JPWO2013042539A1

JPWO2013042539A1 - 電圧変換回路

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Publication number: JPWO2013042539A1
Application number: JP2013534659A
Authority: JP
Inventors: 達也北村; 山田　正樹; 正樹山田; 原田　茂樹; 茂樹原田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-09-19
Filing date: 2012-09-05
Publication date: 2015-03-26
Anticipated expiration: 2032-09-05
Also published as: WO2013042539A1; JP5611470B2

Abstract

低電圧端子（２）又は高電圧端子（３）に接続される直流電源の電圧変換を行うもので、コア（１１）を介して一次巻線（９）と二次巻線（１０）が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器（８）を有すると共に、一次巻線（９）と二次巻線（１０）には当該一次巻線（９）と二次巻線（１０）としては共用されないエネルギ蓄積用の第１、第２のリアクトル（２１），（２２）がそれぞれ接続され、かつ一次巻線（９）から基準端子（４）と高電圧端子（３）への通電をそれぞれ制御する第１、第２のスイッチ素子（１２），（１４）と、二次巻線（１０）から基準端子（４）と高電圧端子（３）への通電をそれぞれ制御する第３、第４のスイッチ素子（１６），（１８）とを備えている。

Description

この発明は、電圧変換回路に関する。

電圧変換回路の基本的な構成として、例えば下記の特許文献１に記載の構成のものがある。この電圧変換回路は、昇圧回路（昇圧チョッパ）で、リアクトルに蓄積された磁気エネルギを、スイッチ素子を任意に調整してスイッチングさせることで放出し、誘導電圧を得ることで昇圧を実現している。上記の昇圧チョッパにおいては、単独のリアクトルに昇圧のための磁気エネルギを全て蓄積するため、コアの磁気飽和を防止するなどの必要性のためにリアクトルが非常に大型になるという問題がある。

そこで、上記の問題を解消するために、従来、例えば、下記の特許文献２に記載の技術が提案されている。この特許文献２記載の技術では、電圧変換回路を構成する磁性部品に磁気的に結合した変圧器を用い、直流電流による直流磁化を相殺することでコアの磁気飽和を防止しつつ、磁性部品の小型化を図っている。

特開２００３−１１１３９０号公報（第５頁、図２）特許第４０９８２９９号公報（第２０頁、図２）

上記の特許文献２記載の従来技術に係る電圧変換回路は、変圧器の一次巻線と二次巻線のそれぞれの電流の向きが反対になるので、コアにおける直流磁化が相殺され、コアが磁気飽和しにくくなるので、小さい巻線（コイル）を採用でき、電圧変換回路の小型化が図れるという利点がある。

しかしながら、この従来の電圧変換回路では、リアクトル７に着目すると、リアクトルには全電流が流れるので、リアクトルの銅損などによる発熱が１箇所に集中し、その放熱のための構造が複雑化するとともに、リアクトルの磁気飽和を防ぐ必要があるため、装置が大型化する。

また、リアクトルと変圧器の位置関係に着目すると、従来ではリアクトルの後段に必ず変圧器の一次巻線と二次巻線とを接続する必要があり、その配置や結線位置が一意に決まっている。このため、各部の配置や結線位置の自由度が狭く、巻線構造や接続構造に制約が生じるという問題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、リアクトルの磁気飽和を緩和しながら発熱を分散することで小型化を図るとともに、リアクトルと変圧器の構造の自由度を広げることが可能な電圧変換回路を提供することを目的とする。

この発明における電圧変換回路は、低電圧端子と高電圧端子と基準端子とを有し、上記低電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧と、上記高電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧との電圧変換を行うものであって、
コアを介して一次巻線と二次巻線が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器と、
上記変圧器の上記一次巻線の一端に接続されて当該一次巻線の巻線としては共用されないエネルギ蓄積用の第１のリアクトルと、
上記変圧器の上記二次巻線の一端に接続されて当該二次巻線の巻線としては共用されないエネルギ蓄積用の第２のリアクトルと、
上記一次巻線から上記基準端子への通電を制御する第１のスイッチ素子と、
上記一次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第２のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記基準端子への通電を制御する第３のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第４のスイッチ素子と、を備えている。

