JPWO2011001590A1 - 送信回路 - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 160
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 16
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 24
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
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- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/336—A I/Q, i.e. phase quadrature, modulator or demodulator being used in an amplifying circuit
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Abstract
本発明の送信回路(100)は、RF−IC(110)とEM−IC(120)と電力増幅器(130)とを備える。EM−IC(120)は、DC/DCコンバータ(123)と、トランジスタ(124)と、低損失レギュレータ(121)と、レギュレータ出力切替スイッチ(122)とを備える。レギュレータ出力切替スイッチ(122)は、送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わってから、DC/DCコンバータ(123)が出力する直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定するまでの所定時間経過後に、トランジスタ(124)のゲートの接続先を固定電位に切り替えて、DC/DCコンバータ(123)が出力する直交変調モード用の電源電圧を制御電圧として出力する。
Description
本発明は、入力された送信信号を直交変調またはポーラ変調によって電力増幅する送信回路に関し、より特定的には、低損失レギュレータ(Low Drop Out Regulator;以下、LDOと記す)を用いて電力増幅器に供給される電圧を制御する送信回路に関する。
携帯電話や無線LAN等の通信機器は、送信信号の精度を確保しつつ、かつ低消費電力で動作することが求められている。そして、このような通信機器には、小型かつ高効率に動作し、線形性の高い送信信号を出力する送信回路が用いられる。
従来の送信回路としては、例えば、直交変調等の変調方式を利用して送信信号を生成する送信回路(以下、直交変調回路と称す)があった。さらに、直交変調回路よりも小型かつ高効率に動作するポーラ変調回路が知られている。一般的に、ポーラ変調は、送信回路内にある電力増幅器を飽和状態で使用できるため、電力増幅器は高効率で所望の電力を出力することができ、直交変調で動作する場合に比べて、送信回路の消費電力を低減させることが可能となる。
さらに、ポーラ変調は、直交変調の場合に比べて、電力増幅器のデバイスサイズを小さくすることが可能である。そのため、低出力時のみ動作モードを直交変調に切り替えることで、電力増幅器の効率をより高く設定することができる。
図9は、従来の送信回路900を示す図である。図9において、従来の送信回路900は、高周波回路(Radio Frequency Integrated Circuit;以下、RF−ICと記す)910と、エンベロープ処理回路(Envelope Management Integrated Circuit;以下、EM−ICと記す)920と、電力増幅器(Power Amplifier(PA))930とを備える。
従来の送信回路900の出力が高出力時には、従来の送信回路900はポーラ変調モードで動作する。ポーラ変調モードでは、RF−IC910に入力された送信信号は、位相成分と振幅成分とに分離される。振幅成分は、振幅変調信号に変換されて、EM−IC920に入力される。EM−IC920は、入力された振幅変調信号に基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器930に供給する。位相成分は、一定の振幅を有する位相変調信号に変換されて、電力増幅器930に入力される。電力増幅器930は、EM−IC920から供給される制御電圧Voutに基づいて、入力された位相変調信号を電力増幅し、送信信号として出力する。
一方、従来の送信回路900の出力が低出力時には、従来の送信回路900は直交変調モードで動作する。直交変調モードでは、RF−IC910に入力された送信信号は、入力経路側で直交変調信号に変換されて、電力増幅器930に入力される。電源供給経路側であるEM−IC920は、電源電圧に基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器930に供給する。電力増幅器930は、EM−IC920から供給される制御電圧Voutに基づいて、入力された直交変調信号を電力増幅し、送信信号として出力する。
このように、従来の送信回路900の動作モードに応じて、EM−IC920は、電力増幅器930に供給する制御電圧Voutをポーラ変調モード用または直交変調モード用に切り替えている。また、特許文献1には、LDOとスイッチングレギュレータとを切り替えることによって、高効率化を実現する電源装置が開示されている。
しかしながら、上記従来の送信回路900では、動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる時、EM−IC920は、即時に所望の値で安定した制御電圧Voutを、電力増幅器930に供給することができないという問題があった。
図10は、従来の送信回路900の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる様子を示す図である。図10において、データ通信のための期間が複数のタイムスロットに分割されており、ここでは、スロットS1からスロットS2へ切り替わるタイミングである時刻t1で、従来の送信回路900の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる場合について説明する。
スロットS1において、従来の送信回路900の動作モードはポーラ変調モードであるため、EM−IC920は、入力された振幅変調信号に基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器930に供給している。
次に、時刻t1において、従来の送信回路900の動作モードは、ポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わるため、EM−IC920は、電源電圧に基づいて直交変調モード用の制御電圧Voutを生成し、電力増幅器930に供給するようになる。しかしながら、EM−IC920は、時刻t1において即時に所望の値を有する制御電圧Voutを、電力増幅器930に供給することができず、制御電圧Voutは、時刻t3まで変化を続けて時刻t3においてようやく所望の値で安定することになる。
