JPWO2015079540A1 - 電力変換装置および交流電気車駆動システム - Google Patents

Abstract

電力変換主回路の入力電圧波形指令に基づく変調波指令と、交流電源の１周期あたりに下限値から上限値、上限値から下限値への整数回の変化を伴い、かつ、下限値から上限値を経て同じ下限値に戻る１回の変化時間は一定であり、かつ、下限値から上限値への変化時間と上限値から下限値への変化時間との時間比が周期的に変化する搬送波と、を比較することにより電力変換主回路を構成する半導体スイッチのオンオフ信号であるＰＷＭ信号を生成する。

Description

本発明は、コンバータを備えた電力変換装置に関する。

交流電気車においては、地上機器の誤動作を防止するため、特定の周波数帯における誘導障害に対する規制が厳しく決められており、高調波電流の抑制を高精度に達成することが求められる。

交流電気車における高調波電流の抑制対策として、下記非特許文献１には、複数のコンバータに与える搬送波の位相を予め定められた位相分だけずらすこと（以下「位相ずらし」と称する）により、複数のコンバータから発生する高調波成分が特定の周波数帯でキャンセルされるようにして、当該特定の周波数帯における高調波電流を低減する技術が開示されている。

「鉄道車両用ＰＷＭコンバータの技術（５）」 ８〜１１頁 鉄道車両と技術 １９９９年９月

コンバータを備えた電力変換装置を交流電気車に搭載する場合、交流架線からの交流電力が受電する主変圧器に複数台の電力変換装置を接続して構成することが一般的である。

ここで、主変圧器の台数が２台であり、各主変圧器には二つの出力巻線が設けられ、二つの出力巻線のそれぞれに１台の電力変換装置が接続される場合を考える。この場合、主変圧器の二つの出力巻線間には電磁気的な結合干渉が存在し、２台の電力変換装置が発生する電流の合算値は、電磁気的結合干渉の影響を受けることになる。しかしながら、２台の主変圧器の条件は２台共に同一もしくは同等の条件になるため、２台の電力変換装置が常時接続されている条件下においては、上述した従来手法を用いても、高調波電流の抑制は可能であった。

ところが、２台の主変圧器のうちの１台において、１台の電力変換装置のみが接続される場合、もしくは、２台の電力変換装置が接続されていても１台のコンバータが故障等をして動作を停止した場合には、２台の主変圧器の電磁気的な条件が異なることになる。このため、上述した従来手法のみでは、高調波電流の抑制が不十分な場合が想定され、高調波電流の抑制を高精度に達成することができないという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、主変圧器と電力変換装置の接続状況に関わらず、高調波電流の抑制を高精度に達成することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源から供給される電力を直流に変換する電力変換主回路と、前記電力変換主回路を構成する半導体スイッチのオンオフ信号であるＰＷＭ信号を生成出力する制御部と、を備えた電力変換装置において、前記制御部は、前記交流電源の１周期あたりに下限値から上限値、上限値から下限値への整数回の変化を伴う搬送波を生成出力する搬送波生成部と、前記電力変換主回路の入力電圧波形指令に基づく変調波指令を生成出力する変調波指令生成部と、前記搬送波と前記変調波指令とを比較することで、前記ＰＷＭ信号を生成する比較部と、を備え、前記搬送波は、下限値から上限値を経て同じ下限値に戻る１回の変化時間は一定であり、かつ、下限値から上限値への変化時間と上限値から下限値への変化時間の比が周期的に変化する特性を有することを特徴とする。

この発明によれば、主変圧器と電力変換装置の接続状況に関わらず、高調波電流の抑制を高精度に達成することができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る電力変換装置を含む交流電気車駆動システムの一構成例を示す図である。 図２は、制御部の内部に設けられるＰＷＭ信号生成部の一構成例を示す図である。 図３は、コンバータの一例として電力変換主回路が単相３レベルコンバータである場合の一般的な回路構成を示す図である。 図４は、単相３レベルコンバータをＰＷＭ制御する際に用いられる変調指令および搬送波を示す図である。 図５は、搬送波波形に対する「位相ずらし」を説明する図である。 図６は、１台のコンバータによる高調波電流が重畳された架線電流の周波数特性の例を示す図である。 図７は、２台のコンバータに対して９０ｄｅｇの位相ずらしを行った場合の架線電流の周波数特性の例を示す図である。 図８は、４台のコンバータに対して４５ｄｅｇずつの位相ずらしを行った場合の架線電流の周波数特性の例を示す図である。 図９は、コンバータの他の例として電力変換主回路が単相２レベルコンバータである場合の一般的な回路構成を示す図である。 図１０は、単相２レベルコンバータをＰＷＭ制御する際に用いられる変調指令および搬送波を示す図である。 図１１は、実施の形態１に係る制御手法の説明に好適な列車編成の一例を示す図である。 図１２は、実施の形態１の制御手法に係る搬送波波形を示す図である。 図１３は、図１２に対する比較例としての搬送波波形を示す図である。 図１４は、実施の形態１の手法を用いた場合の架線電流の周波数特性の例を示す図である。 図１５は、実施の形態１の制御手法を単相２レベルのコンバータに適用する場合の搬送波波形を示す図である。 図１６は、実施の形態２の手法を用いた場合の架線電流の周波数特性の例を示す図である。 図１７は、実施の形態３に係る電力変換装置を含む交流電気車駆動システムの一構成例を示す図である。 図１８は、実施の形態３に係る制御手法の説明に好適な列車編成の一例を示す図である。 図１９は、搬送波位相ずらし量設定テーブルおよびスペクトル拡散搬送波採否テーブルの一構成例を示す図である。 図２０は、搬送波位相ずらし量設定テーブルおよびスペクトル拡散搬送波採否テーブルを備えた搬送波生成部の一構成例を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置を含む交流電気車駆動システムの一構成例を示す図である。図１において、実施の形態１に係る交流電気車駆動システムは、交流電源である交流架線１からの交流電力をパンタグラフ２、架線遮断器３および、主変圧器である変圧器５を介して受電し、受電した交流電力を電力変換装置１００（１００ａ，１００ｂ）に供給（印加）して８台の交流電動機３０ａ〜３０ｈを駆動する構成である。変圧器５の一端側は架線遮断器３に接続され、他端側は車輪４に接続される。変圧器５の一次側には、変圧器５への印加電圧を検出する入力電圧検出器６が設けられている。

