技術分野
この発明は、ＷＣＤＭＡ方式などの通信方式に準拠する広帯域通信端末などにおいて、２つの電流モード間を切り替え可能なマイクロ波回路に関するものである。
背景技術
第１図は電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会（２００１年）予稿集ｐ．２８１〜２８３に記載された、ＣＤＭＡ方式に代表される広帯域通信端末に用いられる従来のマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、３１は高周波信号が印加される入力端子であり、３２は高周波信号が外部へと出力される出力端子であり、３３，３４はカスコード増幅器を構成する第１および第２の増幅用トランジスタであり、３５は第１および第２の増幅用トランジスタ３３，３４のベース端子へバイアスを供給するバイアス回路であり、３６は第３のモードでバイパス経路を接続して入力端子３１を介して入力された高周波信号をバイパスさせて出力端子３２を介して出力するように制御するとともに、第１のモードであるか第２のモードであるかに応じてバイアス回路３５を制御するＤＣ制御回路であり、３７はＤＣ制御回路３６からの制御信号に応じてオン、オフするスイッチであり、３８，３９はカスコード増幅器を安定化するために第２の増幅用トランジスタ３４のコレクタ端子から第１の増幅用トランジスタ３３のベース端子へＡＣ成分をフィードバックする、直列に接続された抵抗、コンデンサであり、４０は一端が第２の増幅用トランジスタ３４のベース端子に接続され他端が接地された直流成分カット用のコンデンサである。
次に動作について説明する。
第１図に示す従来のマイクロ波回路では、カスコード増幅器が、入力端子３１を介して第１の増幅用トランジスタ３３のベース端子に入力された高周波信号を第１および第２の増幅用トランジスタ３３，３４により増幅した後、第２の増幅用トランジスタ３４のコレクタ端子に接続された出力端子３２を介して出力する。
この従来のマイクロ波回路は、高利得で高電流の第１のモードと、高利得で低電流の第２のモードと、低利得の第３のモードとを有している。ＤＣ制御回路３６は、第１のモードまたは第２のモードでは、制御信号を非アクティブにしてスイッチ３７をオフにするとともに、第１のモードであるかまたは第２のモードであるかに応じて第１および第２の増幅用トランジスタ３３，３４のベース端子へ供給するバイアスの調整を行い、カスコード増幅器のバイアス電流を変化させる。すなわち、マイクロ波回路は、ＤＣ制御回路３６によりカスコード増幅器のバイアスポイントを変化させることにより、高利得で高電流の第１のモードと高利得で低電流の第２のモードとの間で切り替えを行うことができる。他方、ＤＣ制御回路３６は、第３のモードでは、制御信号をアクティブにしてスイッチ３７をオンしてバイパス経路を接続するので、入力端子３１を介して入力された高周波信号はカスコード増幅器をバイパスして出力端子３２を介して出力する。
従来のマイクロ波回路は以上のように構成されているので、カスコード増幅器のバイアスポイントを変化させることで高利得で高電流の第１のモードと高利得で低電流の第２のモードとの間で切り替えを行うことができるが、バイアスポイントを変化させるので第１および第２のモードの切り替え時に利得を一定に維持できないという課題があった。特に、ＷＣＤＭＡ方式などの通信方式では、同時双方向通信（デュープレクス通信）を実現するために、使用する周波数帯域を分離するＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）と同一周波数帯域を時間で分離するＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）の２つの方式があるが、ＦＤＤでは送受信が同時に行われるので、基地局との距離によっては送信波が受信に影響を与えてしまい、例えば、基地局との距離が遠い場合には送信波のレベルに比べて受信波のレベルは小さいので、受信波の増幅回路において電流を大きくしなければ歪特性などの特性をスペックどおりに維持することができないという課題がある。したがって、送信波がある場合には電流を大きくして歪特性などの特性を維持し、逆に送信波が無く受信のみの場合には利得を維持しつつ増幅回路の電流を低下させることにより効率を向上させることが好ましい。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、送信時であるか否かに応じて、同等な利得を有するが異なるバイアス電流のトランジスタをそれぞれ備えた２つの増幅回路を切り替えて使用することにより、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替え可能なマイクロ波回路を得ることを目的とする。
発明の開示
この発明に係るマイクロ波回路は、高周波信号が印加されるベース端子を有し、エミッタ接地増幅器として動作する第１のトランジスタを含み、第１の電流モードでアクティブである第１の増幅回路と、第１のトランジスタのベース端子に接続されており高周波信号が印加されるベース端子と第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子とを有し、エミッタ接地増幅器として動作する第２のトランジスタを含み、第２の電流モードでアクティブである、第１の増幅回路と実質的に同等の利得を有する第２の増幅回路とを備えたものである。
このことによって、利得を変化させることなく低電流の第１の電流モードと高電流の第２の電流モードとの間を切り替えることができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が第１の電流モードのみでアクティブであり、第２の増幅回路が第２の電流モードのみでアクティブであるものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が第１の電流モードおよび第２の電流モードでアクティブであり、第２の増幅回路が第２の電流モードのみでアクティブであるものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が、第１のトランジスタのエミッタ端子とグランド間に接続され、印加される制御信号に応じて第１のトランジスタのエミッタ端子とグランド間を接続するか切断するスイッチを備えており、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのエミッタ端子とグランドの間に接続され、印加される制御信号に応じて第２のトランジスタのエミッタ端子とグランド間を接続するか切断するスイッチを備えているものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方は、当該増幅回路に含まれるスイッチに並列に接続されたコンデンサを含むものである。
このことによって、スイッチがオンした場合には、コンデンサは高周波成分を通過させるので、第１または第２のトランジスタのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方は、当該増幅回路に含まれるトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子間に接続された抵抗を含むものである。
このことによって、抵抗が第１または第２のトランジスタのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路の第１のトランジスタのエミッタ端子はグランドに接続されており、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのエミッタ端子とグランドの間に接続され、印加される制御信号に応じて第２のトランジスタのエミッタ端子とグランド間を接続するか切断するスイッチを備えているものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第２の増幅回路が、スイッチに並列に接続されたコンデンサを含むものである。
このことによって、スイッチがオンした場合には、コンデンサは高周波成分を通過させるので、第２のトランジスタのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子間に接続された抵抗を含むものである。
このことによって、抵抗が第２のトランジスタのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が、第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する第１の電界効果トランジスタを備え、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する第２の電界効果トランジスタを備えたものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方が、当該増幅回路に含まれるトランジスタのベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１または第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が、第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第３のトランジスタを備え、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第４のトランジスタを備えたものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方が、当該増幅回路に含まれるトランジスタのベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１または第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路が、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する電界効果トランジスタを共有するものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１および第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路が、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第３のトランジスタを共有するものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１および第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
発明を実施するための最良の形態
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の実施について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
第２図はこの発明の実施の形態１によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１は高周波信号が印加される入力端子であり、２は高周波信号が外部へと出力される出力端子であり、３ａはベース端子に入力端子１を介して印加される高周波信号を所定の利得で増幅するエミッタ接地増幅器として動作する第１の増幅用の接合型バイポーラトランジスタ（以下トランジスタと略す）であり、４ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子に接続されたドレイン端子と接地されたソース端子とを有し、ゲート端子が接続された第１の制御端子２０ａに印加される第１の制御信号に応じてオン、オフする、第１のスイッチとして設けられた第１の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、３ｂは第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子に接続されたベース端子と第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子とを有し、ベース端子に印加される高周波信号を所定の利得で増幅するエミッタ接地増幅器として動作する第２の増幅用トランジスタであり、４ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたドレイン端子と接地されたソース端子とを有し、ゲート端子が接続された第２の制御端子２０ｂに印加される第２の制御信号に応じてオン、オフする、第２のスイッチとして設けられた第２の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。すなわち、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂは、それらのベース端子同士が互いに接続されており、それらのコレクタ端子同士が互いに接続されている。