ここで、W−CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)規格を広めるための規格母体である3GPP(Third Generation Partnership Project)では、パワー制御をシンボル境界から±25μsec内で収めることを要求している。つまり、スロット切り替え時においては、スロットバウンダリ(±25μsec)内にパワー制御を安定させることが要求される。ここでは、スロットS1からスロットS2へ切り替わるタイミングである時刻t1から+25μsecである時刻t2までに、EM−IC920は、所望の値で安定した制御電圧Voutを、電力増幅器930に供給することが要求される。しかしながら、図10に示すように、制御電圧Voutは、時刻t2において所望の値で安定していない。
それ故に、本発明の目的は、入力された送信信号を電力増幅する送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる時、スロットバウンダリ内に所望の値で安定した制御電圧を電力増幅器に供給可能な送信回路を提供することである。
上記目的を達成するために、本発明の送信回路は、動作モードをポーラ変調モードと直交変調モードとに切り替えて、入力された送信信号を電力増幅する送信回路であって、入力された送信信号に基づいて、送信回路の動作モードを制御し、ポーラ変調モードの場合は振幅変調信号と位相変調信号とを生成し、直交変調モードの場合は直交変調信号を生成するRF−ICと、RF−ICからの振幅変調信号または電源電圧に基づいて制御電圧を生成するEM−ICと、RF−ICからの位相変調信号または直交変調信号をEM−ICからの制御電圧に基づいて電力増幅する電力増幅器とを備え、EM−ICは、RF−ICの動作モード制御に基づいて、ポーラ変調モード用または直交変調モード用の電源電圧を出力するDC/DCコンバータと、ソースがDC/DCコンバータの出力に接続され、ドレインが電力増幅器の電源供給端子に接続されるトランジスタと、入力端子にRF−ICからの振幅変調信号が入力され、トランジスタのドレインに接続された共通端子にDC/DCコンバータからのポーラ変調モード用または直交変調モード用の電源電圧が入力されるレギュレータと、RF−ICの動作モード制御に基づいて、送信回路の動作モードがポーラ変調モードの間は、トランジスタのゲートをレギュレータの出力端子に接続し、送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わったときには、DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定するまでの所定時間経過後に、トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えるレギュレータ出力切替スイッチとを備える。
好ましい所定時間は予め設定されていることを特徴とする。
または、好ましくは、DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧を監視する監視部をさらに備え、レギュレータ出力切替スイッチは、送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わってから、監視部によって監視されていた直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定したタイミングで、トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えることを特徴とする。
または、好ましくは、DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧を監視する監視部をさらに備え、レギュレータ出力切替スイッチは、送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わってから、監視部によって監視されていた直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定したタイミングで、トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えることを特徴とする。
さらに、好ましくは、レギュレータ出力切替スイッチは、送信回路の動作モードが直交変調モードからポーラ変調モードへ切り替わると同時に、トランジスタのゲートの接続先をレギュレータの出力端子に切り替えることを特徴とする。
さらに、好ましくは、トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えると同時に、レギュレータへの電源供給を停止することを特徴とする。
上記目的を達成するために、本発明の通信機器は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、送信回路は、上述した送信回路であることを特徴とする。
さらに、好ましくは、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用器とをさらに備えることを特徴とする。
上記目的を達成するために、本発明の方法は、送信回路の動作モードをポーラ変調モードと直交変調モードとに切り替えて、入力された送信信号を電力増幅する方法であって、入力された送信信号に基づいて、送信回路の動作モードを制御し、ポーラ変調モードの場合は振幅変調信号と位相変調信号とを生成し、直交変調モードの場合は直交変調信号を生成する信号生成ステップと、信号生成ステップで生成された振幅変調信号または電源電圧に基づいて制御電圧を生成する制御電圧生成ステップと、信号生成ステップで生成された位相変調信号または直交変調信号を制御電圧生成ステップで生成された制御電圧に基づいて電力増幅する電力増幅ステップとを備え、制御電圧生成ステップは、送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わった直後は、トランジスタのゲートの接続先をレギュレータの出力端子のまま保持して、DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧をレギュレータの共通端子に帰還させ、レギュレータの入力端子に入力される振幅変調信号に基づく制御電圧を出力するステップと、送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わってから、DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定するまでの所定時間経過後に、トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えて、DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧を制御電圧として出力するステップとを備える。