変圧器５の二次側は、２つの電力変換装置１００ａ，１００ｂに接続されている。電力変換装置１００ａは、コンバータ１１、インバータ１２および、制御部２００ａを備え、電力変換装置１００ｂは、コンバータ２１、インバータ２２および、制御部２００ｂを備える。インバータ１２の出力側は、交流電動機３０ａ〜３０ｄに接続され、インバータ２２の出力側は、交流電動機３０ｅ〜３０ｈに接続されている。

電力変換装置１００ａには、電力授受制御を自在に行うための各種構成部、具体的には、電力変換装置１００ａ用として、第１の接触器である接触器１４ａ、第２の接触器である接触器１４ｂおよび、この接触器１４ｂに並列接続される充電抵抗器１４ｃがコンバータ１１の入力側に設けられると共に、変圧器５とコンバータ１１との間を流出入する電流を検出するための入力電流検出器１５、コンバータ１１とインバータ１２との間を電気的に接続する直流部の電圧を検出するための直流電圧検出器１６および、インバータ１２と交流電動機３０ａ〜３０ｄとの間を流出入する電流を検出するための出力電流検出器１７を備えて構成される。

電力変換装置１００ｂについても同様であり、電力変換装置１００ｂ用として、接触器２４ａ、接触器２４ｂおよび、接触器２４ｂに並列接続される充電抵抗器２４ｃがコンバータ２１の入力側に設けられると共に、電力変換装置１００ｂ用として、入力電流検出器２５、直流電圧検出器２６および出力電流検出器２７を備えて構成される。

制御部２００ａには、入力電圧検出器６が検出した入力電圧Ｖ３、入力電流検出器１５が検出した入力電流ｉｓ１、直流電圧検出器１６が検出した直流電圧ｖｄｃ１および、出力電流検出器１７が検出した出力電流ｉｕｖｗ１が入力される。

制御部２００ａは、これら入力電圧Ｖ３、入力電流ｉｓ１、直流電圧ｖｄｃ１および出力電流ｉｕｖｗ１の全てもしくは一部を用いて、コンバータ１１の内部にある半導体スイッチをＰＷＭ（pulse width modulation）制御するためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１１を生成してコンバータ１１に出力する。

また、制御部２００ａは、これら入力電圧Ｖ３、入力電流ｉｓ１、直流電圧ｖｄｃ１および出力電流ｉｕｖｗ１の全てもしくは一部を用いて、インバータ１２の内部にある半導体スイッチをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１２を生成してインバータ１２に出力する。

制御部２００ｂについても同様であり、制御部２００ｂには、入力電圧Ｖ３、入力電流検出器２５が検出した入力電流ｉｓ２、直流電圧検出器２６が検出した直流電圧ｖｄｃ２および、出力電流検出器２７が検出した出力電流ｉｕｖｗ２が入力され、制御部２００ｂは、これら入力電圧Ｖ３、入力電流ｉｓ２、直流電圧ｖｄｃ２および出力電流ｉｕｖｗ２の全てもしくは一部を用いて、コンバータ２１の内部にある半導体スイッチをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号ＰＷＭ２１を生成してコンバータ２１に出力すると共に、インバータ２２の内部にある半導体スイッチをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号ＰＷＭ２２を生成してインバータ２２に出力する。

