JPWO2004013644A1 - Antenna measuring apparatus and method - Google Patents

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暢康 竹村
小西　善彦
善彦 小西
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Abstract

着目する移相器の位相変化時に生じる各移相器の振幅誤差、位相誤差を考慮し、高精度に各アンテナ素子の励振振幅、位相を測定可能なアンテナ測定装置を得る。フェーズドアレイアンテナ５の対向アンテナ６に接続された送信機７と、フェーズドアレイアンテナ５に接続された受信機８と、着目する素子アンテナ以外の移相器の位相を同一量に設定し、着目する素子アンテナの移相器の設定を順次的に変化させる移相器制御手段１と、着目する移相器の設定を変化させたときのフェーズドアレイアンテナ５の合成電力変化を測定する第１の演算手段９と、第１の演算結果に基づき各移相器の振幅誤差および位相誤差を推定して各素子アンテナ４１〜４Ｎの放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段１０とを設けた。An antenna measurement device capable of measuring the excitation amplitude and phase of each antenna element with high accuracy is obtained in consideration of the amplitude error and phase error of each phase shifter that occur when the phase of the phase shifter of interest is changed. Pay attention by setting the phase of the phase shifter other than the element antenna of interest to the transmitter 7 connected to the counter antenna 6 of the phased array antenna 5, the receiver 8 connected to the phased array antenna 5, and the same amount. Phase shifter control means 1 for sequentially changing the setting of the phase shifter of the element antenna, and a first calculation for measuring a change in the combined power of the phased array antenna 5 when the setting of the phase shifter of interest is changed Means 9 and second computing means 10 for estimating the amplitude error and phase error of each phase shifter based on the first calculation result to obtain the relative amplitude and phase of the radiated electric field of each of the element antennas 41 to 4N. Provided.

Description

この発明は、複数個の素子アンテナからなるアンテナの測定装置および方法に関し、特に、アンテナに可変移相器を接続し、これら移相器の位相を制御して電子的にビーム走査または指向特性（放射パターン）成形を行うフェーズドアレイアンテナ（以下、単に「フェーズドアレイ」ともいう）において、全ての素子アンテナの動作状態における各素子アンテナの励振振幅および位相を高精度に測定することのできるアンテナ測定装置および方法に関するものである。  The present invention relates to an antenna measuring apparatus and method comprising a plurality of element antennas, and in particular, a variable phase shifter is connected to the antenna, and the phase of these phase shifters is controlled to electronically perform beam scanning or directivity ( (Radiation pattern) An antenna measurement device capable of measuring with high accuracy the excitation amplitude and phase of each element antenna in the operating state of all element antennas in a phased array antenna (hereinafter also simply referred to as “phased array”). And methods.

図９はたとえば特公平１−３０１１２号公報に記載された従来のアンテナ測定装置を概略的に示すブロック構成図である。
図９において、２１は送信機、２２は送信機２１の出力端子に接続された電力分配器である。
８１、８２、８３、・・・、８ＮはＮ個の移相器であり、電力分配器２２の出力端子に並列に接続されている。
９１、９２、９３、・・・、９ＮはＮ個の素子アンテナであり、移相器８１〜８Ｎの出力端子にそれぞれ個別に接続されている。
２５はフェーズドアレイであり、電力分配器２２、移相器８１〜８Ｎおよび素子アンテナ９１〜９Ｎにより構成されている。
２６は素子アンテナ９１〜９Ｎに対向配置された測定用のプローブアンテナ（対向アンテナ）、２７はプローブアンテナ２６の出力端子に接続された受信機、２８は受信機２７を介した受信信号を取り込む計算機である。
プローブアンテナ２６、受信機２７および計算機２８は、フェーズドアレイ２５からなるアンテナの合成電界を測定するための測定装置を構成している。
図１０は従来装置によるフェーズドアレイ２５の合成電界ベクトルを示す説明図であり、図９に示したアンテナ測定装置の初期状態での振幅および位相をベクトルで示している。
図１０において、横軸Ｒｅは実数成分、縦軸Ｉｍは虚数成分であり、Ｅ１、Ｅ２、・・・、Ｅｎは各素子アンテナ９１〜９Ｎからの電界の絶対値、Ｅｏは合成電界の絶対値を示している。
次に、図９および図１０を参照しながら、従来のアンテナ測定装置による振幅および位相の測定動作について説明する。
なお、各移相器８１、８２、・・・、８Ｎは、ある基準の励振位相状態（たとえば、全ての移相器８１〜８Ｎが位相０°）に設定されているものとする。また、プローブアンテナ２６は、所定の位置Ｐ１に配置されているものとする。
このとき、各素子アンテナ９１、９２、・・・、９Ｎからの放射電界ｅ１、ｅ２、・・・、ｅｎが合成された合成電界ｅｏがプローブアンテナ２６によって受信される。
ここで、各放射電界ｅ１〜ｅｎおよび合成電界ｅｏは、図１０内の電界ベクトルＥ１・ｅｘｐ（ｊφ１）〜Ｅ１・ｅｘｐ（ｊφｎ）および合成電界ベクトルＥｏ・ｅｘｐ（ｊφｏ）に、それぞれ対応する。
プローブアンテナ２６からの受信信号は、受信機２７に入力され、さらに計算機２８に入力されて、演算処理される。
ここで、１つの素子アンテナ、たとえば、素子アンテナ９Ｎに着目し、素子アンテナ９Ｎに接続されている移相器８Ｎの設定位相を０°から変化させていくと、プローブアンテナ２６により受信される合成電界ｅｏ（図１０内の○印参照）は、素子アンテナ９Ｎの放射電界の位相変化Δにしたがって変化する。
このとき、受信機２７は、合成電界ｅｏの振幅Ａの変化を測定し、計算機２８は、振幅Ａの最大値と最小値との比ｐと、振幅Ａを最大にする位相変化量Δｏとを求め、各素子アンテナ９１〜９Ｎの指向特性（励振振幅および位相）を算出する。
従来のアンテナ測定装置は以上のように、全素子アンテナ９１〜９Ｎの動作状態において、各素子アンテナの移相器８１〜８Ｎの位相を変化させて各素子アンテナ９１〜９Ｎの励振振幅および位相を測定しているものの、各移相器８１〜８Ｎの位相変化の際に生じる移相器８１〜８Ｎの振幅誤差および位相誤差が考慮されていないので、指向特性を高精度に測定することができないという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、着目する移相器の位相変化の際に生じる各移相器の振幅誤差および位相誤差を考慮して、高精度に各アンテナ素子の励振振幅および位相を測定することのできるアンテナ測定装置および方法を得ることを目的とする。FIG. 9 is a block diagram schematically showing a conventional antenna measuring apparatus described in, for example, Japanese Patent Publication No. 1-30112.
In FIG. 9, reference numeral 21 denotes a transmitter, and 22 denotes a power distributor connected to the output terminal of the transmitter 21.
Reference numerals 81, 82, 83,..., 8N denote N phase shifters, which are connected in parallel to the output terminal of the power distributor 22.
Reference numerals 91, 92, 93,..., 9N denote N element antennas, which are individually connected to the output terminals of the phase shifters 81 to 8N.
A phased array 25 includes a power distributor 22, phase shifters 81 to 8N, and element antennas 91 to 9N.
26 is a measurement probe antenna (opposite antenna) disposed opposite to the element antennas 91 to 9N, 27 is a receiver connected to the output terminal of the probe antenna 26, and 28 is a computer that captures a received signal via the receiver 27. It is.
The probe antenna 26, the receiver 27, and the calculator 28 constitute a measuring device for measuring the combined electric field of the antenna composed of the phased array 25.
FIG. 10 is an explanatory view showing a combined electric field vector of the phased array 25 by the conventional apparatus, and shows the amplitude and phase in the initial state of the antenna measuring apparatus shown in FIG. 9 as vectors.
10, the horizontal axis Re is a real component, the vertical axis Im is an imaginary component, E 1 , E 2 ,..., En are the absolute values of the electric fields from the element antennas 91 to 9N, and Eo is the combined electric field. The absolute value is shown.
Next, with reference to FIGS. 9 and 10, the amplitude and phase measurement operation by the conventional antenna measurement apparatus will be described.
It is assumed that each of the phase shifters 81, 82,..., 8N is set to a certain excitation phase state (for example, all the phase shifters 81 to 8N have a phase of 0 °). The probe antenna 26 is assumed to have been placed in position P 1.
At this time, the synthesized electric field eo obtained by synthesizing the radiated electric fields e 1 , e 2 ,..., En from the element antennas 91, 92,.
Wherein each radiation field e1~en and composite electric field eo is the electric field vector E 1 · exp in FIG. 10 (jφ 1) ~E 1 · exp (jφn) and combined electric field vector Eo · exp (jφo), respectively Correspond.
A received signal from the probe antenna 26 is input to the receiver 27 and further input to the calculator 28 for arithmetic processing.
Here, paying attention to one element antenna, for example, the element antenna 9N, when the set phase of the phase shifter 8N connected to the element antenna 9N is changed from 0 °, the synthesis received by the probe antenna 26 The electric field eo (see the circle in FIG. 10) changes according to the phase change Δ of the radiation electric field of the element antenna 9N.