上述のように、本発明によれば、入力された送信信号を電力増幅する送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる時、EM−ICにおいて、レギュレータ出力切替スイッチの切り替えタイミングを制御することによって、送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わった直後でも、所望の値で安定した制御電圧を電力増幅器に供給可能な送信回路を実現することができる。
以下、本発明の各実施形態を、図面を参照しながら説明する。
<第1の実施形態>
図1は、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100を示す図である。図1において、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100は、RF−IC110と、EM−IC120と、電力増幅器(PA)130とを備える。なお、EM−IC120は、LDO121と、LDO出力切替スイッチ122と、DC/DCコンバータ123と、トランジスタ124とを備える。
<第1の実施形態>
図1は、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100を示す図である。図1において、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100は、RF−IC110と、EM−IC120と、電力増幅器(PA)130とを備える。なお、EM−IC120は、LDO121と、LDO出力切替スイッチ122と、DC/DCコンバータ123と、トランジスタ124とを備える。
本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の出力が高出力時には、送信回路100はポーラ変調モードで動作する。ポーラ変調モードでは、RF−IC110に入力された送信信号は、位相成分と振幅成分とに分離される。振幅成分は、振幅変調信号に変換されて、EM−IC120に入力される。EM−IC120は、入力された振幅変調信号に基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器130に供給する。位相成分は、一定の振幅を有する位相変調信号に変換されて、電力増幅器130に入力される。電力増幅器130は、EM−IC120から供給される制御電圧Voutに基づいて、入力された位相変調信号を電力増幅し、送信信号として出力する。
一方、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の出力が低出力時には、送信回路100は直交変調モードで動作する。直交変調モードでは、RF−IC110に入力された送信信号は、入力経路側で直交変調信号に変換されて、電力増幅器130に入力される。電源供給経路側であるEM−IC120は、電源電圧に基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器130に供給する。電力増幅器130は、EM−IC120から供給される制御電圧Voutに基づいて、入力された直交変調信号を電力増幅し、送信信号として出力する。
このように、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100において、ポーラ変調および直交変調の基本的な動作は、上述した従来の送信回路900の動作と同様である。本発明の第1の実施形態に係る送信回路100は、送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる時、EM−IC120の動作が従来の送信回路900とは異なる。EM−IC120の動作について、以下に、詳しく説明する。
図1に示すように、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100のEM−IC120は、LDO121と、LDO出力切替スイッチ122と、DC/DCコンバータ123と、トランジスタ124とを備えており、電力増幅器130の電源供給端子に制御電圧Voutを供給する。トランジスタ124のソースは、DC/DCコンバータ123に接続されており、トランジスタ124のドレインは、電力増幅器130の電源供給端子に接続されている。また、トランジスタ124のドレインと電力増幅器130の電源供給端子との接続点は、LDO121の共通端子とも接続されている。LDO121の出力端子は、LDO出力切替スイッチ122を介してトランジスタ124のゲートに接続されている。なお、ここでは、トランジスタ124は電界効果トランジスタとしているが、これに限定されるものではなく、例えば、バイポーラトランジスタであっても構わない。
図2Aは、EM−IC120におけるLDO出力切替スイッチ122がオン状態である場合のEM−IC120の様子を示す図である。ここで、LDO出力切替スイッチ122がオン状態とは、トランジスタ124のゲートの接続先がLDO121の出力端子である状態を言う。
図2Aにおいて、LDO出力切替スイッチ122がオン状態である場合、LDO121の出力端子は、LDO出力切替スイッチ122を介してトランジスタ124のゲートに接続される。このため、DC/DCコンバータ123からトランジスタ124のソースに供給された電源電圧Vbuckは、トランジスタ124のドレインからLDO121の共通端子に帰還し、RF−IC110からLDO121の入力端子に入力された入力電圧Vamfは、LDO出力切替スイッチ122およびトランジスタ124を介して、制御電圧Voutとして、電力増幅器130の電源供給端子へ出力される。このように、LDO出力切替スイッチ122がオン状態である場合、EM−IC120は、LDO121を介して、入力電圧Vamfに基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器130に供給している。
図2Aにおいて、LDO出力切替スイッチ122がオン状態である場合、LDO121の出力端子は、LDO出力切替スイッチ122を介してトランジスタ124のゲートに接続される。このため、DC/DCコンバータ123からトランジスタ124のソースに供給された電源電圧Vbuckは、トランジスタ124のドレインからLDO121の共通端子に帰還し、RF−IC110からLDO121の入力端子に入力された入力電圧Vamfは、LDO出力切替スイッチ122およびトランジスタ124を介して、制御電圧Voutとして、電力増幅器130の電源供給端子へ出力される。このように、LDO出力切替スイッチ122がオン状態である場合、EM−IC120は、LDO121を介して、入力電圧Vamfに基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器130に供給している。