なお、インバータ１２，２２の回路構成および動作については公知であり、詳細な説明は省略する。また、コンバータ１１，２１の回路構成および動作については、後述する。

図２は、制御部２００ａ，２００ｂの内部に設けられるＰＷＭ信号生成部４００の一構成例を示す図である。ＰＷＭ信号生成部４００は、図２に示すように、変調波指令生成部４０１、搬送波生成部４０２および比較部４０３を備えて構成される。変調波指令生成部４０１および搬送波生成部４０２には、入力電圧波形指令Ｖｃ^＊が入力される。変調波指令生成部４０１は、入力電圧波形指令に基づく変調波指令を生成出力する。搬送波生成部４０２は、架線電圧の１周期あたりに下限値から上限値、上限値から下限値への整数回の変化を伴う搬送波を生成出力する。比較部４０３は、搬送波と変調波とを比較し、その比較結果に基づいてＰＷＭ信号（上述したＰＷＭ１１，ＰＷＭ１２に対応）を生成出力する。なお、変調波および搬送波の詳細については後述する。

つぎに、コンバータの制御に関する各種技術について説明する。図３は、コンバータ１１，２１の一例として電力変換主回路が単相３レベルコンバータである場合の一般的な回路構成を示す図である。図４は、図３に示す単相３レベルコンバータをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号の生成に用いられる変調指令および搬送波を示す図である。なお、図４に示す手法は、従来から存在する公知の技術である。

単相３レベルコンバータは、図３に示すように、トランジスタとダイオードとが逆並列に接続された半導体スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４が直列に接続されて１アームを構成し、これら１アームの半導体スイッチがＵ相アームおよびＶ相アームとして２並列に接続されることで構成される。

図４（ａ）において、上段部には、図３のＵ相における半導体スイッチＳｕ１，Ｓｕ３（以下「Ｕ相１，３素子」と表記し、他の半導体スイッチも同様とする。）を制御するＰＷＭ信号を生成する際に使用する搬送波（Ｕ相上搬送波）を破線で示し、下段部には、Ｕ相２，４素子を制御するＰＷＭ信号を生成する際に使用する搬送波（Ｕ相下搬送波）を一点鎖線で示している。

同様に、図４（ｂ）の上段部には、図３におけるＶ相１，３素子を制御するＰＷＭ信号を生成する際に使用する搬送波（Ｖ相上搬送波）を破線で示し、下段部には、Ｖ相２，４素子を制御するＰＷＭ信号を生成する際に使用する搬送波（Ｖ相下搬送波）を一点鎖線で示している。

これらの図において、各搬送波は、実線で示すような架線電圧の周期（電源周波数）に同期する変調指令（「電圧指令」ともいう）と比較され、その比較結果に基づいて、各半導体スイッチに付与するＰＷＭ信号を生成して出力する。なお、背景技術のところでも説明したが、搬送波は架線電圧に同期した上で、各コンバータ毎に予め定められた位相ずらしの量（以下「位相ずらし量」もしくは「位相ずらし幅」と称する）が付加されて生成される。

図５は、搬送波波形に対する「位相ずらし」を説明する図である。図５において、下段部に示す搬送波波形Ｃ２は、上段部に示す搬送波波形Ｃ１に対し９０ｄｅｇの位相遅れがある。すなわち、図５の例は、位相ずらし幅を９０ｄｅｇに設定した場合の搬送波波形である。

図６は、１台のコンバータによる高調波電流が重畳された架線電流の周波数特性の例を示す図である。図６に示すように、コンバータのスイッチング周波数（搬送波周波数）の整数倍付近にスペクトルが存在している。

図７は、２台のコンバータに対して９０ｄｅｇの位相ずらしを行った場合の架線電流の周波数特性の例を示す図であり、高調波スペクトルの低減領域を四角囲い線で示している。図６と比較して見ると、高調波スペクトルの本数を半減できることが分かる。

図８は、４台のコンバータに対して４５ｄｅｇずつの位相ずらしを行った場合の架線電流の周波数特性の例を示す図であり、図７と同様に、高調波スペクトルの低減領域を四角囲い線で示している。図６および図７との比較から明らかなように、高調波スペクトルの本数を更に削減できることが分かる。

図９は、コンバータ１１，２１の他の例として電力変換主回路が単相２レベルコンバータである場合の一般的な回路構成を示す図である。図１０は、単相２レベルコンバータをＰＷＭ制御する際に用いられる変調指令および搬送波を示す図である。

単相２レベルコンバータの場合にも、単相３レベルコンバータと同様な変調指令および搬送波を生成する。すなわち、２相（Ｕ相およびＶ相）の出力に対する変調波指令には正負が異なる対称性をもたせ、また、各相の搬送波には正負同一の対称性をもたせるようにして、架線電流に重畳しようとするスイッチングリプルの低減が図られる。

つぎに、本願において提案するコンバータの新たな制御手法について、図１１〜図１３の図面を参照して説明する。図１１は、実施の形態１に係る制御手法の説明に好適な列車編成の一例を示す図である。図１２は、実施の形態１の制御手法に係る搬送波波形を示す図である。図１３は、図１２に対する比較例としての搬送波波形を示す図である。

図１１において、“Ｃ／Ｉ”という表記は、図１のように、コンバータおよびインバータを備えたコンバータ／インバータシステムを意味し、“ＭＴｒ”という表記は主変圧器を意味する。