この発明の電圧変換回路は、分割されたリアクトルにより個々のリアクトル電流が減少して発熱が抑制されるとともに、熱源が分散して冷却が容易になるため、冷却構造の簡素化と小型化を図ることができる。また、リアクトルの配置に自由度が広がるため、効率的な配置が可能になり小型化できるとともに、巻線構造の自由度が広がり製造上の生産効率を上昇させ、コスト低減を図ることができる。さらに、回路理論的に変圧器のインダクタンスを減少させることが可能となるので、変圧器を小型化することができ、装置全体の小型化に寄与できる。

実施の形態１における電圧変換回路の構成を示す回路図である。実施の形態１の電圧変換回路における昇圧動作を説明するための第１の動作状態を示す説明図である。実施の形態１の電圧変換回路における昇圧動作を説明するための第２の動作状態を示す説明図である。実施の形態１の電圧変換回路の変形例を示す回路図である。実施の形態２における電圧変換回路の構成を示す回路図である。実施の形態２の電圧変換回路における変圧器の構成例を示す平面図である。参考例の電圧変換回路における構成を示す回路図である。参考例の電圧変換回路における昇圧動作を説明するための第１の動作状態を示す説明図である。図８における第１の動作状態での波形を示すタイムチャートである。参考例の電圧変換回路における昇圧動作を説明するための第２の動作状態を示す説明図である。図１０における第２の動作状態での波形を示すタイムチャートである。

まず、この発明の内容の理解を容易にするため、図７から図１１に基づいて参考例である電圧変換回路について先に説明する。次いで、この発明の実施の形態１の内容について説明を行う。

図７はこの発明の参考例となる電圧変換回路における構成を示す回路図である。
この電圧変換回路は、平滑コンデンサ５，６、リアクトル７、変圧器８、および４つのスイッチ素子１２，１４，１６，１８から構成されている。そして、低電圧端子２と基準端子（ＧＮＤ）４との間に平滑コンデンサ５が接続され、また、高電圧端子３と基準端子４との間に平滑コンデンサ６が接続されている。

低電圧端子２にはリアクトル７の第１端が接続され、リアクトル７の第２端と高電圧端子３との間には互いに並列に接続された一対の第３、第４のＴ型回路が設けられている。第３のＴ型回路は、変圧器８の一次巻線９と２つのスイッチ素子１２，１４からなる。また、第４のＴ型回路は、変圧器８の二次巻線１０と２つのスイッチ素子１６，１８からなる。

この場合、上記のリアクトル７は、昇圧のための磁気エネルギ蓄積用のもので、このリアクトル７の第２端には変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の各第１端が共通に接続されている。また、変圧器８は、コア１１を介して一次巻線９と二次巻線１０とが磁気的に結合して１対１の巻数比で相互に逆巻きされた磁気相殺型のものである。

第３のＴ型回路では、一次巻線９と基準端子４との間にスイッチ素子１２のコレクタ・エミッタ間が接続され、また、一次巻線９と高電圧端子３との間にスイッチ素子１４のエミッタ・コレクタ間が接続されている。

同様に、第４のＴ型回路では、二次巻線１０と基準端子４との間にスイッチ素子１６のコレクタ・エミッタ間が接続され、また、二次巻線１０と高電圧端子３との間にスイッチ素子１８のエミッタ・コレクタ間が接続されている。さらに、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８には、これらに並列にダイオード１３，１５，１７，１９が個別に接続されている。

なお、符号４１は、第３のＴ型回路の両スイッチ素子１２、１４の共通接続点である。また、符号４２は、第４のＴ型回路の両スイッチ素子１６、１８の共通接続点である。また、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８のゲートにはオン／オフ制御用のゲート信号が図示しない制御部から与えられる。