また、５は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子へバイアスを供給するバイアス回路であり、６ａは入力端子１に接続される外部回路とマイクロ波回路とのインピーダンス整合を行う第１の整合回路であり、６ｂは出力端子２に接続される外部回路とマイクロ波回路とのインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。なお、この実施の形態１では、第１の増幅手段は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａと第１のＦＥＴ４ａとを含んでおり、第２の増幅手段は、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂと第２のＦＥＴ４ｂとを含んでいる。
この発明の実施の形態１によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得が同等になるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約５ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態１によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな第１の制御信号が第１の制御端子２０ａを介して第１のＦＥＴ４ａのゲート端子に印加されており、この結果、第１のＦＥＴ４ａはオン状態となっている。これにより、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第１のＦＥＴ４ａがオン状態の場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａは、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、第２のＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな第２の制御信号が第２の制御端子２０ｂを介して第２のＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されており、この結果、第２のＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第２のＦＥＴ４ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第２の増幅用トランジスタ３ｂは、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第２の電流モードでは、第１のＦＥＴ４ａはオフ状態となっており、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第１の増幅用トランジスタ３ａは増幅器として動作しない。
以上のように、この実施の形態１によれば、マイクロ波回路は、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態１によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態１には多くの変形例があり得る。一変形例では、第１の電流モードにおいて第１の増幅用トランジスタ３ａのみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがアクティブとなるように構成される。この変形例では、第１の増幅用トランジスタ３ａはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約２ｍＡになるように構成される。したがって、第１の電流モードでは第１の増幅用トランジスタ３ａの直流バイアス電流に相当する約３ｍＡの電流が流れ、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの直流バイアス電流の和に相当する約５ｍＡの電流が流れる。上記説明から明らかなように、この実施の形態１によるマイクロ波回路は３つの電流モード間で切り替え可能に構成され得る。すなわち、第１の電流モードにおいて第１の増幅用トランジスタ３ａのみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第２の増幅用トランジスタ３ｂのみがアクティブとなり、第３の電流モードにおいて第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがアクティブとなるように構成される。
第３図はこの実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７ａは第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間に並列に接続された第１の直流成分カット用のコンデンサであり、７ｂは第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された第２の直流成分カット用のコンデンサである。第２図の上記実施の形態１では、第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続されたコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。なお、必ずしも第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂに並列に直流成分カット用のコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのいずれか一方のみに並列に直流成分カット用のコンデンサを設けるようにしてもよい。
第４図はこの実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、８ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子−エミッタ端子間に接続された第１の抵抗であり、８ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に接続された第２の抵抗である。第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、第３図の変形例と同様に、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続されたコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。一方、第１のＦＥＴ４ａがオフ状態に切り替えられた場合には、第２図および第３図に示すマイクロ波回路では、第１のＦＥＴ４ａは等価的に容量となり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子の電位が不定（フローティング）となってしまい、その結果、第１の増幅用トランジスタ３ａが完全にオフしないなどマイクロ波回路が誤動作する可能性がある。これに対して、この変形例では、第１のＦＥＴ４ａがオフ状態に切り替えられた場合に、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子−エミッタ端子間に挿入された第１の抵抗８ａが第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる。
他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。一方、第２のＦＥＴ４ｂがオフ状態に切り替えられた場合、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に挿入された第２の抵抗８ｂが第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子の電位を一定に維持する。この結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂは完全にオフ状態となりマイクロ波回路が誤動作することを防止することができる。
なお、必ずしも第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に抵抗をそれぞれ設ける必要はなく、第５図に示すように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間のみに抵抗を設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子−エミッタ端子間のみに抵抗を設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
また、上記説明から明らかなように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子にそれぞれ接続された第１および第２のスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
実施の形態２．
第６図はこの発明の実施の形態２によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第２図と同一の符号は上記実施の形態１によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。
第６図と第２図との比較からわかるように、この実施の形態２によるマイクロ波回路では、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されており、第１のＦＥＴ４ａが省略されている。なお、この実施の形態２では、第１の増幅手段は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａを含んでおり、第２の増幅手段は、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとＦＥＴ４ｂとを含んでいる。