図１１の例では、１台のＭＴｒ１には２つの出力巻線があり、これら２つの出力巻線にＣ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２がそれぞれ接続され、２台目のＭＴｒ２には１つの出力巻線のみにＣ／Ｉ３が接続（２つの出力巻線を有しているが、一方のみに接続されている場合も含む）されている。

ＭＴｒ１では、２つの出力巻線間には電磁気的な結合干渉が存在するため、Ｃ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２が発生する電流の合算値が当該電磁気的結合干渉の影響を受けることは、上述した通りである。一方、ＭＴｒ２では、接続されたＣ／Ｉ３には、電磁気的な結合干渉の影響が無いことになる。このことにより、Ｃ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２と、Ｃ／Ｉ３が各ＭＴｒを介して発生する高調波電流の特性は異なることになる。このため、Ｃ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２にそれぞれ付与する各搬送波に対し、図５に示すような位相ずらし幅を３台の間での高調波削除を期待して設定（例えば３０ｄｅｇ毎、６０ｄｅｇ毎）しても、Ｃ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２を接続したＭＴｒ１と、Ｃ／Ｉ３を接続したＭＴｒ２の特性が異なるため、高調波キャンセルが適切に実施できない可能性がある。

この状態のＣ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２に対し、従来手法による搬送波のまま、搬送波の位相差を９０ｄｅｇ設けると、図７に示すような高調波電流がＭＴｒ１の一次巻線に発生し、交流架線に流れる。一方、Ｃ／Ｉ３は単独でＭＴｒ２に接続されるため、従来手法の搬送波では図６に示すような高調波電流をＭＴｒ２を介して発生し、交流架線に流してしまう。その結果、図６と図７の電流をそのまま合算すると、図７の四角囲い線の部分に、図６の高調波スペクトルが残存する。もし、この部分に、高調波の規制がある場合には、規制仕様をクリアすることが困難になり、これを回避する何らかの対策が必要となる。例えば、Ｃ／Ｉ，ＭＴｒに、誘導障害規制を回避できるような設計として、搬送波周波数の変更による発生高調波の移動、ＭＴｒのインダクタンス値の増強での電流値抑制などの対策をとる必要がある。しかしながら、これらの対策は、半導体スイッチの発熱増加により、冷却機能のコスト増加、外形・寸法の増加に繋がるため、装置仕様によっては実施できない場合も想定される。

そこで、本実施の形態においては、図１２に示すような搬送波（上搬送波／下搬送波）を設定してコンバータを制御する。なお、図１３には、比較例として架線電圧周期Ｔｗと搬送波周期Ｔｃを同一条件とした従来手法による搬送波を示している。

図１２に示すような搬送波を設定する意図は、以下の通りである。
（１）単相コンバータの制御の前提として、変圧器の偏磁を回避するため、電圧・電流の正負対称性を極力維持する必要がある。そのためには、コンバータのスイッチングをつかさどる搬送波波形は、架線電圧周期Ｔｗと同期させるのが一般的である。
（２）半導体素子を制御する際のスイッチング周波数は、コンバータの制御応答性、半導体素子冷却器の冷却性能制約を考慮して設定するため、搬送波周波数の設定値は闇雲に変更できない面がある。
（３）そこで、本実施の形態では、搬送波周期（Ｔｃ）は一定に保ちつつ、１周期の搬送波の三角形状の波形の左右の対称性を非対称とする一方で、複数個を纏めた三角波群では左右の対称性を持たせている。なお、本実施の形態においては、この対称性を持たせた三角波群ｎ個の周期（＝ｎＴｃ）を、「搬送波対称性管理周期（Ｔｍ）」と称する。

図１２に例示する搬送波について、さらに詳細に説明する。図１２において、太実線で示す波形は架線電圧波形、破線で示す波形は上搬送波、一点鎖線で示す波形は下搬送波である。搬送波対称性管理周期Ｔｍを決めるｎは、ｎ＝３に設定されており、Ｔｍ＝３Ｔｃの関係がある。すなわち、図１２の左上部に示すように、３つの三角波を一纏めにした搬送波対称性管理周期Ｔｍ毎に同一波形が繰り返される。搬送波対称性管理周期Ｔｍ内では、右上がりの直線部と右下がりの直線部との比率が、それぞれ４：６、５：５、６：４となるような三角波波形である。以下、これを（４：６）（５：５）（６：４）と表記する。

なお、上記（１）項に記載した架線電圧周期Ｔｗと搬送波対称性管理周期Ｔｍとの関係であるが、図１２の例では、ｍ＝７に設定されている。すなわち、架線電圧周期Ｔｗ内に搬送波対称性管理周期Ｔｍが７回表れ（Ｔｗ＝７Ｔｍ）、架線電圧周期Ｔｗ内の三角波の数は、２１個（Ｔｗ＝７Ｔｍ＝７×３Ｔｃ＝２１Ｔｃ）に設定されている。

なお、図１２では、搬送波対称性管理周期Ｔｍ内の比率を“（４：６）（５：５）（６：４）”と設定しているが、搬送波対称性管理周期Ｔｍ内での対称性が保持されればどのような比率であってもよい。例えば、図１２における第１三角波と第３三角波との関係を逆転して、“（６：４）（５：５）（４：６）”のように設定してもよい。また、第２三角波を省略して、“（４：６）（６：４）”または “（６：４）（４：６）”のように設定してもよい。