図2Bは、EM−IC120におけるLDO出力切替スイッチ122がオフ状態である場合のEM−IC120の様子を示す図である。ここで、LDO出力切替スイッチ122がオフ状態とは、トランジスタ124のゲートの接続先が固定電位である状態を言う。
図2Bにおいて、LDO出力切替スイッチ122がオフ状態である場合、LDO121の出力端子は、トランジスタ124のゲートに接続されない。このため、DC/DCコンバータ123からトランジスタ124のソースに供給された電源電圧Vbuckは、そのままトランジスタ124のドレインから制御電圧Voutとして、電力増幅器130の電源供給端子へ出力される。このように、LDO出力切替スイッチ122がオフ状態である場合、EM−IC120は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給している。
図2Bにおいて、LDO出力切替スイッチ122がオフ状態である場合、LDO121の出力端子は、トランジスタ124のゲートに接続されない。このため、DC/DCコンバータ123からトランジスタ124のソースに供給された電源電圧Vbuckは、そのままトランジスタ124のドレインから制御電圧Voutとして、電力増幅器130の電源供給端子へ出力される。このように、LDO出力切替スイッチ122がオフ状態である場合、EM−IC120は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給している。
図3は、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる場合のEM−IC120の動作を示す図である。
時刻t1までは、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードはポーラ変調モードである。この場合、EM−IC120は、図2Aで示したように、LDO出力切替スイッチ122がオン状態で動作している。EM−IC120は、LDO121を介して、入力電圧Vamf(=v1)に基づいて制御電圧Vout(=v2)を生成し、電力増幅器130に供給する。なお、ここでは、制御電圧Vout(=v2)は入力電圧Vamf(=v1)の2倍となる。
次に、時刻t1において、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わる。RF−IC110の制御に基づいて、時刻t1の直後から、EM−IC120のDC/DCコンバータ123は、出力する電源電圧Vbuckを直交変調モード用の電源電圧に制御する。ただし、図3に示すように、電源電圧Vbuckが所望の値(v2’)で安定するのは、時刻t3である。
ここで、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100では、動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わった時刻t1から電源電圧Vbuckが所望の値(v2’)で安定する時刻t3までの制御電圧調整期間Tは、EM−IC120のLDO出力切替スイッチ122はオン状態のままで動作する。すなわち、制御電圧調整期間Tにおいて、EM−IC120は、LDO121を介して、入力電圧Vamf(=v1’)に基づいて制御電圧Vout(=v2’)を生成し、電力増幅器130に供給する。
次に、時刻t3において、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckが所望の値(v2’)で安定している。ここで、RF−IC110の制御に基づいて、EM−IC120のLDO出力切替スイッチ122はオフ状態に切り替えられて、図2Bに示したように、LDO出力切替スイッチ122はオフ状態で動作する。これにより、EM−IC120は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。
図4は、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる様子を示す図である。図4において、データ通信のための期間が複数のタイムスロットに分割されており、ここでは、スロットS1からスロットS2へ切り替わるタイミングである時刻t1で、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる場合について説明する。
スロットS1において、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードはポーラ変調モードであるため、EM−IC120は、LDO121を介して、入力された振幅変調信号に基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器130に供給している。
次に、時刻t1において、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードは、ポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わる。RF−IC110の制御に基づいて、EM−IC120において、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckは、直交変調モード用の電源電圧に制御される。
ここで、従来の送信回路900では、動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わる時刻t1の直後から、EM−IC920は、電源電圧が所望の値で安定していないにも拘らず、そのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器930に供給するようにしていた。図10に示したように、従来の送信回路900では、スロット切り替え時において、スロットバウンダリ内にパワー制御が安定していなかった。
一方、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100では、動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わった時刻t1から電源電圧Vbuckが所望の値で安定する時刻t3までの制御電圧調整期間Tは、EM−IC120のLDO出力切替スイッチ122はオン状態で動作している。このため、EM−IC120から電力増幅器130に供給される制御電圧Voutは、LDO121を介して、入力電圧Vamfに基づいて生成された制御電圧Voutである。すなわち、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わった直後であっても、EM−IC120は、所望の値で安定した制御電圧Voutを電力増幅器130に供給している。