上記実施の形態１と同様に、この発明の実施の形態２によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得が同等になるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。但し、上記実施の形態１の場合と異なり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されているので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、実施の形態２によるマイクロ波回路は第１および第２の電流モード間で切り替えられることになる。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約２ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態２によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな制御信号は制御端子２０ｂには印加されておらず、したがって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブでありエミッタ接地増幅器として動作しない。他方、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いている。したがって、第１の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａは、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな制御信号が制御端子２０ｂを介してＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されており、この結果、ＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、ＦＥＴ４ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂもアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作する。他方、上記したように、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いている。したがって、第２の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流との和に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂはともに、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号をそれぞれの所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
以上のように、この実施の形態２によれば、マイクロ波回路は、ＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態２によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態２には多くの変形例があり得る。第７図はこの実施の形態２の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に並列に接続された直流成分カット用のコンデンサである。ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、ＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
第８図はこの実施の形態２の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、８は第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に接続された抵抗である。ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、第７図の変形例と同様に、ＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。一方、ＦＥＴ４ｂがオフ状態に切り替えられた場合には、第６図および第７図に示すマイクロ波回路では、ＦＥＴ４ｂは等価的に容量となり、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子の電位が不定（フローティング）となってしまい、その結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂが完全にオフしないなどマイクロ波回路が誤動作する可能性がある。これに対して、この変形例では、ＦＥＴ４ｂがオフ状態に切り替えられた場合に、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に挿入された抵抗８が第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる。
また、上記説明から明らかなように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
実施の形態３．
第９図はこの発明の実施の形態３によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第２図と同一の符号は上記実施の形態１によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。また、第９図において、９ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたソース端子と、第３の制御端子２１ａに接続されたゲート端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたドレイン端子とを有する第３のＦＥＴであり、９ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続されたソース端子と、第４の制御端子２１ｂに接続されたゲート端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたドレイン端子とを有する第４のＦＥＴであり、１０ａは一端が第３のＦＥＴ９ａのゲート端子に接続され他端が接地された直流成分カット用のコンデンサであり、１０ｂは一端が第４のＦＥＴ９ｂのゲート端子に接続され他端が接地された直流成分カット用のコンデンサである。
第９図から明らかなように、この発明の実施の形態３によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続された第４のＦＥＴ９ｂとを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。この結果、この実施の形態３によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態１，２と同様に、この実施の形態３によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が等しくなるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。この際、好ましくは、第３および第４のＦＥＴ９ａ，９ｂの利得は等しくなるように設定される。そして、例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約５ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態３によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな第１の制御信号が第１の制御端子２０ａを介して第１のＦＥＴ４ａのゲート端子に印加されるとともに、アクティブな第３の制御信号が第３の制御端子２１ａを介して第３のＦＥＴ９ａのゲート端子に印加される。この結果、第１のＦＥＴ４ａおよび第３のＦＥＴ９ａはオン状態となっている。これにより、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第１および第３のＦＥＴ４ａ，９ａがオン状態の場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第１のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａと第３のＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第３のＦＥＴ９ａのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、第２および第４のＦＥＴ４ｂ，９ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな第２の制御信号が第２の制御端子２０ｂを介して第２のＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されるとともに、アクティブな第４の制御信号が第４の制御端子２１ｂを介して第４のＦＥＴ９ｂのゲート端子に印加される。この結果、第２のＦＥＴ４ｂおよび第４のＦＥＴ９ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第２および第４のＦＥＴ４ｂ，９ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第３の増幅用トランジスタ３ｂと第４のＦＥＴ９ｂとを含む第２のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第４のＦＥＴ９ｂのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第２の電流モードでは、第１および第３のＦＥＴ４ａ，９ａはオフ状態となっており、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第１の増幅用トランジスタ３ａは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第２の電流モードでは第１のカスコード増幅器は動作しない。
以上のように、この実施の形態３によれば、マイクロ波回路は、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのオン／オフと同期して、第３および第４のＦＥＴ９ａ，９ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態３によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態３には多くの変形例があり得る。一変形例では、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。この変形例では、第１の増幅用トランジスタ３ａはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約２ｍＡになるように構成される。したがって、第１の電流モードでは第１の増幅用トランジスタ３ａの直流バイアス電流に相当する約３ｍＡの電流が流れ、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの直流バイアス電流の和に相当する約５ｍＡの電流が流れる。上記説明から明らかなように、この実施の形態３によるマイクロ波回路は３つの電流モード間で切り替え可能に構成され得る。すなわち、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第２のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第３の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。
第１０図はこの実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１１ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ａに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタであり、１１ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ｂに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第４の増幅用トランジスタである。この変形例では、第１０図に示すように、第１のカスコード増幅器が第３のＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器が第４のＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えている。したがって、第１のＦＥＴ４ａがオン状態になると、第１のカスコード増幅器では、第１の増幅用トランジスタ３ａがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１１ａがアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。同様に、第２のＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第４の増幅用トランジスタ１１ｂがアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。