At this time, the receiver 27 measures the change in the amplitude A of the combined electric field eo, and the calculator 28 calculates the ratio p between the maximum value and the minimum value of the amplitude A and the phase change amount Δo that maximizes the amplitude A. The directivity (excitation amplitude and phase) of each element antenna 91 to 9N is calculated.
As described above, the conventional antenna measurement apparatus changes the phase of the phase shifters 81 to 8N of each element antenna in the operating state of all the element antennas 91 to 9N, thereby changing the excitation amplitude and phase of each element antenna 91 to 9N. Although measured, the amplitude error and phase error of the phase shifters 81 to 8N generated when the phase shift of each of the phase shifters 81 to 8N is not taken into consideration, and thus the directivity cannot be measured with high accuracy. There was a problem.
The present invention has been made to solve the above-described problems. Each of the phase shifters that occur when the phase shift of the phase shifter concerned takes into account the amplitude error and the phase error of each phase shifter. An object of the present invention is to obtain an antenna measuring apparatus and method capable of measuring the excitation amplitude and phase of an antenna element.

この発明に係るアンテナ測定装置は、複数個の素子アンテナを有し、且つ各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、対向アンテナに接続された送信機と、フェーズドアレイアンテナに接続された受信機とを備え、フェーズドアレイアンテナによる受信信号を用いて、フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定装置であって、各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器制御手段と、着目する移相器の設定を変化させたときのフェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算手段と、第１の演算手段による測定結果に基づいて、各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段とをさらに備えたものである。
また、この発明に係るアンテナ測定装置は、複数個の素子アンテナを有し、且つ各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、フェーズドアレイアンテナに接続された送信機と、対向アンテナに接続された受信機とを備え、対向アンテナによる受信信号を用いて、フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定装置であって、各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器制御手段と、着目する移相器の設定を変化させたときのフェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算手段と、第１の演算手段による測定結果に基づいて、各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段とをさらに備えたものである。
また、この発明に係るアンテナ測定装置の対向アンテナは、フェーズドアレイアンテナの遠方界領域に配置され、第１および第２の演算手段は、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの遠方界領域の空間的分布を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定装置の対向アンテナは、フェーズドアレイアンテナの有限距離に配置され、第１および第２の演算手段は、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの有限距離における空間的分布をデフォーカス法により測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定装置の対向アンテナは、フェーズドアレイアンテナの近傍でフェーズドアレイアンテナに対して同一方向に並列配置され、第１および第２の演算手段は、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相互結合を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定装置の対向アンテナは、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置され、第１および第２の演算手段は、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定装置の対向アンテナは、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置されるとともに、１次元または２次元に複数個設けられ、各対向アンテナに個別に接続された受信用移相器と、受信用移相器を介して各対向アンテナの出力端子に接続された合成器と、受信用移相器の設定を変化させる受信用移相器制御手段とを備え、第１および第２の演算手段は、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させ、且つ受信用移相器の設定位相を変化させたときの、対向アンテナの位置におけるフェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定方法は、複数個の素子アンテナを有し、且つ各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、対向アンテナに接続された送信機と、フェーズドアレイアンテナに接続された受信機とを備え、フェーズドアレイアンテナによる受信信号を用いて、フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定方法であって、各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器設定ステップと、着目する移相器の設定を変化させたときのフェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算ステップと、第１の演算ステップによる測定結果に基づいて、各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算ステップとを含み、他の移相器の位相を可変設定しながら移相器設定ステップを繰り返すものである。
また、この発明に係るアンテナ測定方法は、複数個の素子アンテナを有し、且つ各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、フェーズドアレイアンテナに接続された送信機と、対向アンテナに接続された受信機とを備え、対向アンテナによる受信信号を用いて、フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定方法であって、各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器設定ステップと、着目する移相器の設定を変化させたときのフェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算ステップと、第１の演算ステップによる測定結果に基づいて、各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算ステップとを含み、他の移相器の位相を可変設定しながら移相器設定ステップを繰り返すものである。
また、この発明に係るアンテナ測定方法は、対向アンテナを、フェーズドアレイアンテナの遠方界領域に配置し、第１および第２の演算ステップにおいて、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの遠方界領域の空間的分布を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定方法は、対向アンテナを、フェーズドアレイアンテナの有限距離に配置し、第１および第２の演算ステップにおいて、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの有限距離における空間的分布をデフォーカス法により測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定方法は、対向アンテナを、フェーズドアレイアンテナの近傍でフェーズドアレイアンテナに対して同一方向に並列配置し、第１および第２の演算ステップにおいて、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相互結合を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定方法は、対向アンテナを、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置し、第１および第２の演算ステップにおいて、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。
また、この発明に係るアンテナ測定方法は、対向アンテナを、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置するとともに、１次元または２次元に複数個設け、各対向アンテナに個別に受信用移相器を接続し、受信用移相器を介して各対向アンテナの出力端子に合成器を接続し、受信用移相器の設定を変化させる受信用移相器制御手段を設け、第１および第２の演算ステップにおいて、フェーズドアレイアンテナと対向アンテナとの相対位置を変化させ、且つ対向アンテナに接続された移相器の設定位相を変化させたときの、対向アンテナの位置におけるフェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、各素子アンテナの指向特性を求めるものである。An antenna measuring apparatus according to the present invention includes a phased array antenna having a plurality of element antennas, each of which is individually connected to a phase shifter, a counter antenna disposed opposite to the phased array antenna, An antenna measurement device comprising a transmitter connected to an antenna and a receiver connected to a phased array antenna, and measuring the amplitude and phase of the phased array antenna using a received signal from the phased array antenna, Among the phase shifters, the phase shifters other than the phase shifter connected to the element antenna of interest are set to the same phase, and the settings of the phase shifters connected to the element antenna of interest are sequentially set. The phase shifter control means to change the phase shifter and the change in the combined power of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed. The amplitude error and the phase error of each phase shifter are estimated by calculation processing based on the first calculation means and the measurement result by the first calculation means, and the relative amplitude and the relative phase of the radiated electric field for each element antenna are calculated. And a second calculating means to be obtained.
An antenna measuring apparatus according to the present invention includes a phased array antenna having a plurality of element antennas, each of which is individually connected with a phase shifter, and a counter antenna disposed to face the phased array antenna. An antenna measurement device comprising a transmitter connected to a phased array antenna and a receiver connected to an opposing antenna, and measuring the amplitude and phase of the phased array antenna using a received signal from the opposing antenna; Among the phase shifters, the phase of the phase shifter other than the phase shifter connected to the element antenna of interest is set to the same amount, and the settings of the phase shifters connected to the element antenna of interest are sequentially set. Phase shifter control means to change automatically and measure the change in the combined power of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed And calculating the relative amplitude and phase of the radiated electric field for each element antenna by estimating the amplitude error and phase error of each phase shifter based on the measurement results of the first calculation means and the first calculation means. And a second computing means.
Further, the opposing antenna of the antenna measuring apparatus according to the present invention is disposed in the far field region of the phased array antenna, and the first and second arithmetic means change the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution of the far-field region of the phased array antenna.
Further, the opposing antenna of the antenna measuring apparatus according to the present invention is disposed at a finite distance of the phased array antenna, and the first and second arithmetic means change the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna. The directional characteristic of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution of the phased array antenna at a finite distance by the defocus method.
Further, the opposing antenna of the antenna measuring apparatus according to the present invention is arranged in parallel in the same direction with respect to the phased array antenna in the vicinity of the phased array antenna, and the first and second arithmetic means include the phased array antenna and the opposing antenna. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the mutual coupling.
Further, the opposing antenna of the antenna measuring apparatus according to the present invention is disposed in the near field region of the phased array antenna, and the first and second arithmetic means change the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution of the near field region of the phased array antenna.
In addition, the counter antenna of the antenna measuring apparatus according to the present invention is arranged in the near field region of the phased array antenna, and a plurality of one-dimensional or two-dimensional antennas are provided and individually connected to each counter antenna. A phase shifter, a combiner connected to the output terminal of each opposing antenna via a reception phase shifter, and a reception phase shifter control means for changing the setting of the reception phase shifter, The second calculation means changes the relative position between the phased array antenna and the counter antenna, and changes the set phase of the reception phase shifter in the near-field region of the phased array antenna at the position of the counter antenna. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution.
An antenna measurement method according to the present invention includes a phased array antenna having a plurality of element antennas, each of which is individually connected with a phase shifter, and a counter antenna disposed opposite to the phased array antenna. An antenna measurement method comprising: a transmitter connected to an opposing antenna; and a receiver connected to a phased array antenna, and measuring the amplitude and phase of the phased array antenna using a received signal from the phased array antenna. , Among the phase shifters, set the phase shifter other than the phase shifter connected to the element antenna of interest to the same amount, and set the phase shifter connected to the element antenna of interest. A phase shifter setting step that changes sequentially, and a combined power of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed. Based on the first calculation step for measuring the change and the measurement result of the first calculation step, the amplitude error and the phase error of each phase shifter are estimated by calculation processing, and the relative amplitude of the radiated electric field for each element antenna and A phase shifter setting step is repeated while variably setting the phase of another phase shifter.
