19 2007-08-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｐｌｌ変調回路、無線送信装置及び無線通信装置

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