このような構成を有する電圧変換回路の動作、特にここでは昇圧動作について、図８〜図１１を参照して説明する。

図８は、第３のＴ型回路のスイッチ素子１２のみをオンして変圧器８の一次巻線９に通電させるときの電圧変換回路の各部の電流の流れを示している。また、図１０は第４のＴ型回路のスイッチ素子１６のみをオンして変圧器８の二次巻線１０に通電させるときの電圧変換回路の各部の電流の流れを示している。

図８に示した状態では、スイッチ素子１４，１８およびスイッチ素子１６の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて共にオフになっている。また、スイッチ素子１２のゲートにはオン／オフ用のゲート信号が入力される。

ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の一次巻線９に励磁電流Ｉ１が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ１は、低電圧端子２、リアクトル７、一次巻線９、スイッチ素子１２、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１２のゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ１は次第に増加する。そして、ゲート信号がローレベルに反転してスイッチ素子１２がオフになると、励磁電流Ｉ１’（図８に破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ１’は、一次巻線９、ダイオード１５を通って高電圧端子３へ流れる。

このように、変圧器８の一次巻線９に上述の励磁電流Ｉ１，Ｉ１’が流れると、二次巻線１０には相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ２が生じる。この励起電流Ｉ２は、ダイオード１９を経由して高電圧端子３へ流れる。その際、第３、第４のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図９に示すように、二次巻線１０の励起電流Ｉ２は、励磁電流Ｉ１，Ｉ１’と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。

そして、励起電流Ｉ２と励磁電流Ｉ１’（破線）とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。

次に、図１０に示した状態では、スイッチ素子１４，１８およびスイッチ素子１２の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて共にオフになっている。また、スイッチ素子１６のゲートにはオン／オフ用のゲート信号が入力される。

ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の二次巻線１０に励磁電流Ｉ３が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ３は、低電圧端子２、リアクトル７、二次巻線１０、スイッチ素子１６、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１６のゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ３は次第に増加する。そして、ゲート信号がローレベルに反転してスイッチ素子１６がオフになると、励磁電流Ｉ３’（図１０に破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ３’は、二次巻線１０、ダイオード１９を通って高電圧端子３へ流れる。

このように、変圧器８の二次巻線１０に上述の励磁電流Ｉ３，Ｉ３’が流れると、一次巻線９には相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ４が生じる。この励起電流Ｉ４は、ダイオード１５を経由して高電圧端子３へ流れる。その際、第３、第４のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図１１に示すように、一次巻線９の励起電流Ｉ４は、励磁電流Ｉ３，Ｉ３’と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。

そして、励起電流Ｉ４と励磁電流Ｉ３’（破線）とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。

このようにして、図外の制御部から与えられるゲート信号によって、スイッチ素子１２，１６が時分割で交互にオン／オフ制御されることにより、高電圧端子３には昇圧、安定化された直流電圧Ｖｏが出力される。

ここで、上記の動作から、変圧器８の励磁について、変圧器８の一次巻線９に流れる上記の各電流Ｉ１，Ｉ１’，Ｉ４を総称してｉｃ１と表記し、また、二次巻線１０に流れる上記の各Ｉ２，Ｉ３，Ｉ３’を総称してｉｃ２と表記するとすれば、変圧器８のコア１１の励磁は一次巻線電流ｉｃ１と二次巻線電流ｉｃ２とによって行われるが、コア１１の励磁に実質的に寄与する等価的な励磁電流ＩＭ１は、一次巻線電流ｉｃ１と二次巻線電流ｉｃ２との差分である。この励磁電流ＩＭ１は、スイッチ素子１２，１６がオンしている期間Ｔｏｎで変化するため、この励磁電流ＩＭ１は下記の式（１）で与えられる。