An antenna measurement method according to the present invention includes a phased array antenna having a plurality of element antennas, each of which is individually connected with a phase shifter, and a counter antenna disposed opposite to the phased array antenna. An antenna measurement method comprising: a transmitter connected to a phased array antenna; and a receiver connected to an opposing antenna, and measuring the amplitude and phase of the phased array antenna using a received signal from the opposing antenna, Among the phase shifters, the phase of the phase shifter other than the phase shifter connected to the element antenna of interest is set to the same amount, and the settings of the phase shifters connected to the element antenna of interest are sequentially set. Phase shifter setting step to change automatically, and measurement of the combined power change of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed And the amplitude error and phase error of each phase shifter are estimated by calculation processing based on the measurement results of the first calculation step and the first calculation step, and the relative amplitude and phase of the radiated electric field for each element antenna are calculated. A phase shifter setting step is repeated while variably setting the phase of another phase shifter.
In the antenna measurement method according to the present invention, the opposing antenna is arranged in the far field region of the phased array antenna, and the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna is changed in the first and second calculation steps. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution of the far-field region of the phased array antenna.
In the antenna measurement method according to the present invention, the opposing antenna is arranged at a finite distance of the phased array antenna, and the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna is changed in the first and second calculation steps. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution of the phased array antenna at a finite distance by the defocus method.
In the antenna measurement method according to the present invention, the opposing antenna is arranged in parallel in the same direction with respect to the phased array antenna in the vicinity of the phased array antenna, and the phased array antenna and the opposing antenna are used in the first and second calculation steps. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the mutual coupling.
In the antenna measurement method according to the present invention, the opposing antenna is arranged in the near field region of the phased array antenna, and the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna is changed in the first and second calculation steps. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution of the near field region of the phased array antenna.
In addition, the antenna measurement method according to the present invention arranges opposing antennas in the near-field region of the phased array antenna and provides a plurality of one-dimensional or two-dimensional antennas, and individually connects a receiving phase shifter to each opposing antenna. And connecting a synthesizer to the output terminal of each opposing antenna via the reception phase shifter, and providing a reception phase shifter control means for changing the setting of the reception phase shifter, and the first and second operations. In the step, when the relative position between the phased array antenna and the counter antenna is changed and the set phase of the phase shifter connected to the counter antenna is changed, the near field region of the phased array antenna at the position of the counter antenna is changed. The directivity of each element antenna is obtained by measuring the spatial distribution.

図１はこの発明の実施の形態１によるアンテナ測定装置を示すブロック構成図である。
図２はこの発明の実施の形態１による合成電界ベクトルを示す説明図である。
図３はこの発明の実施の形態１により計算される誤差電界の合成電界ベクトルを示す説明図である。
図４はこの発明の実施の形態２によるアンテナ測定装置を示すブロック構成図である。
図５はこの発明の実施の形態３によるアンテナ測定装置を示すブロック構成図である。
図６はこの発明の実施の形態４によるアンテナ測定装置を示すブロック構成図である。
図７はこの発明の実施の形態５によるアンテナ測定装置を示すブロック構成図である。
図８はこの発明の実施の形態６によるアンテナ測定装置を示すブロック構成図である。
図９は従来のアンテナ測定装置を示すブロック構成図である。
図１０は従来のアンテナ測定装置による合成電界ベクトルを示す説明図である。1 is a block diagram showing an antenna measurement apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a combined electric field vector according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing the combined electric field vector of the error electric field calculated according to the first embodiment of the present invention.
4 is a block diagram showing an antenna measurement apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
5 is a block diagram showing an antenna measuring apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
6 is a block diagram showing an antenna measuring apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing an antenna measurement apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing an antenna measurement apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a conventional antenna measuring apparatus.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a combined electric field vector obtained by a conventional antenna measuring apparatus.

以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について詳細に説明する。
図１はこの発明の実施の形態１によるアンテナ測定装置を概略的に示すブロック構成図であり、フェーズドアレイ側で受信する場合の指向特性測定状態を示している。
図１において、１は移相器制御装置、２は電力分配器、３１〜３Ｎは電力分配器２に並列に接続されたＮ個の移相器、４１〜４Ｎは各移相器３１〜３Ｎに個別に接続された素子アンテナである。
５はフェーズドアレイであり、電力分配器２、移相器３１〜３Ｎ、素子アンテナ４１〜４Ｎにより構成されている。
６は指向特性測定用の対向アンテナであり、素子アンテナ４１〜４Ｎに対向配置されている。７は対向アンテナ６に接続された送信機である。
８は電力分配器２の出力端子に接続された受信機である。
９は第１の演算手段として機能する振幅位相計算回路であり、受信機８を介して入力される受信信号を用いて、各素子アンテナ４１〜４Ｎの指向特性（励振振幅および位相）を計算する。
１０は第２の演算手段として機能する誤差計算回路であり、受信機８を介して入力される受信信号を用いて、位相変化の際に生じる各移相器３１〜３Ｎの振幅誤差および位相誤差を計算する。
１１は振幅位相計算回路９および誤差計算回路１０を有する計算機であり、受信機８から受信信号を取り込んで演算処理を実行するとともに、移相器制御装置１を制御する。
移相器制御装置１は、計算機１１の制御下で、フェーズドアレイ５内の各移相器３１〜３Ｎのうち、着目する移相器（たとえば、３Ｎ）の設定位相を順次的に変化させるとともに、このときの他の移相器（３１〜３Ｎ−１）の位相を同一量に設定するように制御する。また、続く測定処理においては、他の移相器の位相設定量をそれぞれ同一量にしつつ可変設定し、着目する移相器の設定位相を順次的に変化させる制御を繰り返す。
また、図１内の移相器制御装置１は、１つの素子アンテナ、たとえば、素子アンテナ４Ｎに着目して、素子アンテナ４Ｎに接続されている移相器３Ｎ以外の他の移相器３１〜３Ｎ−１を全て同一位相量だけ変化させ、移相器３Ｎの位相を変化させるようになっている。
図２はこの発明の実施の形態１によるフェーズドアレイ５の合成電界ベクトルを示す説明図（前述の図１０に対応）であり、○印内の電界ベクトルに対応した素子アンテナ４Ｎに着目した場合を示している。
この場合も、各素子アンテナ４１〜４Ｎの放射電界をｅ１〜ｅｎで表し、合成電界をｅｏで表すものとする。
図２においては、各象限の４つのベクトル図が、便宜的に４回の測定タイミング毎の移相器３１〜３Ｎの変化を示している。
すなわち、第１象限（最初の測定タイミング）においては、移相器３１〜３Ｎ−１を、或る基準の位相状態（たとえば、全ての移相器の位相が０°）である初期値に設定し、移相器３Ｎを０°〜３６０°の範囲で位相変化させる。
また、第２象限（第２の測定タイミング）においては、移相器３１〜３Ｎ−１を第１象限の位相状態から同一位相量だけ変化させ、且つ、移相器３Ｎを０°〜３６０°の範囲で位相変化させる。