次に、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckが所望の値で安定する時刻t3において、RF−IC110の制御に基づいて、EM−IC120のLDO出力切替スイッチ122はオフ状態に切り替えられる。LDO出力切替スイッチ122がオフ状態で動作することによって、EM−IC120は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。
以上のように、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100によれば、送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる時、スロットバウンダリ内に所望の値で安定した制御電圧Voutを電力増幅器130に供給することができる。
なお、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わった時刻t1から電源電圧Vbuckが所望の値で安定する時刻t3までの制御電圧調整期間Tは、記憶部などに予め設定された所定時間である。RF−IC110は、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100の動作モードをポーラ変調モードから直交変調モードに切り替えて、同時にEM−IC120のDC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckを直交変調モード用の電源電圧に制御する。そして、RF−IC110は、記憶部などに予め設定された制御電圧調整期間Tを参照し、制御電圧調整期間Tの経過後に、EM−IC120のLDO出力切替スイッチ122をオフ状態に切り替えるように制御する。
また、上述した制御電圧調整期間Tを記憶部などに予め設定せずに、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100がDC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckを監視する監視部をさらに備えても構わない。監視部は、送信回路100の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わった後、電源電圧Vbuckが所望の値で安定することを監視する。電源電圧Vbuckが所望の値で安定したタイミングで、EM−IC120のLDO出力切替スイッチ122をオフ状態に切り替えるように制御する。これにより、DC/DCコンバータ123に温度変化や個体バラツキがあった場合でも、電源電圧Vbuckが所望の値で安定したタイミングで、LDO出力切替スイッチ122を切り替えることができる。
なお、送信回路100の電力増幅器130が複数の電力増幅器を多段接続した構成である場合には、EM−IC120も複数の電力増幅器に応じて複数設けることになる。この構成の場合、直交変調モードでは、各EM−IC120のLDO出力切替スイッチ122を介して、多段接続された複数の電力増幅器の電源供給端子が実質的に接続されてしまうことになる。このような各電源供給端子の接続は、電力増幅器の発振を引き起こすおそれがある。
そこで、電力増幅器130が多段接続構成である場合には、図5に示すように、EM−IC120間の電源ラインにインダクタや抵抗などのアイソレータ125を挿入するとよい。このアイソレータ125によって電力増幅器の発振を回避することができる。なお、図5では、EM−IC120の2段接続構成を示したが、3段接続以上であっても同様にアイソレータ125を挿入すればよい。
そこで、電力増幅器130が多段接続構成である場合には、図5に示すように、EM−IC120間の電源ラインにインダクタや抵抗などのアイソレータ125を挿入するとよい。このアイソレータ125によって電力増幅器の発振を回避することができる。なお、図5では、EM−IC120の2段接続構成を示したが、3段接続以上であっても同様にアイソレータ125を挿入すればよい。
<第2の実施形態>
図6は、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200を示す図である。図6において、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200は、RF−IC110と、EM−IC220と、電力増幅器(PA)130とを備える。なお、EM−IC220は、LDO121と、LDO出力切替スイッチ122と、DC/DCコンバータ123と、トランジスタ124と、LDO電源供給スイッチ221とを備える。図6において、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200と、図1に示した本発明の第1の実施形態に係る送信回路100との同様の構成については、同様の参照符号を付すことにより説明を省略する。
図6は、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200を示す図である。図6において、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200は、RF−IC110と、EM−IC220と、電力増幅器(PA)130とを備える。なお、EM−IC220は、LDO121と、LDO出力切替スイッチ122と、DC/DCコンバータ123と、トランジスタ124と、LDO電源供給スイッチ221とを備える。図6において、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200と、図1に示した本発明の第1の実施形態に係る送信回路100との同様の構成については、同様の参照符号を付すことにより説明を省略する。
本発明の第2の実施形態に係る送信回路200は、EM−IC220において、LDO121の電源供給端子にLDO電源供給スイッチ221を備えている点で、第1の実施形態に係る送信回路100と異なる。本第2の実施形態では、LDO電源供給スイッチ221の動作ついて、以下に、詳しく説明する。
図7Aは、LDO電源供給スイッチ221がオン状態である場合のEM−IC220の様子を示す図である。ここで、LDO電源供給スイッチ221がオン状態とは、LDO121の電源供給端子に電源供給をする状態を言う。
図7Aにおいて、LDO電源供給スイッチ221がオン状態であるため、EM−IC220のLDO121へは電源供給がなされているが、EM−IC220のLDO出力切替スイッチ122がオフ状態である。EM−IC220は、図2Bにおいて、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100のEM−IC120でも説明したのと同様に、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。この場合、EM−IC220のLDO121には電源供給して、LDO121を駆動させている。