さらに、図８から回路方程式を立てると、すなわち、一次巻線電流ｉｃ１（Ｉ１）が流れる経路の電圧式と、二次巻線電流ｉｃ２（Ｉ２）が流れる経路の電圧式とから下記の式（２）が得られる。ただし、変圧器８の磁気結合度は１、一次巻線９のインダクタンスと二次巻線１０のインダクタンスは共に等しくＬａ、リアクトル７のインダクタンスはＬｂとする。

式（２）を変形すれば、下記の式（３）が得られる。

前述の式（１）と式（３）とから、コア１１の励磁電流ＩＭ１は下記の式（４）で与えられる。

このように、参考例として挙げた図７に示す構成の電圧変換回路は、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０のそれぞれの電流の向きが反対になるので、コア１１における直流磁化が相殺され、コア１１が磁気飽和しにくくなるので、小さい巻線（コイル）を採用でき、電圧変換回路の小型化が図れるという利点がある。

しかしながら、この参考例の電圧変換回路では、リアクトル７に着目すると、リアクトル７には全電流が流れるので、リアクトル７の銅損などによる発熱が１箇所に集中し、そのため、この放熱のための構造が複雑化するとともに、リアクトル７の磁気飽和を防ぐ必要があるため、装置が大型化する。

また、リアクトル７と変圧器８の位置関係に着目すると、リアクトル７の後段に必ず変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０とを接続する必要があり、その配置や結線位置が一意に決まっている。このため、各部の配置や結線位置の自由度が狭く、巻線構造や接続構造に制約が生じるという問題がある。

実施の形態１．
次に、この発明の実施の形態１における電圧変換回路について説明する。
図１は、この実施の形態１における電圧変換回路の構成を示す回路図であり、図７に参考例として示した電圧変換回路と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態１の電圧変換回路は、平滑コンデンサ５，６、２つのリアクトル２１，２２、変圧器８、および４つのスイッチ素子１２，１４，１６，１８から構成されている。そして、低電圧端子２と基準端子４（ＧＮＤ）との間に平滑コンデンサ５が接続され、また、高電圧端子３と基準端子４との間に平滑コンデンサ６が接続されている。

低電圧端子２と高電圧端子３との間には互いに並列に接続された一対の第１、第２のＴ型回路が設けられている。第１のＴ型回路は、リアクトル２１、変圧器８の一次巻線９、および２つのスイッチ素子１２，１４からなる。また、第２のＴ型回路は、リアクトル２２、変圧器８の二次巻線１０、および２つのスイッチ素子１６，１８からなる。

この場合、上記の各リアクトル２１、２２は、昇圧のための磁気エネルギ蓄積用のものであり、各リアクトル２１，２２の第１端は低電圧端子２に共通に接続されている。また、変圧器８は、コア１１を介して一次巻線９と二次巻線１０とが磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型のものである。また、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８は、ここではＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用されている。

第１のＴ型回路において、リアクトル２１の第２端は変圧器８の一次巻線９の第１端側の接続端子２８に接続され、一次巻線９の第２端側の接続端子３２と基準端子４との間には一次巻線９から基準端子４への通電を制御するスイッチ素子１２のコレクタ・エミッタ間が接続され、また、一次巻線９の第２端側の接続端子３２と高電圧端子３との間には一次巻線９から高電圧端子３への通電を制御するスイッチ素子１４のエミッタ・コレクタ間が接続されている。

同様に、第２のＴ型回路において、リアクトル２２は変圧器８の二次巻線１０の第１端側の接続端子２９に接続され、二次巻線１０の第２端側の接続端子３３と基準端子４との間には二次巻線１０から基準端子４への通電を制御するスイッチ素子１６のコレクタ・エミッタ間が接続され、また、二次巻線１０の第２端側の接続端子３３と高電圧端子３との間には二次巻線１０から高電圧端子３への通電を制御するスイッチ素子１８のエミッタ・コレクタ間が接続されている。さらに、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８には、これらと並列に各ダイオード１３，１５，１７，１９が個別に接続されている。