同様に、第３象限（第３の測定タイミング）および第４象限（第４の測定タイミング）においても、移相器３１〜３Ｎ−１を同一位相量だけ変化させ、且つ、移相器３Ｎを０°〜３６０°の範囲で位相変化させる。
このとき、各測定タイミングにおける移相器３１〜３Ｎ−１の位相変化量および移相器３Ｎの位相変化量Δは、各移相器の位相変化特性に対応した位相変化量に設定される。
図３はこの発明の実施の形態１により計算される誤差電界の合成電界ベクトルを示す説明図であり、着目する移相器（たとえば、３Ｎ）の位相変化の際に生じる誤差電界を示している。
次に、図２および図３を参照しながら、図１に示したこの発明の実施の形態１によるアンテナ測定装置の動作について説明する。
なお、前述と同様に、各移相器３１〜３Ｎは、ある基準の励振位相状態（たとえば、全ての移相器が位相０°：以下、「初期状態」と記す）に設定されており、対向アンテナ６は、所定の位置Ｐ１に配置されているものとする。
このとき、各素子アンテナ４１〜４Ｎへの受信電界ｅ１、ｅ２、・・・、ｅｎは、電力分配器２によって合成され、受信信号として受信機８に入力され、さらに計算機１１に入力されて、演算処理される。
まず、移相器制御装置１は、公知（たとえば、特公平３−３８５４８号公報参照）の制御方法を用いて、着目する素子アンテナ４Ｎに接続された移相器３Ｎの設定位相を、たとえば「０°」から変化させていく。
次に、移相器３Ｎ以外の他の移相器３１〜３Ｎ−１の設定位相を、全て同一の位相量だけ変化させ、着目する移相器３Ｎの設定位相を、再び「０°」から変化させていく。
以下、上記処理動作を繰り返し実行する。
この結果、電力分配器２により合成される合成電界ｅｏは、素子アンテナ４Ｎ以外の放射電界ｅ１〜ｅｎ−１の位相変化と、素子アンテナ４Ｎの放射電界ｅｎの位相変化Δ（図２参照）にしたがって変化する。
図１内の受信機８は、合成電界ｅｏの振幅Ａの変化を測定し、計算機１１は、振幅Ａの最大値と最小値との比ｐと、振幅Ａを最大にする位相変化量Δｏとを求め、各移相器３１〜３Ｎの誤差を演算処理により推定し、各素子アンテナ４１〜４Ｎの振幅および位相を算出する。
ここで、上記特公平３−３８５４８号公報に記載された制御方法と異なる点は、着目する素子アンテナ４Ｎ以外の他の素子アンテナ４１〜４Ｎ−１に接続された移相器３１〜３Ｎ−１の設定位相を同一位相量だけ変化させるとともに、着目する素子アンテナ４Ｎに接続された移相器３Ｎの設定位相を変化させて受信し、合成電界ｅｏ振幅Ａを測定することにある。
次に、各素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１、３２、・・・、３Ｎの振幅誤差および位相誤差の算出動作について説明する。
いま、第ｎ番目の素子アンテナ４Ｎに接続されている移相器３Ｎの位相をΔｊだけ変化させ、第ｎ番目の素子アンテナ４Ｎ以外の他の素子アンテナ４１〜４Ｎ−１の位相をαｉだけ変化させたとする。
このとき、Δｊに対する誤差電界ａｊ＋ｊｂｊの実部ａｊおよび虚部ｂｊと、αｉに対する誤差電界ｃｉ＋ｊｄｉの実部ｃｉおよび虚部ｄｉとの関係式は、以下の式（１）のように表される。

Figure 2004013644
上記式（１）において、下付文字ｉは、位相をαｉだけ変化させる位相変化の変数を示し、下付文字ｊは、位相をΔｊだけ変化させる位相変化の変数を示す。
Figure 2004013644
、ｄｉの補正値である。
また、係数Ａｉｊ、Ｂｉｊ、Ｃｉｊ、Ｄｉｊ、Ｆｉｊ、以下の式（２）〜（６）のように表される。
Figure 2004013644
Figure 2004013644
ただし、以下の式（７）、（８）が成り立つ。
Figure 2004013644
ここで、Ｅｎ、φｎは、第ｎ番目の素子アンテナ４Ｎの振幅および位相であり
Figure 2004013644
である。
また、δαｉは、位相αｉの補正値であり、δΔｊは、位相Δｊの補正値である。
Figure 2004013644
以上の式（１）〜（８）より、第ｎ番目の素子アンテナ４Ｎの移相器３Ｎの誤差電界ａｊ＋ｊｂｊは、補正値δａｊ、δｂｊと、近似値ａｊ、ｂｊとを繰り返し計算することにより、一定値に収束させて求めることができる。
これと同時に、第ｎ番目の素子アンテナ４Ｎ以外の他の移相器３１〜３Ｎ−１の誤差電界ｃｉ＋ｊｄｉは、補正値δｃｉ、δｄｉと、近似値ｃｉ、ｄｉとの繰り返し計算によって求めることができる。
このように、着目する素子アンテナ４Ｎ以外の他の素子アンテナ４１〜４Ｎ−１に接続された移相器３１〜３Ｎ−１の設定位相を同一位相量だけ変化させ、着目する素子アンテナ４Ｎに接続された移相器３Ｎの設定位相を変化させて合成電界の振幅を測定する。
これにより、各素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１〜３Ｎの振幅誤差および位相誤差と、合成電界ｅｏの振幅誤差および位相誤差とが考慮されるので、計算機１１での演算処理において、各素子アンテナに接続されている各移相器３１〜３Ｎの誤差電界を考慮した各素子アンテナ４１〜４Ｎの励振振幅および位相を高精度に推定することができる。
すなわち、フェーズドアレイアンテナ５の合成電力変化の測定結果による演算処理において、移相器３１〜３Ｎの誤差電界補正値に関する連立１次方程式を解く際に、たとえば方程式の数を未知数の数よりも多く取得することにより、最小二乗法などの最適化手法を用いて、素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１〜３Ｎの誤差電界を考慮した各素子アンテナ４１〜４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
また、ここでは特に図示しないが、各素子アンテナ４１〜４Ｎは、それぞれ、サブフェーズドアレイアンテナで構成されてもよく、上述と同等の作用効果を奏することは言うまでもない。
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、フェーズドアレイ５側で受信する場合の指向特性測定について説明したが、フェーズドアレイ５側から送信する場合に適用してもよい。
図４はフェーズドアレイ５側から送信する場合に適用したこの発明の実施の形態２によるアンテナ測定装置を概略的に示すブロック構成図である。
図４において、前述（図１参照）と同様のものについては、同一符号を付して詳述を省略する。
また、この発明の実施の形態２による基本的な測定動作は、受信信号の入力方向が異なる点を除けば、前述の実施の形態１と同様である。
この場合、フェーズドアレイ５内の電力分配器２は、送信機７に接続されており、素子アンテナ４１〜４Ｎは、送信用のアンテナとして機能する。
１２は各素子アンテナ４１〜４Ｎに対向配置されたプローブアンテナであり、測定用の対向アンテナとして機能する。
プローブアンテナ１２の出力端子には、受信機８を介して計算機１１が接続されている。
Ｒ１はフェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との距離であり、遠方界領域に相当している。すなわち、プローブアンテナ１２は、フェーズドアレイ５から距離Ｒ１の遠方界領域に配置されている。
距離Ｒ１は、以下の式（９）の関係を満たすように設定される。
Figure 2004013644
ただし、式（９）において、Ｄはフェーズドアレイ５のアンテナ開口径、λはフェーズドアレイ５からの送信信号の波長である。
このように、フェーズドアレイ５の遠方距離Ｒ１にプローブアンテナ１２を対向配置し、オペレータは、上記式（９）を満たす範囲内で、フェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との相対位置を変化させる。
このとき、計算機１１は、プローブアンテナ１２からの受信信号を用いて、フェーズドアレイ５の遠方界分布を測定することにより、各素子アンテナ４１〜４Ｎのそれぞれについて、各移相器３１〜３Ｎの振幅誤差および位相誤差を考慮した有限距離Ｒ１でのフェーズドアレイ５の基準合成電界の変化を測定することができる。
すなわち、計算機１１は、各素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１〜３Ｎの誤差電界を考慮した各素子アンテナ４１〜４Ｎの励振振幅および位相を、演算により推定することができる。
このように、フェーズドアレイ５に対向配置されたプローブアンテナ１２を遠方界領域に設け、フェーズドアレイ５の遠方界分布を測定することにより、前述と同様の作用効果を奏することができる。
実施の形態３．
なお、上記実施の形態２では、プローブアンテナ１２を遠方界領域に配置したが、遠方よりも近い有限距離に配置してもよい。
図５はプローブアンテナ１２を有限距離に配置したこの発明の実施の形態３によるアンテナ測定装置を概略的に示すブロック構成図である。
図５において、前述（図４参照）と同様のものについては、同一符号を付して詳述を省略する。
また、この発明の実施の形態３による基本的な測定動作は、前述の実施の形態２と同様である。
Ｒ２はフェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との距離であり、遠方界領域よりも近い領域に相当している。すなわち、プローブアンテナ１２は、フェーズドアレイ５から有限距離Ｒ２（＜Ｒ１）の領域内に配置されている。
距離Ｒ２は、以下の式（１０）の関係を満たすように設定される。
Figure 2004013644
この場合、プローブアンテナ１２は、遠方界領域よりも近い有限距離Ｒ２においてフェーズドアレイ５に対向配置されている。
フェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との相対位置は、上記式（１０）を満たす範囲内で変化される。
このとき、計算機１１は、フェーズドアレイ５の有限距離Ｒ２における分布をデフォーカス法により測定することにより、各素子アンテナ４１〜４Ｎのそれぞれについて、各移相器３１〜３Ｎの振幅誤差および位相誤差を考慮した有限距離Ｒ２でのフェーズドアレイ５の基準合成電界の変化を測定することができる。
つまり、計算機１１は、各素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１〜３Ｎの誤差電界を考慮した各素子アンテナ４１〜４Ｎの励振振幅および位相を、演算により推定することができる。
このように、フェーズドアレイ５に対向配置されたプローブアンテナ１２を、遠方界領域よりも近い領域内の有限距離Ｒ２に設け、フェーズドアレイ５の有限距離Ｒ２における電界分布をデフォーカス法により測定することにより、前述と同様の作用効果を奏することができる。
実施の形態４．
なお、上記実施の形態２、３では、プローブアンテナ１２をフェーズドアレイ５（素子アンテナ４１〜４Ｎ）の放射軸方向に対向配置させたが、フェーズドアレイ５の素子アンテナ４１〜４Ｎと同一方向に向けて、プローブアンテナ１２を並列に対向配置させてもよい。
図６はプローブアンテナ１２をフェーズドアレイ５に対して並列に対向配置したこの発明の実施の形態４によるアンテナ測定装置を概略的に示すブロック構成図である。
図６において、前述（図４、図５参照）と同様のものについては、同一符号を付して詳述を省略する。
また、この発明の実施の形態４による基本的な測定動作は、前述の実施の形態２、３と同様である。
この場合、前述と異なる点は、プローブアンテナ１２をフェーズドアレイ５に対して同一方向に向けたことのみである。
このように、フェーズドアレイ５に対して同一方向に向けられたプローブアンテナ１２を、フェーズドアレイ５の近傍に並列配置し、フェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との相互結合を測定することにより、各素子アンテナ４１〜４Ｎのそれぞれについて、各移相器３１〜３Ｎの振幅誤差および位相誤差を考慮したフェーズドアレイ５の基準合成電界の変化を測定することができる。
つまり、計算機１１は、素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１〜３Ｎの誤差電界を考慮した各素子アンテナ４１〜４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
このように、フェーズドアレイ５の近傍において、フェーズドアレイ５と同一方向に向けられたプローブアンテナ１２を設け、フェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との相互結合を測定することにより、前述と同様の作用効果を奏することができる。
実施の形態５．
なお、上記実施の形態３では、プローブアンテナ１２を遠方界領域よりも近い領域の有限距離Ｒ２に配置したが、さらにフェーズドアレイ５の近傍にプローブアンテナ１２を配置してもよい。
図７はフェーズドアレイ５の近傍界領域にプローブアンテナ１２を配置したこの発明の実施の形態５によるアンテナ測定装置を概略的に示すブロック構成図である。
図７において、前述（図４参照）と同様のものについては、同一符号を付して詳述を省略する。
また、この発明の実施の形態５による基本的な測定動作は、前述の実施の形態３と同様である。
この場合、前述と異なる点は、プローブアンテナ１２をフェーズドアレイ５に対して有限距離Ｒ２よりもさらに短い近傍界領域に配置したことのみである。
この場合も、計算機１１は、フェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との相対位置が変化させられたときに、フェーズドアレイ５の近傍界領域での分布を測定し、各素子アンテナ４１〜４Ｎのそれぞれについて、各移相器３１〜３Ｎの振幅誤差および位相誤差を考慮したフェーズドアレイアンテナの基準合成電界の変化を測定することができる。
つまり、計算機１１は、各素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１〜３Ｎの誤差電界を考慮した各素子アンテナ４１〜４Ｎの励振振幅および位相を、演算により推定することができる。
このように、フェーズドアレイ５に対向配置されたプローブアンテナ１２を、有限距離Ｒ２よりもさらに短い（フェーズドアレイ５に極めて近い）領域に配置し、フェーズドアレイ５とプローブアンテナ１２との相対位置を変化させるとともに、フェーズドアレイ５の近傍界分布を測定するにより、前述と同様の作用効果を奏することができる。
実施の形態６．
なお、上記実施の形態２〜５では、フェーズドアレイ５に対向配置された受信用のプローブアンテナ１２を、単一のアンテナで構成したが、複数のプローブ素子アンテナで構成してもよい。
図８はプローブアンテナとして複数のプローブ素子アンテナを用いたこの発明の実施の形態６によるアンテナ測定装置の要部のみを概略的に示すブロック構成図である。なお、図８に示されない構成は、たとえば図７に示した通りである。
図８において、６１、６２、６３、・・・、６ＭはＭ個のプローブ素子アンテナであり、並列構成のプローブアンテナを構成している。