また、図１２では、架線電圧周期Ｔｗ内の三角波数を２１（つまりｎ×ｍ＝３×７＝２１）に設定しているが、これらｎ，ｍのパラメータは、それぞれ２以上の整数であればどのような値でもよいが、何れのパラメータも奇数となるように設定すれば、ｎ×ｍの値も必ず奇数になる。ｎ×ｍの値が奇数のときに生成されるＰＷＭ信号の波形は、架線電圧周期Ｔｗ内において、９０ｄｅｇの対称性と１８０ｄｅｇの対称性の双方が保持されるので、高調波スペクトルの低減と、変圧器の偏磁の抑制に効果的である。

上記のような搬送波を用いることにより、搬送波と変調波の比較結果に基づくＰＷＭ制御によって生ずるコンバータの出力電圧波形では、スイッチングの対称性の一部を崩しつつも、上下（電圧軸方向）の対称性および左右（時間軸方向）の対称性を極力維持することが可能となる。この制御により、主変圧器の偏磁を抑制しながらも、スイッチングに伴う電流リプルの周期性を一部崩して高調波成分の分布を分散させ、スイッチング周波数の整数倍に現れる高調波スペクトルのピークを抑制することが可能となる。

上記では、図１１の編成構成において、従来手法を用いた場合には、キャンセルされないＣ／Ｉ３の高調波スペクトルが図７の四角囲い線の部分に残存する問題について説明した。このことを裏返せば、図７の四角囲い線の部分の何れかに高調波規制が存在する場合には、単独動作しているＣ／Ｉ３の高調波スペクトル（すなわち図６の高調波スペクトル）のピークを抑制できれば、編成全体が発生する架線電流の規制帯域における高調波ピークを下げることができることを意味する。

そこで、本実施の形態では、ＭＴｒ１に接続されるＣ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２に対しては、例えば図１３に示す従来の搬送波を用いる一方で、ＭＴｒ２に接続されるＣ／Ｉ３に対しては、図１２のように波形変化する搬送波を適用する。図１４は、本手法を用いたときの架線電流の周波数特性の例を示す図である。なお、図１４では、従来手法を適用するＣ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２間では、位相ずらし幅を９０ｄｅｇに設定し、本手法を適用するＣ／Ｉ３に対しては、搬送波対称性管理周期Ｔｍ（＝３Ｔｃ）内の三角波の比率を“（４５：５５）（５０：５０）（５５：４５）”に設定すると共に、位相ずらし幅をＣ／Ｉ１に対して４５ｄｅｇに設定したときの周波数特性を示す図である。

図１４において、搬送波周波数の整数倍に当たる周波数のうち、例えばｆ１，ｆ２で示す周波数は高調波規制がかかる帯域に含まれる周波数である。一方、本実施の形態では、単独で動作しているＣ／Ｉ３の搬送波の形状を変化させることにより、搬送波周波数の整数倍付近にあるスペクトルのピーク値を削減することができ、その結果、編成全体としての架線高調波を下げることができる。これにより、図中の丸印で示すように、規制帯域における高調波規制値からのマージンを確保することが可能になる。

なお、上述のように、Ｃ／Ｉ３の搬送波波形には、搬送波周期Ｔｃの整数倍となる搬送波対称性管理周期Ｔｍ（図１２参照）を周期とする周期性を持たせている。これにより、主変圧器（ＭＴｒ）の偏磁を誘発するような正負アンバランスの発生は回避できている。また、搬送波周波数自体は変化せず一定を保っているため、制御の応答性および半導体デ素子の発熱特性は維持可能であり、コンバータ自体の電力変換機能が損なわれることもない。

すなわち、コンバータに対する搬送波波形を、搬送波周波数は一定を保ちつつ、波形変化を周期的に発生させることにより、変圧器の偏磁を発生させず、またコンバータの電力変換機能、応答性を維持したまま、特定の高調波の大きさを抑制することが可能となる。

編成内に複数のコンバータが存在する場合には、搬送波に対する上述の波形操作を適用するコンバータの個数と箇所とを適切に選択すればよい。これにより、従来手法による高調波抑制制御との干渉を回避しつつ、特定の高調波の大きさを抑制することが可能となる。

なお、図１２は、電力変換主回路が単相３レベルの場合の搬送波波形例を示したものであるが、電力変換主回路が単相２レベルの場合においても、本実施の形態の手法は適用可能である。図１５は、実施の形態１の制御手法を単相２レベルのコンバータに適用する場合の搬送波波形を示す図である。