このように、この実施の形態１では、一方のリアクトル２１は変圧器８の一次巻線９の接続端子２８を介して接続され、また、他方のリアクトル２２は変圧器８の二次巻線１０の接続端子２９を介して接続されており、各リアクトル２１，２２は、変圧器８の一次巻線９や二次巻線１０の巻線の一部として共用されたものではなく、変圧器８の巻線９，１０とは物理的および作用的に分割されて独立した構成となっている。

なお、符号４１は、第１のＴ型回路の両スイッチ素子１２，１４の共通接続点、符号４２は、第２のＴ型回路の両スイッチ素子１６，１８の共通接続点である。また、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８のゲートには、制御部１００からオン／オフ制御用のゲート信号Ｓ_１２、Ｓ_１４、Ｓ_１６、Ｓ_１８が与えられる。なお、下記の図２及び図３では、制御部１００及びゲート信号Ｓ_１２、Ｓ_１４、Ｓ_１６、Ｓ_１８は図示省略する。

また、特許請求の範囲における第１のリアクトルがリアクトル２１に、第２のリアクトルがリアクトル２２に、また、第１のスイッチ素子がスイッチ素子１２に、第２のスイッチ素子がスイッチ素子１４に、第３のスイッチ素子がスイッチ素子１６に、第４のスイッチ素子がスイッチ素子１８に、それぞれ対応している。

このような構成を有する電圧変換回路の動作、特にここでは昇圧動作について、図２および図３を参照して説明する。

図２は、電圧変換回路で第１のスイッチ素子１２のみをオンして変圧器８の一次巻線９に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。また、図３は電圧変換回路で第３のスイッチ素子１６のみをオンして変圧器８の二次巻線１０に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。

図２に示した状態では、第２、第３、第４のスイッチ素子１４，１６，１８の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて共にオフになっている。また、第１のスイッチ素子１２のゲートにはオン／オフ用のゲート信号が入力される。

ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、第１のスイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の一次巻線９に励磁電流Ｉ５が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ５は、低電圧端子２、リアクトル２１、一次巻線９、スイッチ素子１２、基準端子４を経由して流れる。ゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ５は次第に増加する。そして、ゲート信号がローレベルに反転すると、励磁電流Ｉ５’（破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ５’は、リアクトル２１、一次巻線９、ダイオード１５を通って高電圧端子３へ流れる。

このように、変圧器８の一次巻線９に上述の励磁電流Ｉ５，Ｉ５’が流れると、二次巻線１０に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ６が生じる。この励起電流Ｉ６は、ダイオード１９を経由して高電圧端子３へ流れる。その際、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図９に示した例と同様に、二次巻線１０の励起電流Ｉ６は、励磁電流Ｉ５，Ｉ５’と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。

そして、励起電流Ｉ６と励磁電流Ｉ５’とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。

次に、図３に示した状態では、第１、第２、第４のスイッチ素子１２，１４，１８の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて共にオフになっている。また、第３のスイッチ素子１６のゲートにはオン／オフ用のゲート信号が入力される。

ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、第３のスイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の二次巻線１０に励磁電流Ｉ７が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ７は、低電圧端子２、リアクトル２２、二次巻線１０、スイッチ素子１６、基準端子４を経由して流れる。第３のスイッチ素子１６のゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ７は次第に増加する。そして、ゲート信号がローレベルに反転してスイッチ素子１６がオフになると、励磁電流Ｉ７’（破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ７’は、リアクトル２２、二次巻線１０、ダイオード１９を通って高電圧端子３へ流れる。

このように、変圧器８の二次巻線１０に上述の励磁電流Ｉ７，Ｉ７’が流れると、一次巻線９に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ８が生じる。この励起電流Ｉ８は、ダイオード１５を経由して高電圧端子３へ流れる。その際、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図１１で示した例と同様に、一次巻線９の励起電流Ｉ８は、励磁電流Ｉ７，Ｉ７’と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。

そして、励起電流Ｉ８と励磁電流Ｉ７’とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。

このようにして、制御部１００から与えられるゲート信号によって、スイッチ素子１２，１６が時分割で交互にオン／オフ制御されることにより、高電圧端子３には昇圧、安定化された直流電圧Ｖｏが出力される。