７１、７２、７３、・・・、７ＭはＭ個の受信用移相器（以下、単に「移相器」と記す）であり、各プローブ素子アンテナ６１〜６Ｍに個別に接続されている。
１３は合成回路であり、移相器７１〜７Ｍを介してプローブ素子アンテナ６１〜６Ｍの出力端子に接続されている。
１４は合成回路１３の出力端子に接続された受信機であり、受信機１４の出力端子は計算機１１（図４〜図７参照）に接続されている。
この場合、プローブ素子アンテナ６１〜６Ｍは、それらの配列軸を水平軸として、フェーズドアレイ５（たとえば、図７参照）の開口前面に近接配置され、近傍界領域の測定に用いられるものとする。
また、移相器７１〜７Ｍは、移相器制御装置１により制御されるものとする。
すなわち、まず、公知（たとえば、特開昭６０−１３５７７４号公報参照）の制御方法を用いて、フェーズドアレイ５とプローブ素子アンテナ６１〜６Ｍとの相対位置を変化させるとともに、プローブ素子アンテナ６１〜６Ｍに接続された移相器７１〜７Ｍの設定位相を変化させる。
次に、計算機１１は、測定用のプローブ素子アンテナ６１〜６Ｍの位置におけるフェーズドアレイ５の近傍界分布を測定し、各素子アンテナ４１〜４Ｎのそれぞれについて、各移相器３１〜３Ｎの振幅誤差および位相誤差を考慮したフェーズドアレイ５の基準合成電界の変化を測定する。
つまり、前述と同様に、計算機１１は、各素子アンテナ４１〜４Ｎに接続されている移相器３１〜３Ｎの誤差電界を考慮した各素子アンテナ４１〜４Ｎの励振振幅および位相を、演算により推定することができる。
このように、複数個のプローブ素子アンテナ６１〜６Ｍを、それらの配列軸を水平軸としてフェーズドアレイ５の開口前面に配置し、近傍界領域の測定に用いることにより、前述と同様の作用効果を奏することができる。
なお、ここでは、プローブ素子アンテナ６１〜６Ｍ、移相器７１〜７Ｍおよび合成回路１３により構成される１組のユニットのみを配置したが、同構成のユニットを１次元（直線的）に複数組配置してもよく、または、２次元（平面的）に複数組配置してもよく、この場合も同様の作用効果を奏することは言うまでもない。Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram schematically showing an antenna measurement apparatus according to Embodiment 1 of the present invention, and shows a directional characteristic measurement state when receiving on the phased array side.
In FIG. 1, 1 is a phase shifter control device, 2 is a power distributor, 31 to 3N are N phase shifters connected in parallel to the power distributor 2, and 41 to 4N are phase shifters 31 to 3N. The element antennas are individually connected to each other.
Reference numeral 5 denotes a phased array, which includes a power distributor 2, phase shifters 31 to 3N, and element antennas 41 to 4N.
Reference numeral 6 denotes a counter antenna for directivity measurement, which is disposed to face the element antennas 41 to 4N. Reference numeral 7 denotes a transmitter connected to the counter antenna 6.
Reference numeral 8 denotes a receiver connected to the output terminal of the power distributor 2.
Reference numeral 9 denotes an amplitude / phase calculation circuit that functions as a first calculation means, and calculates the directivity (excitation amplitude and phase) of each of the element antennas 41 to 4N by using a reception signal input via the receiver 8. .
Reference numeral 10 denotes an error calculation circuit that functions as a second calculation means. The received signal input via the receiver 8 is used to detect the amplitude error and the phase error of each of the phase shifters 31 to 3N that occur when the phase changes. Calculate
Reference numeral 11 denotes a computer having an amplitude / phase calculation circuit 9 and an error calculation circuit 10, which receives a received signal from the receiver 8 and executes arithmetic processing, and controls the phase shifter control device 1.
The phase shifter control device 1 sequentially changes the set phase of the phase shifter of interest (for example, 3N) among the phase shifters 31 to 3N in the phased array 5 under the control of the computer 11. Then, control is performed so that the phases of the other phase shifters (31 to 3N-1) at this time are set to the same amount. Further, in the subsequent measurement processing, the control is repeatedly performed by sequentially setting the phase setting amount of the target phase shifter by setting the phase setting amount of the other phase shifters to be the same amount and variably setting them.
Further, the phase shifter control device 1 in FIG. 1 focuses on one element antenna, for example, the element antenna 4N, and other phase shifters 31 to 31 other than the phase shifter 3N connected to the element antenna 4N. All of 3N-1 are changed by the same phase amount to change the phase of the phase shifter 3N.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing the combined electric field vector of the phased array 5 according to Embodiment 1 of the present invention (corresponding to FIG. 10 described above), and shows a case where attention is paid to the element antenna 4N corresponding to the electric field vector in the circles. Show.
Also in this case, the radiation electric field of each of the element antennas 41 to 4N is represented by e1 to en, and the combined electric field is represented by eo.
In FIG. 2, four vector diagrams in each quadrant show changes of the phase shifters 31 to 3N at four measurement timings for convenience.
That is, in the first quadrant (first measurement timing), the phase shifters 31 to 3N-1 are set to initial values that are in a certain reference phase state (for example, the phases of all the phase shifters are 0 °). Then, the phase shifter 3N is phase-shifted in the range of 0 ° to 360 °.
Further, in the second quadrant (second measurement timing), the phase shifters 31 to 3N-1 are changed by the same phase amount from the phase state of the first quadrant, and the phase shifter 3N is changed from 0 ° to 360 °. Change the phase in the range of.
Similarly, in the third quadrant (third measurement timing) and the fourth quadrant (fourth measurement timing), the phase shifters 31 to 3N-1 are changed by the same phase amount, and the phase shifter 3N is changed. The phase is changed in the range of 0 ° to 360 °.
At this time, the phase change amount of the phase shifters 31 to 3N-1 and the phase change amount Δ of the phase shifter 3N at each measurement timing are set to the phase change amount corresponding to the phase change characteristic of each phase shifter.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a combined electric field vector of the error electric field calculated according to the first embodiment of the present invention, and shows an error electric field generated when the phase shifter (for example, 3N) of interest is changed. .
Next, the operation of the antenna measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 will be described with reference to FIGS.
Similarly to the above, each of the phase shifters 31 to 3N is set to a certain excitation phase state (for example, all phase shifters are in phase 0 °: hereinafter referred to as “initial state”), opposing the antenna 6 is assumed to have been placed in position P 1.
At this time, the received electric fields e 1 , e 2 ,..., En to the element antennas 41 to 4N are combined by the power distributor 2 and input to the receiver 8 as received signals and further input to the computer 11. Are processed.
First, the phase shifter control device 1 uses, for example, a known control method (see, for example, Japanese Patent Publication No. 3-38548) to set the set phase of the phase shifter 3N connected to the element antenna 4N of interest, for example, “ Change from 0 °.