第１１図はこの実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７ａは第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、７ｂは第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサである。第９図の上記実施の形態３では、第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続されたコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。なお、必ずしも第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのソース端子−ドレイン端子間に並列にコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１３図に示すように、第２のＦＥＴ４ｂのソース端子−ドレイン端子間のみに並列にコンデンサを設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第１のＦＥＴ４ａのソース端子−ドレイン端子間のみに並列にコンデンサを設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
第１２図はこの実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１２ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために抵抗１２ａの他端に接続された一端と第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサであり、１２ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために抵抗１２ｂの他端に接続された一端と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ａおよびコンデンサ１３ａは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１の増幅用トランジスタ３ａが高周波で発振することを防止し、第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化する。この結果、第１の増幅用トランジスタ３ａの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。同様に、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ｂおよびコンデンサ１３ｂは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第２の増幅用トランジスタ３ｂが高周波で発振することを防止し、第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化する。この結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。なお、必ずしも第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子−コレクタ端子間に安定化のための直列の抵抗およびコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１３図に示すように、第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
既に実施の形態１および２で述べたように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子にそれぞれ接続された第１および第２のスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１０ａ，１０ｂは別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第１１図から第１３図に示した変形例では、第１０図に示したように、第１のカスコード増幅器は第３のＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器は第４のＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えていてもよい。
実施の形態４．
第１４図はこの発明の実施の形態４によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第９図と同一の符号は上記実施の形態３によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。
第１４図と第９図との比較からわかるように、この実施の形態４によるマイクロ波回路では、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されており、第１のＦＥＴ４ａが省略されている。
上記実施の形態３と同様に、この発明の実施の形態４によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続された第４のＦＥＴ９ｂとを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。この結果、この実施の形態４によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態３と同様に、この実施の形態４によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が等しくなるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。この際、好ましくは、第３および第４のＦＥＴ９ａ，９ｂの利得は等しくなるように設定される。但し、上記実施の形態３の場合と異なり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されているので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、実施の形態４によるマイクロ波回路は第１および第２の電流モード間で切り替えられることになる。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約２ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態４によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな制御信号は制御端子２０ｂ，２１ｂには印加されておらず、したがって、ＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブでありエミッタ接地増幅器として動作しない。ＦＥＴ９ｂもオフ状態であるので、第２のカスコード増幅器は非アクティブである。他方、アクティブな制御信号が制御端子２１ａを介してＦＥＴ９ａのゲート端子に印加されているので、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いており、第１のカスコード増幅器はアクティブである。したがって、第１の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａとＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。
増幅された高周波信号は、ＦＥＴ９ａのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、ＦＥＴ４ｂ，９ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな制御信号が制御端子２０ｂを介してＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されるとともに、アクティブな制御信号が制御端子２１ｂを介してＦＥＴ９ｂのゲート端子に印加される。この結果、これらのＦＥＴ４ｂ，９ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、ＦＥＴ４ｂ，９ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂもアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。他方、第２の電流モードにおいても、アクティブな制御信号が制御端子２１ａを介してＦＥＴ９ａのゲート端子に印加されているので、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いており、第１のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。したがって、第２の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流との和に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第１および第２のカスコード増幅器はともに、第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力された高周波信号をそれぞれの所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、ＦＥＴ９ａ，９ｂのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
以上のように、この実施の形態４によれば、マイクロ波回路は、ＦＥＴ４ｂのオン／オフと同期して、第１および第２のカスコード増幅器の２段目として設けられたＦＥＴ９ａ，９ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態４によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態４には多くの変形例があり得る。第１５図はこの実施の形態４の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１１ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ａに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタであり、１１ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ｂに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第４の増幅用トランジスタである。この変形例によるマイクロ波回路では、第１５図に示すように、第１のカスコード増幅器がＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器がＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えている。したがって、第１のカスコード増幅器は常にアクティブであり、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作し、第３の増幅用トランジスタ１１ａはベース接地増幅器として動作している。一方、ＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し、第４の増幅用トランジスタ１１ｂはベース接地増幅器として動作する。