図１５に示すように、単相２レベルのコンバータに対しても、搬送波周波数は一定を保ちつつ、波形変化を周期的に発生させることができ、単相３レベルのコンバータの場合と同様な効果が得られる。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、電力変換主回路の入力電圧波形指令に基づく変調波指令と、交流電源の１周期あたりに下限値から上限値、上限値から下限値への整数回の変化を伴い、かつ、下限値から上限値を経て同じ下限値に戻る１回の変化時間は一定であり、かつ、下限値から上限値への変化時間と上限値から下限値への変化時間との時間比が周期的に変化する搬送波と、の比較結果に基づいてＰＷＭ信号を生成することとしたので、主変圧器と電力変換装置の接続状況に関わらず、高調波電流の抑制を高精度に達成することが可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１では、搬送波の位相ずらしを適用できないコンバータについてのみ、搬送波の波形操作を行う形態について説明したが、編成内にある全てのコンバータに対し、上述した周期的波形操作を行なってもよい。実施の形態２は、この手法を用いる形態である。

図１６は、実施の形態２の手法を用いた場合の架線電流の周波数特性の例を示す図であり、ＭＴｒ１に接続されるＣ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２に対しても、ＭＴｒ２に接続されるＣ／Ｉ３に対しても、共に図１２のように波形変化する搬送波を適用した場合の例である。ただし、具体的な設定値は図１２とは異なり、搬送波対称性管理周期Ｔｍ内の三角波の数ｎを５（Ｔｍ＝５Ｔｃ）に設定すると共に、３台のＣ／Ｉ１，Ｃ／Ｉ２，Ｃ／Ｉ３共に、搬送波対称性管理周期Ｔｍ（＝５Ｔｃ）内の三角波の比率を“（４５：５５）（４７．５：５２．５）（５０：５０）（５２．５：４７．５）（５５：４５）”に設定している。

図１６によれば、高調波規制がかかる周波数ｆ１，ｆ２の帯域において、図中の丸印で示すように、ある一定以上のマージンを確保することができている。すなわち、編成内にある全てのコンバータに対して周期的波形操作を行なう実施の形態２の手法を用いても、搬送波周波数の整数倍付近にあるスペクトルのピーク値を削減することができ、編成全体としての架線高調波を低減することが可能となる。実施の形態２の手法を用いた場合、搬送波を全コンバータで共通にすることになるため、ソフトウェア、制御回路等を統一でき、製品の管理コストを削減できるメリットがある。

なお、図１６と図１４とを比較すると、低減されている帯域もあれば、逆にやや増加している帯域もあり両者が混在しているが、実際の高調波規制に応じて、実施の形態１の手法を採用するか、実施の形態２の手法を採用するかを決定すればよい。

また、実施の形態１，２の手法を併用すれば、例えば従来技術による搬送波の位相ずらしでは高調波削除効果が期待できないような機器台数の関係であっても、本願の搬送波波形操作によって上記した効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態３．
図１７は、実施の形態３に係る電力変換装置を含む交流電気車駆動システムの一構成例を示す図であり、図１８は、実施の形態３に係る制御手法の説明に好適な列車編成の一例を示す図である。

実施の形態３の交流電気車駆動システムでは、図１に示した交流電気車駆動システムの構成において、さらに編成制御装置３００を追加した構成としている。編成制御装置３００は、例えば運転台等に設けられるものであり、編成制御装置３００から出力される信号ＣＦは、制御部２００ａ，２００ｂに入力される。なお、その他の構成については、図１に示すものと同一または同等であり、同一の符号を付して示すと共に、構成および動作に関する重複した説明は省略する。

ところで、実際の鉄道車両の編成では、編成中の一部のＣ／Ｉが故障等により運転を停止し、電気回路的に開放された状態においても、運行を継続させる必要がある。故障したＣ／Ｉについては、第１の接触器（接触器１４ａ，２４ａ）および第２の接触器（接触器１４ｂ，２４ｂ）を共に開放することで、電気回路的に切り離すことができる。

例えば、図１８に示す編成構成において、Ｃ／Ｉ１〜Ｃ／Ｉ４の全てが健全であれば、従来技術による搬送波位相ずらしによって図８に示すような高調波削減ができる。この条件下において、ある１台のＣ／Ｉが故障等で開放され、健全なＣ／Ｉが編成中に３台となった場合が想定される。このとき状況は、図１１に示した機器台数の状況と同一となる。したがって、Ｃ／Ｉ４台の健全時には、従来技術の搬送波を用い、且つ、従来技術による搬送波位相ずらしを全Ｃ／Ｉに適用し、１台のＣ／Ｉ開放時には、実施の形態１の手法か、実施の形態２の手法の何れかを適用するといった制御を行うことが好ましい実施態様となる。

編成内のＣ／Ｉの稼働台数状況に応じて、搬送波を切り替え設定できるようにすると、コンバータの稼働数に依らず、架線高調波規制を回避、クリアすることが可能となる。

図１７に示すように、実際の交流電気車における一般的な構成では、各Ｃ／Ｉ（電力変換装置１００ａ，１００ｂ）は、運転台等に配置される編成制御装置３００と状態信号ＣＦを授受する入出力配線が接続されており、この状態信号を各Ｃ／Ｉに配信しておけば、各Ｃ／Ｉ側で、編成中における健全ＣＩ／故障開放ＣＩの台数、接続箇所などを認識することが可能である。