図7Aにおいて、LDO電源供給スイッチ221がオン状態であるため、EM−IC220のLDO121へは電源供給がなされているが、EM−IC220のLDO出力切替スイッチ122がオフ状態である。EM−IC220は、図2Bにおいて、本発明の第1の実施形態に係る送信回路100のEM−IC120でも説明したのと同様に、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。この場合、EM−IC220のLDO121には電源供給して、LDO121を駆動させている。
図7Bは、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態である場合のEM−IC220の様子を示す図である。ここで、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態とは、LDO121の電源供給端子に電源供給をしない状態を言う。
図7Aにおいて、EM−IC220のLDO出力切替スイッチ122がオフ状態であるため、EM−IC220は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。このため、EM−IC220のLDO121に電源供給して駆動させる必要はなく、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態にしている。EM−IC220において、LDO121は消費電力が大きいため、LDO121への電源供給を削減することによって、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200全体の消費電力を低減させることができる。
図7Aにおいて、EM−IC220のLDO出力切替スイッチ122がオフ状態であるため、EM−IC220は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。このため、EM−IC220のLDO121に電源供給して駆動させる必要はなく、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態にしている。EM−IC220において、LDO121は消費電力が大きいため、LDO121への電源供給を削減することによって、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200全体の消費電力を低減させることができる。
ここで、本発明の第1の実施形態で説明した図3および図4では、制御電圧調整期間Tの経過後である時刻t3において、LDO出力切替スイッチ122をオフ状態に切り替えている。LDO出力切替スイッチ122をオフ状態である場合、図7Bで説明したように、LDO121に電源供給して駆動させる必要はない。つまり、LDO出力切替スイッチ122をオフ状態に切り替えると同時に、LDO電源供給スイッチ221をオフ状態に切り替えることが好ましい。
以上のように、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200によれば、送信回路200の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる時、スロットバウンダリ内に所望の値で安定した制御電圧Voutを電力増幅器130に供給することができ、さらに、LDO121への電源供給を削減することによって低消費電力動作が可能となる。
なお、本発明の第1および第2の実施形態において、各実施形態に係る送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる場合のEM−ICの動作について述べてきた。一方、各実施形態に係る送信回路の動作モードが直交変調モードからポーラ変調モードへ切り替わる場合には、送信回路の動作モードが直交変調モードからポーラ変調モードへ切り替わると同時に、EM−ICはLDO出力切替スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えて、LDOを介して、入力電圧Vamfに基づいて制御電圧Voutを生成し、電力増幅器に供給する。
<第3の実施形態>
図8は、本発明の第3の実施形態に係る通信機器300を示す図である。図8において、通信機器300は、送信回路301と、受信回路302と、アンテナ共用部303と、アンテナ304とを備える。送信回路301には、上述した本発明の第1および第2の実施形態に係る送信回路100および200を適用する。
図8は、本発明の第3の実施形態に係る通信機器300を示す図である。図8において、通信機器300は、送信回路301と、受信回路302と、アンテナ共用部303と、アンテナ304とを備える。送信回路301には、上述した本発明の第1および第2の実施形態に係る送信回路100および200を適用する。
アンテナ共用部303は、送信回路301から出力された送信信号をアンテナ304に伝達し、受信回路302に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部303は、アンテナ304から入力された受信信号を受信回路302に伝達し、受信信号が送信回路301に漏れるのを防ぐ。送信信号は、送信回路301から出力され、アンテナ共用部303を介してアンテナ304から空間に放出される。受信信号は、アンテナ304で受信され、アンテナ共用部303を介して受信回路302で受信される。
ここで、送信回路301に本発明の第1および第2の実施形態に係る送信回路100および200を適用しているため、送信回路301に関して、本発明の第1および第2の実施形態で述べた同様の効果が得られることは言うまでもない。
以上のように、第3の実施形態に係る通信機器300によれば、送信回路301の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わる時、スロットバウンダリ内に安定した所望の振幅レベルを有する制御電圧Voutを電力増幅器に供給することができる。
また、送信回路301の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路301からアンテナ304までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。なお、通信機器300は、送信回路301とアンテナ304とのみを備えた構成であってもよい。
本発明は、携帯電話や無線LAN等の通信機器等に利用可能であり、特に、低歪みかつ高効率動作を実現したい場合等に有用である。
100、200、900 送信回路
110、910 高周波回路(RF−IC)
120、220、920 エンベロープ処理回路(EM−IC)
121 低損失レギュレータ(LDO)
122 LDO出力切替スイッチ
123 DC/DCコンバータ
124 トランジスタ
125 アイソレータ
130、930 電力増幅器(PA)
221 LDO電源供給スイッチ
300 通信機器
301 送信回路