Next, all the set phases of the phase shifters 31 to 3N-1 other than the phase shifter 3N are changed by the same phase amount, and the set phase of the target phase shifter 3N is changed from “0 °” again. Change it.
Thereafter, the above processing operation is repeatedly executed.
As a result, the combined electric field eo synthesized by the power distributor 2 is a phase change of the radiated electric fields e 1 to en −1 other than the element antenna 4N and a phase change Δ of the radiated electric field en of the element antenna 4N (see FIG. 2). It changes according to.
The receiver 8 in FIG. 1 measures the change in the amplitude A of the combined electric field eo, and the calculator 11 calculates the ratio p between the maximum value and the minimum value of the amplitude A and the phase change amount Δo that maximizes the amplitude A. And the error of each of the phase shifters 31 to 3N is estimated by arithmetic processing, and the amplitude and phase of each of the element antennas 41 to 4N are calculated.
Here, the difference from the control method described in the above Japanese Patent Publication No. 3-38548 is that the phase shifters 31 to 3N-1 connected to the element antennas 41 to 4N-1 other than the element antenna 4N of interest. Is changed by the same phase amount and received by changing the setting phase of the phase shifter 3N connected to the element antenna 4N of interest, and the combined electric field eo amplitude A is measured.
Next, the calculation operation of the amplitude error and the phase error of the phase shifters 31, 32,..., 3N connected to the element antennas 41 to 4N will be described.
Now, the phase of the phase shifter 3N connected to the n-th antenna element 4N is changed by delta j, the n-th antenna element 4N than other antenna elements 41 to 4n-1 of the phase alpha i Only change.
In this case, the real part a j and the imaginary part b j of the error field a j + jb j for delta j, a relational expression between the real part c i and the imaginary part d i of the error field c i + jd i for alpha i is less It is expressed as the following formula (1).
Figure 2004013644
In the above formula (1), the subscript i indicates a phase change variable that changes the phase by α i , and the subscript j indicates a phase change variable that changes the phase by Δ j .
Figure 2004013644
, D i are correction values.
Also, coefficients A ij , B ij , C ij , D ij , F ij are expressed as the following formulas (2) to (6).
Figure 2004013644
Figure 2004013644
However, the following formulas (7) and (8) hold.
Figure 2004013644
Here, E n and φ n are the amplitude and phase of the n-th element antenna 4N.
Figure 2004013644
It is.
Further, δα i is a correction value of the phase α i , and δΔ j is a correction value of the phase Δ j .
Figure 2004013644
From the above formulas (1) to (8), the error electric field a j + jb j of the phase shifter 3N of the n-th element antenna 4N has the correction values δa j and δb j and approximate values a j and b j . Can be obtained by converging to a constant value.
At the same time, the error electric fields c i + jd i of the phase shifters 31 to 3N−1 other than the n-th element antenna 4N are obtained by correcting the correction values δc i and δd i and the approximate values c i and d i . It can be obtained by repeated calculation.
In this way, the set phases of the phase shifters 31 to 3N-1 connected to the other element antennas 41 to 4N-1 other than the element antenna 4N to be noticed are changed by the same phase amount, and connected to the element antenna 4N to be noticed. The amplitude of the combined electric field is measured by changing the set phase of the phase shifter 3N.
As a result, the amplitude error and phase error of the phase shifters 31 to 3N connected to the element antennas 41 to 4N and the amplitude error and phase error of the combined electric field eo are taken into account. The excitation amplitude and phase of each element antenna 41 to 4N can be estimated with high accuracy in consideration of the error electric field of each phase shifter 31 to 3N connected to each element antenna.
That is, in the arithmetic processing based on the measurement result of the combined power change of the phased array antenna 5, when solving simultaneous linear equations related to the error electric field correction values of the phase shifters 31 to 3N, for example, the number of equations is larger than the number of unknowns. By obtaining the excitation amplitude and phase of each of the element antennas 41 to 4N in consideration of the error electric field of the phase shifters 31 to 3N connected to the element antennas 41 to 4N using an optimization method such as a least square method. Can be estimated.
In addition, although not particularly illustrated here, it is needless to say that each of the element antennas 41 to 4N may be configured by a sub-phased array antenna and has the same operational effects as described above.
Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, the directivity measurement when receiving on the phased array 5 side has been described. However, the directivity measurement may be applied when transmitting from the phased array 5 side.
FIG. 4 is a block diagram schematically showing an antenna measurement apparatus according to the second embodiment of the present invention applied when transmitting from the phased array 5 side.
4, the same components as those described above (see FIG. 1) are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
The basic measurement operation according to the second embodiment of the present invention is the same as that of the first embodiment except that the input direction of the received signal is different.
In this case, the power distributor 2 in the phased array 5 is connected to the transmitter 7, and the element antennas 41 to 4N function as transmission antennas.
Reference numeral 12 denotes a probe antenna disposed to face each of the element antennas 41 to 4N, and functions as a measurement opposing antenna.
A computer 11 is connected to the output terminal of the probe antenna 12 via the receiver 8.
R1 is the distance between the phased array 5 and the probe antenna 12, and corresponds to the far field region. That is, the probe antenna 12 is disposed in the far field region at a distance R1 from the phased array 5.
The distance R1 is set so as to satisfy the relationship of the following formula (9).
Figure 2004013644
However, in Expression (9), D is the antenna aperture diameter of the phased array 5, and λ is the wavelength of the transmission signal from the phased array 5.
In this way, the probe antenna 12 is arranged opposite to the far distance R1 of the phased array 5, and the operator changes the relative position between the phased array 5 and the probe antenna 12 within a range that satisfies the above equation (9).
At this time, the calculator 11 measures the far-field distribution of the phased array 5 using the received signal from the probe antenna 12 to thereby determine the amplitude of each of the phase shifters 31 to 3N for each of the element antennas 41 to 4N. It is possible to measure a change in the reference synthetic electric field of the phased array 5 at the finite distance R1 considering the error and the phase error.
That is, the calculator 11 can estimate the excitation amplitude and phase of each element antenna 41 to 4N in consideration of the error electric field of the phase shifters 31 to 3N connected to each element antenna 41 to 4N by calculation.
As described above, by providing the probe antenna 12 disposed opposite to the phased array 5 in the far field region and measuring the far field distribution of the phased array 5, the same effects as described above can be achieved.
Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, the probe antenna 12 is arranged in the far field region. However, the probe antenna 12 may be arranged at a finite distance closer to the far field.
FIG. 5 is a block diagram schematically showing an antenna measuring apparatus according to Embodiment 3 of the present invention in which the probe antenna 12 is arranged at a finite distance.
In FIG. 5, the same components as those described above (see FIG. 4) are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
The basic measurement operation according to Embodiment 3 of the present invention is the same as that of Embodiment 2 described above.
R2 is the distance between the phased array 5 and the probe antenna 12, and corresponds to a region closer to the far field region. That is, the probe antenna 12 is arranged in a region at a finite distance R2 (<R1) from the phased array 5.
The distance R2 is set so as to satisfy the relationship of the following formula (10).
Figure 2004013644
In this case, the probe antenna 12 is disposed so as to face the phased array 5 at a finite distance R2 closer to the far field region.
The relative position between the phased array 5 and the probe antenna 12 is changed within a range that satisfies the above formula (10).
At this time, the computer 11 measures the amplitude error and the phase error of each of the phase shifters 31 to 3N for each of the element antennas 41 to 4N by measuring the distribution of the phased array 5 at the finite distance R2 by the defocus method. It is possible to measure the change in the reference composite electric field of the phased array 5 at the considered finite distance R2.
That is, the calculator 11 can estimate the excitation amplitude and phase of each element antenna 41 to 4N in consideration of the error electric field of the phase shifters 31 to 3N connected to each element antenna 41 to 4N by calculation.
In this way, the probe antenna 12 disposed opposite to the phased array 5 is provided at a finite distance R2 in a region closer to the far field region, and the electric field distribution at the finite distance R2 of the phased array 5 is measured by the defocus method. Thus, the same operational effects as described above can be achieved.
Embodiment 4 FIG.
In the second and third embodiments, the probe antenna 12 is disposed opposite to the radial axis direction of the phased array 5 (element antennas 41 to 4N), but is directed in the same direction as the element antennas 41 to 4N of the phased array 5. Thus, the probe antennas 12 may be arranged to face each other in parallel.
FIG. 6 is a block diagram schematically showing an antenna measurement apparatus according to the fourth embodiment of the present invention in which the probe antenna 12 is disposed opposite to the phased array 5 in parallel.
In FIG. 6, the same components as those described above (see FIGS. 4 and 5) are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
The basic measurement operation according to the fourth embodiment of the present invention is the same as that of the second and third embodiments.
In this case, the only difference from the above is that the probe antenna 12 is directed in the same direction with respect to the phased array 5.
As described above, the probe antennas 12 oriented in the same direction with respect to the phased array 5 are arranged in parallel in the vicinity of the phased array 5 and the mutual coupling between the phased array 5 and the probe antenna 12 is measured. For each of the antennas 41 to 4N, it is possible to measure a change in the reference combined electric field of the phased array 5 in consideration of the amplitude error and the phase error of each of the phase shifters 31 to 3N.