各Ｃ／Ｉでは、編成中の健全稼働状態のＣ／Ｉの台数と接続箇所に応じて、自身が設定すべき「搬送波位相ずらし量」を設定するテーブル（以下「搬送波位相ずらし量設定テーブル」という）、「通常搬送波」および「スペクトル拡散搬送波」の何れを設定するのかの設定テーブル（以下「スペクトル拡散搬送波採否テーブル」という）を予め設けておく。そして、編成制御装置から随時配信される、他のＣ／Ｉの稼働状態の情報の変化に応じて、自身のコンバータの搬送波設定を更新し、制御動作を続行することで、編成中のＣ／Ｉの稼動状態に応じ、編成としての架線電流高調波抑制が実行可能となる。

なお、上述した搬送波位相ずらし量設定テーブルおよびスペクトル拡散搬送波採否テーブルを、編成制御装置３００に設定しておき、編成制御装置３００の側で編成中のＣ／Ｉの健全数、故障Ｃ／Ｉの接続箇所などを判断し、この判断結果に応じて、残存する健全Ｃ／Ｉのそれぞれに対して、「搬送波位相ずらし量」および「スペクトル拡散搬送波採否」自体を制御指令として送信しても、同様の機能は実現可能である。

また、Ｃ／Ｉの台数が限られている場合には、上記のような編成制御装置３００を介さずに、全Ｃ／Ｉ間で、互いの健全／故障開放情報を常時通信しておき、各Ｃ／Ｉごとに他Ｃ／Ｉの状態を管理した上で、自身のコンバータの搬送波種別、位相ずらし量を選択してもよい。

図１９は、搬送波位相ずらし量設定テーブルおよびスペクトル拡散搬送波採否テーブルの一構成例を示す図である。なお、図１９に示すテーブルは、図１８に示す列車編成を前提とするものであり、２台の主変圧器（ＭＴｒ）、４台のＣ／Ｉが接続される１編成に対し、全機器健全時、１台のＣ／Ｉの開放時および２台のＣ／Ｉの開放時のそれぞれに対する「搬送波位相ずらし量」および「スペクトル拡散ＰＷＭ採否」に関する設定値の例を示している。

まず、健全時には、Ｃ／Ｉ１〜Ｃ／Ｉ４のそれぞれに対し、従来からよく行われている、０ｄｅｇ、９０ｄｅｇ、４５ｄｅｇ、１３５ｄｅｇの位相ずらしが実行可能となるような設定値が書き込まれている。

一方、１台のＣ／Ｉの開放時（注：開放Ｃ／Ｉを×印で示している）には、図中の（ａ）〜（ｄ）のように、高調波特性の揃わないＣ／Ｉに対してはスペクトル拡散ＰＷＭが適用され、高周波特性が揃うＣ／Ｉの組にはスペクトル拡散ＰＷＭが適用されるような設定値が書き込まれている。なお、このような設定値とする意義は、実施の形態１の項で説明した通りである。

また、２台のＣＩの開放時では、同一ＭＴｒで接続された２台のＣ／Ｉが残存し、残存する健全Ｃ／Ｉに干渉の影響を有するケース（図中（ａ）および（ｆ））と、それぞれのＭＴｒに１台のＣ／Ｉが残存し、共に巻線干渉の影響が無い特性となるケース（図中（ｂ）〜（ｅ））とに大別できる。これらのケースでは、共に残存する健全Ｃ／Ｉが発生させる高調波特性が揃うため、従来の「搬送波位相ずらし」を実施することが可能であり、規制帯と規制値とによっては、スペクトル拡散ＰＷＭを積極的に採用せずともよいケースとなり得る。

上述した内容を記したテーブルを各Ｃ／Ｉあるいは編成制御装置の何れかを設定しておけば、編成中のＣ／Ｉの稼働状態の変化に応じ、各Ｃ／Ｉの設定を切り替えることができ、また、編成中の電力変換装置の稼働台数が変化しても、搬送波種別を適切に選択することができるので、何れの状態においても、特定の高調波スペクトルのピークを抑制することが可能となる。

図２０は、搬送波位相ずらし量設定テーブルおよびスペクトル拡散搬送波採否テーブルを各Ｃ／Ｉ内の搬送波生成部に設けた場合の一構成例を示す図である。搬送波生成部４０２は、図２０に示すように、搬送波位相ずらし量設定テーブル４０５、スペクトル拡散搬送波採否テーブル４０６、スペクトル拡散搬送波生成部４０７、固定搬送波生成部４０８および出力選択部４０９を備えて構成される。

搬送波生成部４０２には、編成制御装置３００から出力される信号ＣＦが入力される。この信号ＣＦは、編成内のＣ／Ｉの稼働状態をモニタした状態信号であるが、編成制御装置が編成内のＣ／Ｉの稼働状態に基づいて判定した制御信号であってもよい。スペクトル拡散搬送波生成部４０７は、信号ＣＦならびに、搬送波位相ずらし量設定テーブル４０５およびスペクトル拡散搬送波採否テーブル４０６の指示内容に従って、三角波の波形、時間比等を変化させた搬送波を生成し、固定搬送波生成部４０８は、三角波の波形、時間比等は変化させない従来技術による固定搬送波を生成する。出力選択部４０９は、スペクトル拡散搬送波生成部４０７または固定搬送波生成部４０８の何れかの出力を選択して比較部４０３（図２参照）に出力する。