302 受信回路
303 アンテナ共用部
304 アンテナ
S1、S2 スロット
t1〜t3 時刻
T 制御電圧調整期間
Vamf、Vbuck、Vout、v1〜v3、v1’、v2’ 電圧
110、910 高周波回路(RF−IC)
120、220、920 エンベロープ処理回路(EM−IC)
121 低損失レギュレータ(LDO)
122 LDO出力切替スイッチ
123 DC/DCコンバータ
124 トランジスタ
125 アイソレータ
130、930 電力増幅器(PA)
221 LDO電源供給スイッチ
300 通信機器
301 送信回路
302 受信回路
303 アンテナ共用部
304 アンテナ
S1、S2 スロット
t1〜t3 時刻
T 制御電圧調整期間
Vamf、Vbuck、Vout、v1〜v3、v1’、v2’ 電圧
図7Bは、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態である場合のEM−IC220の様子を示す図である。ここで、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態とは、LDO121の電源供給端子に電源供給をしない状態を言う。
図7Bにおいて、EM−IC220のLDO出力切替スイッチ122がオフ状態であるため、EM−IC220は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。このため、EM−IC220のLDO121に電源供給して駆動させる必要はなく、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態にしている。EM−IC220において、LDO121は消費電力が大きいため、LDO121への電源供給を削減することによって、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200全体の消費電力を低減させることができる。
図7Bにおいて、EM−IC220のLDO出力切替スイッチ122がオフ状態であるため、EM−IC220は、DC/DCコンバータ123から出力される電源電圧Vbuckをそのまま制御電圧Voutとして、電力増幅器130に供給する。このため、EM−IC220のLDO121に電源供給して駆動させる必要はなく、LDO電源供給スイッチ221がオフ状態にしている。EM−IC220において、LDO121は消費電力が大きいため、LDO121への電源供給を削減することによって、本発明の第2の実施形態に係る送信回路200全体の消費電力を低減させることができる。
Claims (8)
- 動作モードをポーラ変調モードと直交変調モードとに切り替えて、入力された送信信号を電力増幅する送信回路であって、
前記入力された送信信号に基づいて、前記送信回路の動作モードを制御し、前記ポーラ変調モードの場合は振幅変調信号と位相変調信号とを生成し、前記直交変調モードの場合は直交変調信号を生成する高周波回路と、
前記高周波回路からの振幅変調信号または電源電圧に基づいて制御電圧を生成するエンベロープ処理回路と、
前記高周波回路からの位相変調信号または直交変調信号を前記エンベロープ処理回路からの制御電圧に基づいて電力増幅する電力増幅器とを備え、
前記エンベロープ処理回路は、
前記高周波回路の動作モード制御に基づいて、前記ポーラ変調モード用または直交変調モード用の電源電圧を出力するDC/DCコンバータと、
ソースが前記DC/DCコンバータの出力に接続され、ドレインが前記電力増幅器の電源供給端子に接続されるトランジスタと、
入力端子に前記高周波回路からの振幅変調信号が入力され、前記トランジスタのドレインに接続された共通端子に前記DC/DCコンバータからの前記ポーラ変調モード用または前記直交変調モード用の電源電圧が入力されるレギュレータと、
前記高周波回路の動作モード制御に基づいて、前記送信回路の動作モードがポーラ変調モードの間は、前記トランジスタのゲートを前記レギュレータの出力端子に接続し、前記送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わったときには、前記DC/DCコンバータが出力する前記直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定するまでの所定時間経過後に、前記トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えるレギュレータ出力切替スイッチとを備える、送信回路。 - 前記所定時間は予め設定されていることを特徴とする、請求項1に記載の送信回路。
- 前記DC/DCコンバータが出力する前記直交変調モード用の電源電圧を監視する監視部をさらに備え、
前記レギュレータ出力切替スイッチは、前記送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードに切り替わってから、前記監視部によって監視されていた前記直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定したタイミングで、前記トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えることを特徴とする、請求項1に記載の送信回路。 - 前記レギュレータ出力切替スイッチは、前記送信回路の動作モードが直交変調モードからポーラ変調モードへ切り替わると同時に、前記トランジスタのゲートの接続先を前記レギュレータの出力端子に切り替えることを特徴とする、請求項1に記載の送信回路。
- 前記トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えると同時に、前記レギュレータへの電源供給を停止することを特徴とする、請求項1に記載の送信回路。
- 通信機器であって、
送信信号を生成する送信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
前記送信回路は、請求項1に記載の送信回路であることを特徴とする、通信機器。 - 前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用器とをさらに備えることを特徴とする、請求項6に記載の通信機器。 - 送信回路の動作モードをポーラ変調モードと直交変調モードとに切り替えて、入力された送信信号を電力増幅する方法であって、
前記入力された送信信号に基づいて、前記送信回路の動作モードを制御し、前記ポーラ変調モードの場合は振幅変調信号と位相変調信号とを生成し、前記直交変調モードの場合は直交変調信号を生成する信号生成ステップと、
前記信号生成ステップで生成された振幅変調信号または電源電圧に基づいて制御電圧を生成する制御電圧生成ステップと、
前記信号生成ステップで生成された位相変調信号または直交変調信号を前記制御電圧生成ステップで生成された制御電圧に基づいて電力増幅する電力増幅ステップとを備え、
前記制御電圧生成ステップは、