第１６図はこの実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサである。第１４図の上記実施の形態４では、ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、ＦＥＴ４ｂと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
第１７図はこの実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１２ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために抵抗１２ａの他端に接続された一端と第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサであり、１２ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために抵抗１２ｂの他端に接続された一端と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ａおよびコンデンサ１３ａは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１の増幅用トランジスタ３ａが高周波で発振することを防止し、第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化する。この結果、第１の増幅用トランジスタ３ａの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。同様に、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ｂおよびコンデンサ１３ｂは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第２の増幅用トランジスタ３ｂが高周波で発振することを防止し、第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化する。この結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。なお、必ずしも第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子−コレクタ端子間に安定化のための直列の抵抗およびコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１８図に示すように、第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
既に述べたように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１０ａ，１０ｂは別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第１６図から第１８図に示した変形例では、第１５図に示したように、第１のカスコード増幅器はＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器はＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えていてもよい。
実施の形態５．
第１９図はこの発明の実施の形態５によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第２図と同一の符号は上記実施の形態１によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。第１９図において、１４は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子に接続されたソース端子と、直流成分カット用のコンデンサ１５を介して接地されたゲート端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたドレイン端子とを有する第３のＦＥＴである。
第１９図から明らかなように、この発明の実施の形態５によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。すなわち、第１および第２のカスコード増幅器は、第３のＦＥＴ１４を共有する。この結果、この実施の形態５によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態１〜４と同様に、この実施の形態５によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が同等になるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約５ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
第１の電流モードでは、アクティブな第１の制御信号が第１の制御端子２０ａを介して第１のＦＥＴ４ａのゲート端子に印加される。この結果、第１のＦＥＴ４ａはオン状態となっている。これにより、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第１の増幅用トランジスタ３ａがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第１の増幅用トランジスタ３ａと第３のＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａと第３のＦＥＴ１４を含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第３のＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、第２のＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな第２の制御信号が第２の制御端子２０ｂを介して第２のＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加される。この結果、第２のＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２の増幅用トランジスタ３ｂと第３のＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第３の増幅用トランジスタ３ｂと第３のＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第３のＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第２の電流モードでは、第１ＦＥＴ４ａはオフ状態となっており、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第１の増幅用トランジスタ３ａは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第２の電流モードでは第１のカスコード増幅器は動作しない。
以上のように、この実施の形態５によれば、マイクロ波回路は、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態５によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化されるうえに、第１および第２のカスコード増幅器が第３のＦＥＴ１４を共用しているので、上記実施の形態３，４に比べてさらに小型化される。
この実施の形態５には多くの変形例があり得る。一変形例では、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。この変形例では、第１の増幅用トランジスタ３ａはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約２ｍＡになるように構成される。したがって、第１の電流モードでは第１の増幅用トランジスタ３ａの直流バイアス電流に相当する約３ｍＡの電流が流れ、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの直流バイアス電流の和に相当する約５ｍＡの電流が流れる。上記説明から明らかなように、この実施の形態５によるマイクロ波回路は３つの電流モード間で切り替え可能に構成され得る。すなわち、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第２のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第３の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。
第２０図はこの実施の形態５の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１６は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１５に接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタである。この変形例では、第２０図に示すように、第１および第２のカスコード増幅器が、第３のＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用している。したがって、第１のＦＥＴ４ａがオン状態になると、第１のカスコード増幅器では、第１の増幅用トランジスタ３ａがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６がアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。同様に、第２のＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６がアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。
第２１図はこの実施の形態５の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７ａは第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、７ｂは第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、１２は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために第１および第２の増幅用トランジスタ３ａの共通に接続されたベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために抵抗１２の他端に接続された一端と第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの共通に接続されたコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第１９図の上記実施の形態５では、第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
なお、必ずしも第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのソース端子−ドレイン端子間に並列にコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１または第２のＦＥＴ４ａまたは４ｂのソース端子−ドレイン端子間のみに並列にコンデンサを設けるようにしてもよい。