以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置によれば、下限値から上限値への変化時間と上限値から下限値への変化時間との時間比が周期的に変化する搬送波を生成するスペクトル拡散搬送波生成部と、当該時間比が一定で変化しない搬送波を生成する固定搬送波生成部と、を備え、編成制御装置から入力される編成内稼働状態モニタ信号、または、編成制御装置が編成内稼働状態に基づいて判定し出力した制御信号に基づいてスペクトル拡散搬送波生成部および固定搬送波生成部の何れかの出力を選択して出力することとしたので、編成中の電力変換装置の稼働台数が変化しても、搬送波種別を適切に選択することができ、何れの状態においても、特定の高調波スペクトルのピークを抑制することが可能となる。

なお、以上に説明した実施の形態１〜３では、編成内に２巻線の主変圧器ＭＴｒが２台の場合を例示したが、編成内の主変圧器の台数が３台以上の場合や、主変圧器の巻線が３個以上の他巻線であっても適用可能であることは言うまでもない。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、上記実施の形態では、交流電気車への適用を想定した電力変換装置を対象とした発明内容の説明としているが、適用分野はこれに限られるものではなく、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置を複数台備えて同時に使用する種々の産業応用分野への応用が可能であることも言うまでもない。

以上のように、本発明は、主変圧器と電力変換装置の接続状況に関わらず、高調波電流の抑制を高精度に達成することができる電力変換装置として有用である。

１ 交流架線、２ パンタグラフ、３ 架線遮断器、４ 車輪、５ 変圧器、６ 入力電圧検出器、８ レール、１１，２１ コンバータ、１２，２２ インバータ、１４ａ，２４ａ 接触器、１４ｂ，２４ｂ 接触器、１４ｃ，２４ｃ 充電抵抗器、１５，２５ 入力電流検出器、１６，２６ 直流電圧検出器、１７，２７ 出力電流検出器、３０ａ〜３０ｈ 交流電動機、１００（１００ａ，１００ｂ） 電力変換装置、２００ａ，２００ｂ 制御部、３００ 編成制御装置、４００ ＰＷＭ信号生成部、４０１ 変調波指令生成部、４０２ 搬送波生成部、４０３ 比較部、４０５ 搬送波位相ずらし量設定テーブル、４０６ スペクトル拡散搬送波採否テーブル、４０７ スペクトル拡散搬送波生成部、４０８ 固定搬送波生成部、４０９ 出力選択部。

Claims (6)

1. 交流電源から供給される電力を直流に変換する電力変換主回路と、前記電力変換主回路を構成する半導体スイッチのオンオフ信号であるＰＷＭ信号を生成出力する制御部と、を備えた電力変換装置において、
   前記制御部は、前記交流電源の１周期あたりに下限値から上限値、上限値から下限値への整数回の変化を伴う搬送波を生成出力する搬送波生成部と、
   前記電力変換主回路の入力電圧波形指令に基づく変調波指令を生成出力する変調波指令生成部と、
   前記搬送波と前記変調波指令とを比較することで、前記ＰＷＭ信号を生成する比較部と、を備え、
   前記搬送波は、下限値から上限値を経て同じ下限値に戻る１回の変化時間は一定であり、かつ、下限値から上限値への変化時間と上限値から下限値への変化時間との時間比が周期的に変化する特性を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記搬送波生成部は、前記時間比の周期的変化を、前記交流電源の１周期内に奇数回発生させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記搬送波生成部は、下限値から上限値、上限値から下限値への変化が前記交流電源の１周期あたりに奇数回となる搬送波を発生させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記搬送波生成部は、前記時間比の周期的変化の１サイクルにおいて、前記搬送波の波形が時間軸方向に前後対称となる搬送波を発生させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換装置は、前記交流電源として交流架線からの交流電力を複数の出力巻線に出力する主変圧器を列車編成中に複数台備えた交流電気車に適用されるものであり、
   前記搬送波生成部は、
   前記時間比が周期的に変化する搬送波を生成するスペクトル拡散搬送波生成部と、
   前記時間比が一定で変化しない搬送波を生成する固定搬送波生成部と、を備え、
   前記制御部の外部に設けられる編成制御装置から入力される前記電力変換装置の編成内稼働状態をモニタした信号、または、前記編成制御装置が前記電力変換装置の編成内稼働状態に基づいて判定した制御信号に基づいて前記スペクトル拡散搬送波生成部、前記固定搬送波生成部の何れかの出力を選択して前記比較部に出力することを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記各主変圧器に接続されて稼働する電力変換装置の台数が異なる場合には、何れか一方の主変圧器に接続されている電力変換装置のみ、搬送波として、前記スペクトル拡散搬送波生成部の出力を選択し、残りの電力変換装置には、搬送波として前記固定搬送波生成部の出力を選択することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

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