That is, the calculator 11 can estimate the excitation amplitude and phase of each element antenna 41 to 4N in consideration of the error electric field of the phase shifters 31 to 3N connected to the element antennas 41 to 4N.
Thus, by providing the probe antenna 12 oriented in the same direction as the phased array 5 in the vicinity of the phased array 5, and measuring the mutual coupling between the phased array 5 and the probe antenna 12, the same effect as described above. Can be played.
Embodiment 5 FIG.
In the third embodiment, the probe antenna 12 is disposed at the finite distance R2 in the region closer to the far field region. However, the probe antenna 12 may be disposed in the vicinity of the phased array 5.
FIG. 7 is a block diagram schematically showing an antenna measurement apparatus according to Embodiment 5 of the present invention in which a probe antenna 12 is arranged in the near field region of the phased array 5.
In FIG. 7, the same components as those described above (see FIG. 4) are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.
The basic measurement operation according to the fifth embodiment of the present invention is the same as that of the third embodiment.
In this case, the only difference from the above is that the probe antenna 12 is arranged in the near field region shorter than the finite distance R2 with respect to the phased array 5.
Also in this case, the computer 11 measures the distribution in the near field region of the phased array 5 when the relative position between the phased array 5 and the probe antenna 12 is changed, and each of the element antennas 41 to 4N is measured. The change of the reference synthetic electric field of the phased array antenna in consideration of the amplitude error and the phase error of each of the phase shifters 31 to 3N can be measured.
That is, the calculator 11 can estimate the excitation amplitude and phase of each element antenna 41 to 4N in consideration of the error electric field of the phase shifters 31 to 3N connected to each element antenna 41 to 4N by calculation.
In this way, the probe antenna 12 disposed opposite to the phased array 5 is disposed in a region shorter than the finite distance R2 (very close to the phased array 5), and the relative position between the phased array 5 and the probe antenna 12 is changed. In addition, by measuring the near-field distribution of the phased array 5, the same effects as described above can be obtained.
Embodiment 6 FIG.
In the second to fifth embodiments, the reception probe antenna 12 disposed opposite to the phased array 5 is configured by a single antenna, but may be configured by a plurality of probe element antennas.
FIG. 8 is a block diagram schematically showing only the main part of an antenna measuring apparatus according to Embodiment 6 of the present invention using a plurality of probe element antennas as probe antennas. The configuration not shown in FIG. 8 is, for example, as shown in FIG.
In FIG. 8, 61, 62, 63,..., 6M are M probe element antennas, which constitute a probe antenna having a parallel configuration.
Reference numerals 71, 72, 73,..., 7M denote M reception phase shifters (hereinafter simply referred to as “phase shifters”), which are individually connected to the probe element antennas 61 to 6M.
Reference numeral 13 denotes a synthesis circuit, which is connected to output terminals of the probe element antennas 61 to 6M via phase shifters 71 to 7M.
Reference numeral 14 denotes a receiver connected to the output terminal of the synthesis circuit 13, and the output terminal of the receiver 14 is connected to the computer 11 (see FIGS. 4 to 7).
In this case, it is assumed that the probe element antennas 61 to 6M are disposed close to the front surface of the opening of the phased array 5 (see, for example, FIG. 7) with their arrangement axis as a horizontal axis, and are used for measurement of the near field region.
In addition, the phase shifters 71 to 7M are controlled by the phase shifter control device 1.
That is, first, the relative position between the phased array 5 and the probe element antennas 61 to 6M is changed and the probe element antennas 61 to 6M are changed using a known control method (see, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-135774). The set phase of the phase shifters 71 to 7M connected to is changed.
Next, the computer 11 measures the near-field distribution of the phased array 5 at the positions of the probe element antennas 61 to 6M for measurement, and the amplitude error of each of the phase shifters 31 to 3N for each of the element antennas 41 to 4N. Then, a change in the reference synthetic electric field of the phased array 5 in consideration of the phase error is measured.
That is, as described above, the computer 11 estimates the excitation amplitude and phase of each element antenna 41 to 4N in consideration of the error electric field of the phase shifters 31 to 3N connected to each element antenna 41 to 4N by calculation. can do.
As described above, the plurality of probe element antennas 61 to 6M are arranged in front of the opening of the phased array 5 with their arrangement axes as the horizontal axis, and are used for the measurement of the near field region, so that the same effect as described above can be obtained. Can play.
Here, only one set of units constituted by the probe element antennas 61 to 6M, the phase shifters 71 to 7M, and the synthesis circuit 13 is disposed, but a plurality of units having the same configuration are arranged in one dimension (linearly). It may be arranged, or a plurality of sets may be arranged two-dimensionally (planarly). In this case, it goes without saying that the same effect can be obtained.

産業上の利用の可能性Industrial applicability

この発明は、複数の素子アンテナに可変移相器を接続し、これら移相器の位相を制御して電子的にビーム走査または指向特性（放射パターン）成形を行うフェーズドアレイアンテナにおいて、着目する移相器の位相変化の際に生じる各移相器の振幅誤差および位相誤差を考慮し、高精度に各アンテナ素子の励振振幅および位相を測定することのできるアンテナ測定装置および方法として有用である。  The present invention relates to a phased array antenna in which variable phase shifters are connected to a plurality of element antennas, and the phase of these phase shifters is controlled to electronically perform beam scanning or directivity (radiation pattern) shaping. It is useful as an antenna measurement apparatus and method that can measure the excitation amplitude and phase of each antenna element with high accuracy in consideration of the amplitude error and phase error of each phase shifter that occur when the phase of the phase shifter changes.

Claims (14)

複数個の素子アンテナを有し、且つ前記各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、
前記フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、
前記対向アンテナに接続された送信機と、
前記フェーズドアレイアンテナに接続された受信機とを備え、
前記フェーズドアレイアンテナによる受信信号を用いて、前記フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定装置であって、
前記各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、前記着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器制御手段と、
前記着目する移相器の設定を変化させたときの前記フェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算手段と、
前記第１の演算手段による測定結果に基づいて、前記各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、前記各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段と
をさらに備えたことを特徴とするアンテナ測定装置。A phased array antenna having a plurality of element antennas and having a phase shifter connected to each of the element antennas;
An opposing antenna disposed opposite to the phased array antenna;
A transmitter connected to the opposing antenna;
A receiver connected to the phased array antenna;
An antenna measurement device that measures the amplitude and phase of the phased array antenna using a received signal from the phased array antenna,
Among the phase shifters, the phase shifter other than the phase shifter connected to the element antenna of interest is set to the same amount and the phase shifter connected to the element antenna of interest is set. Phase shifter control means for sequentially changing
First computing means for measuring a change in combined power of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed;
A second calculation for estimating the relative amplitude and the relative phase of the radiated electric field for each element antenna by estimating the amplitude error and the phase error of each phase shifter based on the measurement result by the first calculation means by calculation processing. And an antenna measuring apparatus. 複数個の素子アンテナを有し、且つ前記各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、
前記フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、
前記フェーズドアレイアンテナに接続された送信機と、
前記対向アンテナに接続された受信機とを備え、
前記対向アンテナによる受信信号を用いて、前記フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定装置であって、
前記各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、前記着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器制御手段と、
前記着目する移相器の設定を変化させたときの前記フェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算手段と、
前記第１の演算手段による測定結果に基づいて、前記各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、前記各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段と
をさらに備えたことを特徴とするアンテナ測定装置。A phased array antenna having a plurality of element antennas and having a phase shifter connected to each of the element antennas;
An opposing antenna disposed opposite to the phased array antenna;
A transmitter connected to the phased array antenna;
A receiver connected to the opposing antenna;
An antenna measurement device that measures the amplitude and phase of the phased array antenna using a signal received by the opposing antenna,
Among the phase shifters, the phase shifter other than the phase shifter connected to the element antenna of interest is set to the same amount and the phase shifter connected to the element antenna of interest is set. Phase shifter control means for sequentially changing
First computing means for measuring a change in combined power of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed;
A second calculation for estimating the relative amplitude and the relative phase of the radiated electric field for each element antenna by estimating the amplitude error and the phase error of each phase shifter based on the measurement result by the first calculation means by calculation processing. And an antenna measuring apparatus. 前記対向アンテナは、前記フェーズドアレイアンテナの遠方界領域に配置され、
前記第１および第２の演算手段は、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、前記フェーズドアレイアンテナの遠方界領域の空間的分布を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のアンテナ測定装置。The opposing antenna is disposed in a far field region of the phased array antenna;
The first and second calculation means measure the spatial distribution of the far-field region of the phased array antenna when the relative position between the phased array antenna and the counter antenna is changed. The antenna measurement apparatus according to claim 1, wherein directivity characteristics of the element antenna are obtained. 前記対向アンテナは、前記フェーズドアレイアンテナの有限距離に配置され、