第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２およびコンデンサ１３は、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂが高周波で発振することを防止し、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化する。この結果、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。
既に実施の形態１および２で述べたように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子にそれぞれ接続された第１および第２のスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１５は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第２１図に示した変形例では、第２０図に示したように、第１および第２のカスコード増幅器は、ＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用していてもよい。
実施の形態６．
第２２図はこの発明の実施の形態６によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第１９図と同一の符号は上記実施の形態５によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。
第２２図と第１９図との比較からわかるように、この実施の形態６によるマイクロ波回路では、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されており、第１のＦＥＴ４ａが省略されている。
上記実施の形態５と同様に、この発明の実施の形態６によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続されたＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続されたＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。すなわち、第１および第２のカスコード増幅器は、ＦＥＴ１４を共有する。この結果、この実施の形態６によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態５と同様に、この実施の形態６によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が等しくなるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。但し、上記実施の形態５の場合と異なり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されているので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、実施の形態６によるマイクロ波回路は第１および第２の電流モード間で切り替えられることになる。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約２ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
第１の電流モードでは、アクティブな制御信号は制御端子２０ｂに印加されておらず、したがって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブでありエミッタ接地増幅器として動作しない。他方、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いている。したがって、第１の電流モードでは、常にアクティブな第１の増幅用トランジスタ３ａがエミッタ接地増幅器として働き、第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａとＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、ＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、ＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな制御信号が制御端子２０ｂを介してＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加される。この結果、ＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、ＦＥＴ４ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂもアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。他方、上記したように、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働き、第１のカスコード増幅器は常にアクティブである。したがって、第２の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流との和に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第１および第２のカスコード増幅器はともに、第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力された高周波信号をそれぞれの所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、ＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
以上のように、この実施の形態６によれば、マイクロ波回路は、ＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態６によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化されるうえに、第１および第２のカスコード増幅器がＦＥＴ１４を共用しているので、上記実施の形態３，４に比べてさらに小型化される。
この実施の形態６には多くの変形例があり得る。第２３図はこの実施の形態５の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１６は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１５に接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタである。この変形例では、第２３図に示すように、第１および第２のカスコード増幅器が、ＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用している。したがって、第１の増幅用トランジスタ３ａが常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６も常にアクティブでありベース接地増幅器として動作する。すなわち、第１のカスコード増幅器は常にアクティブである。第２のＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６がアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。
第２４図はこの実施の形態６の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、１２は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために第１および第２の増幅用トランジスタ３ａの共通に接続されたベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために抵抗１２の他端に接続された一端と第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの共通に接続されたコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第２２図の上記実施の形態６では、ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、ＦＥＴ４ｂと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２およびコンデンサ１３は、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂが高周波で発振することを防止し、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化する。この結果、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。
既に述べたように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１５は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第２４図に示した変形例では、第２３図に示したように、第１および第２のカスコード増幅器は、ＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用していてもよい。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係るマイクロ波回路は、ＷＣＤＭＡ方式などの通信方式に準拠する広帯域通信端末などにおいて、利得を変化させることなく低電流の第１の電流モードと高電流の第２の電流モードとの間を切り替えるのに適している。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２図はこの発明の実施の形態１によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第３図はこの発明の実施の形態１の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第４図はこの発明の実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第５図はこの発明の実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第６図はこの発明の実施の形態２によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第７図はこの発明の実施の形態２の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第８図はこの発明の実施の形態２の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第９図はこの発明の実施の形態３によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１０図はこの発明の実施の形態３の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１１図はこの発明の実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１２図はこの発明の実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１３図はこの発明の実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１４図はこの発明の実施の形態４によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１５図はこの発明の実施の形態４の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１６図はこの発明の実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１７図はこの発明の実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１８図はこの発明の実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１９図はこの発明の実施の形態５によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２０図はこの発明の実施の形態５の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２１図はこの発明の実施の形態５の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２２図はこの発明の実施の形態６によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２３図はこの発明の実施の形態６の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２４図はこの発明の実施の形態６の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。Technical field