ここで、上記の動作から、変圧器８の励磁について、変圧器８の一次巻線９に流れる上記の各電流Ｉ５，Ｉ５’，Ｉ８を総称してｉｃ３と表記し、また、二次巻線１０に流れる上記の各Ｉ６，Ｉ７，Ｉ７’を総称してｉｃ４と表記する。そうすれば、両リアクトル２１，２２を流れる各リアクトル電流は、それぞれ変圧器８の一次巻線電流ｉｃ３と二次巻線電流ｉｃ４に等しい。また、変圧器８のコア１１の励磁は、一次巻線電流ｉｃ３と二次巻線電流ｉｃ４とによって行われるが、コア１１の励磁に実質的に寄与する等価的な励磁電流ＩＭ２は、一次巻線電流ｉｃ３と二次巻線電流ｉｃ４との差分である。

また、図２から回路方程式を立てると、すなわち一次巻線電流ｉｃ３（Ｉ５）が流れる経路の電圧式と、二次巻線電流ｉｃ４（Ｉ６）が流れる経路の電圧式とから下記の式（５）が得られる。ただし、変圧器８の磁気結合度は１、一次巻線９のインダクタンスと二次巻線１０のインダクタンスは共に等しくＬｃ、両リアクトル２１，２２のインダクタンスは共に等しくＬｄとする。

式（５）において（ｄｉｃ３／ｄｔ）と（ｄｉｃ４／ｄｔ）について解くと、下記の（６）が得られる。

また、励磁電流ＩＭ２は、スイッチ素子１２，１６がオンしている期間Ｔｏｎで変化するため、励磁電流ＩＭ２は式（６）に基づいて下記の式（７）で与えられる。

ここで、変圧器８のコア１１について、図７に参考例として示した構成と同条件に揃える、つまり、同じコア１１に同等の磁束密度となるようにする。これはコア１１の励磁電流が等しいということであり、ＩＭ１＝ＩＭ２が成立する。よって前述の式（４）と上記の式（７）とから下記の式（８）が得られる。

この式（８）より、ＬａとＬｃとの関係は下記の式（９）で与えられる。

式（９）はこの実施の形態１による変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０のインダクタンスＬｃが、図７に参考例として示した構成の場合の一次巻線９と二次巻線１０のインダクタンスＬａと比較して小さくなること、すなわちＬｃ＜Ｌａとなることを示している。これにより、変圧器８を小型化できるという効果が得られる。

また、リアクトル電流について、図７に参考例として示した構成の場合のリアクトル７を流れるリアクトル電流をｉｓとすれば、この実施の形態１のリアクトル電流ｉｃ３，ｉｃ４との関係はｉｓ＝ｉｃ３＋ｉｃ４であるから、各リアクトル２１，２２における銅損などによる発熱は図７の参考例の構成の場合と比較して小さくすることができる。これにより、小さい熱源を分散して配置することが可能となるため、図７に参考例として示した構成よりも冷却構造を簡略化できるとともに、低コスト化、小型化が図れるという効果が得られる。

このように、この実施の形態１の電圧変換回路は、リアクトル２１，２２を分割し変圧器８と組み合わせて配置することで、変圧器８の小型化が図れるとともに、リアクトル２１，２２の効率的な配置や冷却構造の簡略化、低コスト化、小型化を実現することが可能となる。

また、この実施の形態１では、前述のように、各リアクトル２１，２２は変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の接続端子２８，２９を介して接続されていて、各リアクトル２１，２２は、変圧器８の一次巻線９や二次巻線１０の巻線の一部として共用されたものではなく、変圧器８の巻線９，１０とは物理的および作用的に分割されて独立した構成となっている。このような構成であると、巻線の電流特性に最適な巻線の構造を各リアクトル２１，２２と変圧器８とで各々選択することが可能となるため、電流の周波数が高くなる一次巻線９と二次巻線１０には、特に素線の集合で構成される巻線、例えばリッツ線などを適用してインピーダンスを小さくすることで、変圧器８における発熱を低減することが可能になるといった利点が得られる。