前記送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わった直後は、トランジスタのゲートの接続先をレギュレータの出力端子のまま保持して、DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧を前記レギュレータの共通端子に帰還させ、前記レギュレータの入力端子に入力される前記振幅変調信号に基づく制御電圧を出力するステップと、
前記送信回路の動作モードがポーラ変調モードから直交変調モードへ切り替わってから、前記DC/DCコンバータが出力する前記直交変調モード用の電源電圧が所望の値で安定するまでの所定時間経過後に、前記トランジスタのゲートの接続先を固定電位に切り替えて、前記DC/DCコンバータが出力する直交変調モード用の電源電圧を前記制御電圧として出力するステップとを備える、方法。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009158098 | 2009-07-02 | ||
JP2009158098 | 2009-07-02 | ||
PCT/JP2010/003366 WO2011001590A1 (ja) | 2009-07-02 | 2010-05-19 | 送信回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2011001590A1 true JPWO2011001590A1 (ja) | 2012-12-10 |
Family
ID=43410683
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2011520750A Pending JPWO2011001590A1 (ja) | 2009-07-02 | 2010-05-19 | 送信回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8442153B2 (ja) |
JP (1) | JPWO2011001590A1 (ja) |
WO (1) | WO2011001590A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2608415B1 (en) | 2011-12-20 | 2014-08-27 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Transmitter, transceiver, communication device, method and computer program |
CN104185194A (zh) * | 2013-05-24 | 2014-12-03 | 鸿富锦精密工业(深圳)有限公司 | 无线信号的控制电路 |
US9763195B2 (en) * | 2015-01-21 | 2017-09-12 | Apple Inc. | Dynamic envelope elimination and restoration polar transmitter |
EP3353968B1 (en) * | 2015-09-25 | 2019-10-23 | Intel IP Corporation | Apparatus and method for generating a radio frequency signal |
US9806759B1 (en) * | 2016-07-01 | 2017-10-31 | Intel IP Corporation | Low drop out compensation technique for reduced dynamic errors in digital-to-time converters |
US11706075B2 (en) * | 2021-03-12 | 2023-07-18 | International Business Machines Corporation | High-efficiency transmitter |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3894478B2 (ja) * | 2002-04-08 | 2007-03-22 | 松下電器産業株式会社 | 送信機用増幅装置 |
JP3979237B2 (ja) | 2002-09-05 | 2007-09-19 | 株式会社日立製作所 | 無線通信装置及びそれに使用する高周波集積回路 |
DE60336273D1 (de) | 2002-09-05 | 2011-04-14 | Hitachi Ltd | HF-Leistungsverstärker für drahtloses Kommunikationsgerät |
US7139534B2 (en) | 2003-03-05 | 2006-11-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission circuit |
JP3824610B2 (ja) * | 2003-03-05 | 2006-09-20 | 松下電器産業株式会社 | 送信回路 |
JP4352319B2 (ja) | 2003-12-04 | 2009-10-28 | 富士電機デバイステクノロジー株式会社 | 電源供給装置 |
JP4199181B2 (ja) * | 2004-01-27 | 2008-12-17 | パナソニック株式会社 | 送信装置及び無線通信装置 |
JP4907275B2 (ja) | 2006-09-01 | 2012-03-28 | 株式会社リコー | 電源装置及びその動作制御方法 |
US8019293B2 (en) * | 2007-03-09 | 2011-09-13 | Skyworks Solutions, Inc. | Controller and method for using a DC-DC converter in a mobile handset |
-
2010
- 2010-05-19 JP JP2011520750A patent/JPWO2011001590A1/ja active Pending
- 2010-05-19 WO PCT/JP2010/003366 patent/WO2011001590A1/ja active Application Filing
- 2010-05-19 US US13/381,226 patent/US8442153B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20120114075A1 (en) | 2012-05-10 |
US8442153B2 (en) | 2013-05-14 |
WO2011001590A1 (ja) | 2011-01-06 |
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