前記第１および第２の演算手段は、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、前記フェーズドアレイアンテナの有限距離における空間的分布をデフォーカス法により測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のアンテナ測定装置。The opposing antenna is disposed at a finite distance of the phased array antenna,
The first and second calculation means measure the spatial distribution of the phased array antenna at a finite distance when the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna is changed by a defocus method. The antenna measurement apparatus according to claim 1, wherein directivity characteristics of each element antenna are obtained. 前記対向アンテナは、前記フェーズドアレイアンテナの近傍で前記フェーズドアレイアンテナに対して同一方向に並列配置され、
前記第１および第２の演算手段は、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相互結合を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のアンテナ測定装置。The opposing antenna is arranged in parallel in the same direction with respect to the phased array antenna in the vicinity of the phased array antenna,
The first and second arithmetic means obtain directivity characteristics of the respective element antennas by measuring mutual coupling between the phased array antenna and the counter antenna. The antenna measuring device according to any one of the above. 前記対向アンテナは、前記フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置され、
前記第１および第２の演算手段は、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のアンテナ測定装置。The opposing antenna is disposed in a near field region of the phased array antenna,
The first and second calculation means measure the spatial distribution of the near-field region of the phased array antenna when the relative position between the phased array antenna and the opposing antenna is changed, thereby The antenna measurement apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein an antenna directivity characteristic is obtained. 前記対向アンテナは、前記フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置されるとともに、１次元または２次元に複数個設けられ、
前記各対向アンテナに個別に接続された受信用移相器と、
前記受信用移相器を介して前記各対向アンテナの出力端子に接続された合成器と、
前記受信用移相器の設定を変化させる受信用移相器制御手段とを備え、
前記第１および第２の演算手段は、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させ、且つ前記受信用移相器の設定位相を変化させたときの、前記対向アンテナの位置における前記フェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項２に記載のアンテナ測定装置。The opposing antenna is disposed in the near field area of the phased array antenna and is provided in a plurality of one-dimensional or two-dimensional,
A receiving phase shifter individually connected to each of the opposing antennas;
A synthesizer connected to the output terminal of each opposing antenna via the receiving phase shifter;
Receiving phase shifter control means for changing the setting of the receiving phase shifter,
The first and second arithmetic means change the relative position between the phased array antenna and the counter antenna, and change the set phase of the reception phase shifter at the position of the counter antenna. The antenna measurement apparatus according to claim 2, wherein a directivity characteristic of each element antenna is obtained by measuring a spatial distribution of a near field region of the phased array antenna. 複数個の素子アンテナを有し、且つ前記各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、
前記フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、
前記対向アンテナに接続された送信機と、
前記フェーズドアレイアンテナに接続された受信機とを備え、
前記フェーズドアレイアンテナによる受信信号を用いて、前記フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定方法であって、
前記各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、前記着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器設定ステップと、
前記着目する移相器の設定を変化させたときの前記フェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算ステップと、
前記第１の演算ステップによる測定結果に基づいて、前記各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、前記各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算ステップとを含み、
前記他の移相器の位相を可変設定しながら前記移相器設定ステップを繰り返すことを特徴とするアンテナ測定方法。A phased array antenna having a plurality of element antennas and having a phase shifter connected to each of the element antennas;
An opposing antenna disposed opposite to the phased array antenna;
A transmitter connected to the opposing antenna;
A receiver connected to the phased array antenna;
An antenna measurement method for measuring the amplitude and phase of the phased array antenna using a received signal from the phased array antenna,
Among the phase shifters, the phase shifter other than the phase shifter connected to the element antenna of interest is set to the same amount and the phase shifter connected to the element antenna of interest is set. A phase shifter setting step for sequentially changing
A first calculation step of measuring a change in combined power of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed;
A second calculation for estimating the relative amplitude and the relative phase of the radiated electric field for each element antenna based on the measurement result of the first calculation step, estimating the amplitude error and phase error of each phase shifter by calculation processing. Including steps,
An antenna measurement method comprising repeating the phase shifter setting step while variably setting the phase of the other phase shifter. 複数個の素子アンテナを有し、且つ前記各素子アンテナに個別に移相器が接続されたフェーズドアレイアンテナと、
前記フェーズドアレイアンテナに対向配置された対向アンテナと、
前記フェーズドアレイアンテナに接続された送信機と、
前記対向アンテナに接続された受信機とを備え、
前記対向アンテナによる受信信号を用いて、前記フェーズドアレイアンテナの振幅および位相を測定するアンテナ測定方法であって、
前記各移相器のうち、着目する素子アンテナに接続された移相器以外の他の移相器の位相を同一量に設定するとともに、前記着目する素子アンテナに接続された移相器の設定を順次的に変化させる移相器設定ステップと、
前記着目する移相器の設定を変化させたときの前記フェーズドアレイアンテナの合成電力変化を測定する第１の演算ステップと、
前記第１の演算ステップによる測定結果に基づいて、前記各移相器の振幅誤差および位相誤差を演算処理により推定し、前記各素子アンテナについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算ステップとを含み、
前記他の移相器の位相を可変設定しながら前記移相器設定ステップを繰り返すことを特徴とするアンテナ測定方法。A phased array antenna having a plurality of element antennas and having a phase shifter connected to each of the element antennas;
An opposing antenna disposed opposite to the phased array antenna;
A transmitter connected to the phased array antenna;
A receiver connected to the opposing antenna;
An antenna measurement method for measuring an amplitude and a phase of the phased array antenna using a reception signal from the opposing antenna,
Among the phase shifters, the phase shifter other than the phase shifter connected to the element antenna of interest is set to the same amount and the phase shifter connected to the element antenna of interest is set. A phase shifter setting step for sequentially changing
A first calculation step of measuring a change in combined power of the phased array antenna when the setting of the phase shifter of interest is changed;
A second calculation for estimating the relative amplitude and the relative phase of the radiated electric field for each element antenna based on the measurement result of the first calculation step, estimating the amplitude error and phase error of each phase shifter by calculation processing. Including steps,
An antenna measurement method comprising repeating the phase shifter setting step while variably setting the phase of the other phase shifter. 前記対向アンテナを、前記フェーズドアレイアンテナの遠方界領域に配置し、
前記第１および第２の演算ステップにおいて、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、前記フェーズドアレイアンテナの遠方界領域の空間的分布を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項８または請求項９に記載のアンテナ測定方法。Placing the opposing antenna in the far field region of the phased array antenna;
In each of the first and second calculation steps, by measuring a spatial distribution of a far field region of the phased array antenna when the relative position between the phased array antenna and the counter antenna is changed, 10. The antenna measurement method according to claim 8, wherein directivity characteristics of the element antenna are obtained. 前記対向アンテナを、前記フェーズドアレイアンテナの有限距離に配置し、
前記第１および第２の演算ステップにおいて、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、前記フェーズドアレイアンテナの有限距離における空間的分布をデフォーカス法により測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項８から請求項１０までのいずれか１項に記載のアンテナ測定方法。Placing the opposing antenna at a finite distance of the phased array antenna;
In the first and second calculation steps, by measuring the spatial distribution of the phased array antenna at a finite distance when the relative position between the phased array antenna and the counter antenna is changed by a defocus method. The antenna measurement method according to claim 8, wherein directivity characteristics of each element antenna are obtained. 前記対向アンテナを、前記フェーズドアレイアンテナの近傍で前記フェーズドアレイアンテナに対して同一方向に並列配置し、
前記第１および第２の演算ステップにおいて、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相互結合を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項８から請求項１０までのいずれか１項に記載のアンテナ測定方法。The opposing antenna is arranged in parallel in the same direction with respect to the phased array antenna in the vicinity of the phased array antenna,
11. The directivity characteristics of each of the element antennas are obtained by measuring mutual coupling between the phased array antenna and the counter antenna in the first and second calculation steps. The antenna measurement method according to any one of the above. 前記対向アンテナを、前記フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置し、
前記第１および第２の演算ステップにおいて、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させたときの、フェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項８から請求項１０までのいずれか１項に記載のアンテナ測定方法。Placing the opposing antenna in the near field region of the phased array antenna;
In each of the first and second calculation steps, each element is measured by measuring a spatial distribution of a near-field region of the phased array antenna when the relative position between the phased array antenna and the counter antenna is changed. The antenna measurement method according to any one of claims 8 to 10, wherein a directivity characteristic of the antenna is obtained. 前記対向アンテナを、前記フェーズドアレイアンテナの近傍界領域に配置するとともに、１次元または２次元に複数個設け、
前記各対向アンテナに個別に受信用移相器を接続し、
前記受信用移相器を介して前記各対向アンテナの出力端子に合成器を接続し、
前記受信用移相器の設定を変化させる受信用移相器制御手段を設け、
前記第１および第２の演算ステップにおいて、前記フェーズドアレイアンテナと前記対向アンテナとの相対位置を変化させ、且つ前記対向アンテナに接続された移相器の設定位相を変化させたときの、前記対向アンテナの位置における前記フェーズドアレイアンテナの近傍界領域の空間的分布を測定することにより、前記各素子アンテナの指向特性を求めることを特徴とする請求項８に記載のアンテナ測定方法。The opposing antenna is arranged in the near field region of the phased array antenna and a plurality of one-dimensional or two-dimensional are provided,
A phase shifter for reception is individually connected to each of the opposed antennas,
A synthesizer is connected to the output terminal of each opposing antenna via the receiving phase shifter;
A receiving phase shifter control means for changing the setting of the receiving phase shifter;
In the first and second calculation steps, the opposite position when the relative position between the phased array antenna and the opposite antenna is changed and the set phase of the phase shifter connected to the opposite antenna is changed. 9. The antenna measurement method according to claim 8, wherein a directivity characteristic of each element antenna is obtained by measuring a spatial distribution of a near-field region of the phased array antenna at the antenna position.
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