なお、このように変圧器８とは独立した各リアトクル２１，２２を変圧器８の各接続端子２８，２９に別個に接続した構成のものに限らず、変圧器８の一次巻線９や二次巻線１０の各端部をコア１１の外部に引き出してそれぞれ巻線を形成することで各接続端子２８，２９を設けることなく各リアクトル２１，２２を構成することも可能である。

なお、この発明は、上記の図１に示した実施の形態１の回路構成に限定されるものではなく、例えば図４に示すように、変圧器８の一次巻線９と両スイッチ素子１２，１４の共通接続点４１との間にリアクトル２１を配置したり、あるいは、図示しないが、変圧器８の二次巻線１０と両スイッチ素子１６，１８の共通接続点４２との間にリアクトル２２を配置しても、同様の効果が得られる。

実施の形態２．
図５は、この実施の形態２における電圧変換回路の構成を示す回路図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

機器を製造する場合、製造や組み立ての易さは重要な要素である。これは部品コストや生産効率に直結し、常に改善が求められている。そこで、この実施の形態２では、リアクトル２１，２２と変圧器８の配置関係や変圧器８の一次巻線９および二次巻線１０の巻線構造について考慮を払うことで、製造や組み立ての易さを改善した構成について説明する。

この実施の形態２の特徴は、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の各第１端が共通化されて一つの接続端子３１として低電圧端子２に接続され、一次巻線９の第２端の接続端子３２と両スイッチ素子１２，１４の共通接続点４１との間にリアクトル２１が配置、接続されるとともに、二次巻線１０の第２端の接続端子３３と両スイッチ素子１６，１８の共通接続点４２との間にリアクトル２２が配置、接続されていることである。
その他の構成は、図１に示した実施の形態１の場合と同様である。

このような配置構成とした場合の変圧器８の構造を図６に示す。
この変圧器８は、トロイダル状のコア１１に巻線３４が巻回されており、巻線３４の中間にはタップ３０を介してワイヤ３５の一端が接続され、ワイヤ３５の他端が低電圧端子２に対する接続端子３１として設けられている。また、巻線３４の末端はそれぞれ一次巻線９側の接続端子３２と二次巻線１０側の接続端子３３として設けられている。

この場合、図５に示した回路図との対応については、図６の一方の接続端子３２から中間のタップ３０までの巻線３４の部分が図５の一次巻線９となり、また、他方の接続端子３３から中間のタップ３０までの巻線３４の部分が図５の二次巻線１０となる。そして、接続端子３１は図５の低電圧端子２に接続され、一次巻線９側の接続端子３２は第１のリアクトル２１の第１端に接続され、二次巻線１０側の接続端子３３は第２のリアクトル２２の第１端に接続される。

この実施の形態２の構成を採用すれば、変圧器８のコア１１に巻線３４を巻装するだけで一次巻線９と二次巻線１０とを一体化して構成することが可能となるため、配線接続点を削減でき、組み立て工程を簡素化して生産効率を向上させる効果が得られる。また、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０とを一工程で形成することが可能となるため、製造コストを削減できる効果も得られる。なお、電圧変換回路としての動作や付随する効果などは、全て実施の形態１と同様である。

なお、この実施の形態２における変圧器８のコア１１の形状は、上記トロイダルに限定されるものではなく、動作上で同じ機能を有するコアであれば、あらゆる形状に適用可能であることは言うまでもない。