The present invention relates to a microwave circuit capable of switching between two current modes in a broadband communication terminal or the like conforming to a communication method such as a WCDMA method.
Background art
Figure 1 shows the proceedings of the IEICE Electronics Society Conference (2001). FIG. 28 is a schematic circuit diagram illustrating a configuration of a conventional microwave circuit described in reference numerals 281 to 283 and used for a broadband communication terminal represented by a CDMA system. In the figure, 31 is an input terminal to which a high frequency signal is applied, 32 is an output terminal from which the high frequency signal is output to the outside, and 33 and 34 are first and second amplifying transistors constituting a cascode amplifier. 35 is a bias circuit for supplying a bias to the base terminals of the first and second amplifying transistors 33 and 34, and 36 is connected via the input terminal 31 by connecting a bypass path in the third mode. This is a DC control circuit that controls the bias circuit 35 according to whether it is the first mode or the second mode, while controlling the bypassed high-frequency signal to be output through the output terminal 32. , 37 are switches that are turned on and off in response to a control signal from the DC control circuit 36, and 38, 39 are second amplifying switches for stabilizing the cascode amplifier. A resistor and a capacitor connected in series feed back an AC component from the collector terminal of the transistor 34 to the base terminal of the first amplifying transistor 33. One end is connected to the base terminal of the second amplifying transistor 34. The other end is a DC component cutting capacitor grounded.
Next, the operation will be described.
In the conventional microwave circuit shown in FIG. 1, the cascode amplifier converts the high frequency signal input to the base terminal of the first amplifying transistor 33 via the input terminal 31 into the first and second amplifying transistors 33, After being amplified by 34, the signal is output through an output terminal 32 connected to the collector terminal of the second amplifying transistor 34.
This conventional microwave circuit has a first mode of high gain and high current, a second mode of high gain and low current, and a third mode of low gain. In the first mode or the second mode, the DC control circuit 36 deactivates the control signal to turn off the switch 37, and depending on whether the mode is the first mode or the second mode. The bias supplied to the base terminals of the first and second amplifying transistors 33 and 34 is adjusted to change the bias current of the cascode amplifier. That is, the microwave circuit switches between the first mode of high gain and high current and the second mode of high gain and low current by changing the bias point of the cascode amplifier by the DC control circuit 36. It can be carried out. On the other hand, in the third mode, the DC control circuit 36 activates the control signal and turns on the switch 37 to connect the bypass path, so that the high-frequency signal input via the input terminal 31 bypasses the cascode amplifier. And output through the output terminal 32.
Since the conventional microwave circuit is configured as described above, changing the bias point of the cascode amplifier between the first mode of high gain and high current and the second mode of high gain and low current. However, since the bias point is changed, there is a problem that the gain cannot be kept constant when the first and second modes are switched. In particular, in a communication method such as the WCDMA method, in order to realize simultaneous bidirectional communication (duplex communication), a TDD (Time Division Divide) that separates a frequency band to be used and a FDD (Frequency Division Duplex) that separates the frequency band to be used in time. There are two methods (Division Duplex), but since transmission and reception are performed simultaneously in FDD, the transmission wave affects reception depending on the distance from the base station. For example, when the distance from the base station is far Since the level of the received wave is lower than the level of the transmitted wave, there is a problem that characteristics such as distortion characteristics cannot be maintained as specified unless the current is increased in the received wave amplifier circuit. Therefore, when there is a transmission wave, the current is increased to maintain characteristics such as distortion characteristics. Conversely, when there is no transmission wave and only reception is performed, the gain is maintained and the current of the amplifier circuit is decreased to reduce the efficiency. It is preferable to improve.