なお、上記実施の形態１、２において、電圧変換回路のスイッチ素子１２，１４，１６，１８としてＩＧＢＴを用いて説明したが、これに限定するものではなく、例えばＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。また、スイッチ素子、ダイオードとして珪素によって形成されるもののほか、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成することができる。この場合のワイドバンドギャップ半導体の素材としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドで構成することができる。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチ素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチ素子やダイオードの小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチ素子やダイオードを用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、上記の各実施の形態１、２では、低電圧端子２と基準端子４との間に直流電源が接続されて昇圧動作を行う場合を例にとって説明したが、降圧動作については、高電圧端子３と基準端子４との間に直流電源が接続され、制御部から与えられるゲート信号によって、スイッチ素子１２，１６が共にオフされた状態で、スイッチ素子１４，１８が時分割で交互にオン／オフ制御されることにより、低電圧端子２に降圧された安定化された直流電圧Ｖｉが得られる。

さらに、この発明は上記の実施の形態１、２の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、各実施の形態１、２を自由に組み合わせたり、各実施の形態１、２の構成を適宜変更したり、省略したりすることが可能である。

この発明における電圧変換回路は、低電圧端子と高電圧端子と基準端子とを有し、上記低電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧と、上記高電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧との電圧変換を行うものであって、
コアを介して一次巻線と二次巻線が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器と、
上記変圧器の上記一次巻線に接続されて当該一次巻線の巻線としては共用されないエネルギ蓄積用の第１のリアクトルと、
上記変圧器の上記二次巻線に接続されて当該二次巻線の巻線としては共用されないエネルギ蓄積用の第２のリアクトルと、
上記一次巻線から上記基準端子への通電を制御する第１のスイッチ素子と、
上記一次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第２のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記基準端子への通電を制御する第３のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第４のスイッチ素子と、を備え、
上記第１のリアクトルと上記第２のリアクトルの少なくとも一方は、上記変圧器の上記高電圧端子の近接側に設けられている。

Claims

低電圧端子と高電圧端子と基準端子とを有し、上記低電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧と、上記高電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧との電圧変換を行う電圧変換回路であって、
コアを介して一次巻線と二次巻線が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器と、
上記変圧器の上記一次巻線の一端に接続されて当該一次巻線の巻線としては共用されないエネルギ蓄積用の第１のリアクトルと、
上記変圧器の上記二次巻線の一端に接続されて当該二次巻線の巻線としては共用されないエネルギ蓄積用の第２のリアクトルと、
上記一次巻線から上記基準端子への通電を制御する第１のスイッチ素子と、
上記一次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第２のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記基準端子への通電を制御する第３のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第４のスイッチ素子と、
を備える電圧変換回路。
上記第１のリアクトルは、第１端が上記低電圧端子に接続され、第２端が上記一次巻線に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
上記第１のリアクトルは、第１端が上記一次巻線に接続され、第２端が上記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との共通接続点に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
上記第２のリアクトルは、第１端が上記低電圧端子に接続され、第２端が上記二次巻線に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
上記第２のリアクトルは、第１端が上記二次巻線に接続され、第２端が上記第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との共通接続点に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
上記第１のリアクトルと上記第２のリアクトルの各第１端が共に上記低電圧端子に接続され、かつ、上記第１のリアクトルの第２端と上記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子との共通接続点との間に上記一次巻線が配置接続されるとともに、上記第２のリアクトルの第２端と上記第３スイッチ素子と第４スイッチ素子との共通接続点との間に上記二次巻線が配置接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
上記一次巻線と上記二次巻線の各第１端が共に上記低電圧端子に接続され、かつ、上記一次巻線の第２端と上記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子との共通接続点との間に上記第１のリアクトルが配置接続されるとともに、上記二次巻線の第２端と上記第３スイッチ素子と第４スイッチ素子との共通接続点との間に上記第２のリアクトルが配置接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
上記変圧器は、上記コアに巻回された巻線に中間タップが設けられ、上記巻線の一端から上記中間タップまでが上記一次巻線として、また上記巻線の他端から中間タップまでが上記二次巻線としてそれぞれ構成されている請求項７に記載の電圧変換回路。
上記各スイッチ素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の電圧変換回路。
上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項９に記載の電圧変換回路。