The present invention has been made to solve the above-described problems, and switches between two amplifier circuits each having a transistor with an equal gain but different bias currents depending on whether or not transmission is being performed. It is an object of the present invention to obtain a microwave circuit that can switch between two current modes without changing the gain.
Disclosure of the invention
A microwave circuit according to the present invention includes a first transistor that has a base terminal to which a high-frequency signal is applied, includes a first transistor that operates as a grounded-emitter amplifier, and is active in a first current mode; A second transistor connected to the base terminal of the first transistor and having a base terminal to which a high frequency signal is applied and a collector terminal connected to the collector terminal of the first transistor, and operating as a grounded emitter amplifier. And a second amplifier circuit that is active in the second current mode and has a gain substantially equivalent to that of the first amplifier circuit.
This has the effect of switching between the low current first current mode and the high current second current mode without changing the gain.
In the microwave circuit according to the present invention, the first amplifier circuit is active only in the first current mode, and the second amplifier circuit is active only in the second current mode.
In the microwave circuit according to the present invention, the first amplifier circuit is active in the first current mode and the second current mode, and the second amplifier circuit is active only in the second current mode. .
In the microwave circuit according to the present invention, the first amplifier circuit is connected between the emitter terminal of the first transistor and the ground, and the emitter terminal of the first transistor is connected to the ground according to the applied control signal. A second amplifier circuit is connected between the emitter terminal of the second transistor and the ground, and is connected between the emitter terminal of the second transistor and the ground in accordance with an applied control signal. Is provided with a switch for connecting or disconnecting.
In the microwave circuit according to the present invention, at least one of the first and second amplifier circuits includes a capacitor connected in parallel to a switch included in the amplifier circuit.
As a result, when the switch is turned on, the capacitor passes the high frequency component, so that the emitter terminal of the first or second transistor is directly grounded in terms of high frequency, and as a result, the DC component is reduced. There is an effect that can be cut.
In the microwave circuit according to the present invention, at least one of the first and second amplifier circuits includes a resistor connected between a collector terminal and an emitter terminal of a transistor included in the amplifier circuit.
As a result, the resistor maintains the potential of the emitter terminal of the first or second transistor constant, so that it is possible to prevent the microwave circuit from malfunctioning.
In the microwave circuit according to the present invention, the emitter terminal of the first transistor of the first amplifier circuit is connected to the ground, and the second amplifier circuit is connected between the emitter terminal of the second transistor and the ground. And a switch for connecting or disconnecting the emitter terminal of the second transistor and the ground in accordance with the applied control signal.
In the microwave circuit according to the present invention, the second amplifier circuit includes a capacitor connected in parallel to the switch.
As a result, when the switch is turned on, the capacitor passes the high frequency component, so that the emitter terminal of the second transistor is directly grounded in terms of high frequency, and as a result, the DC component is cut. There is an effect that can.
In the microwave circuit according to the present invention, the second amplifier circuit includes a resistor connected between the collector terminal and the emitter terminal of the second transistor.
As a result, the resistor maintains the potential of the emitter terminal of the second transistor constant, so that it is possible to prevent the microwave circuit from malfunctioning.
In the microwave circuit according to the present invention, the first amplifier circuit includes a first field effect transistor having a source terminal connected to the collector terminal of the first transistor and a grounded gate terminal, The amplifier circuit includes a second field effect transistor having a source terminal connected to the collector terminal of the second transistor and a grounded gate terminal.
This has the effect of increasing the gain of the first and second amplifier circuits.
In the microwave circuit according to the present invention, at least one of the first and second amplifier circuits includes a resistor and a capacitor connected in series between a base terminal and a collector terminal of a transistor included in the amplifier circuit. It is provided.
This has the effect of stabilizing the gain of the first or second transistor.
In the microwave circuit according to the present invention, the first amplifier circuit includes a third transistor having a collector terminal connected to the collector terminal of the first transistor and a grounded base terminal. Comprises a fourth transistor having a collector terminal connected to the collector terminal of the second transistor and a grounded base terminal.
This has the effect of increasing the gain of the first and second amplifier circuits.
In the microwave circuit according to the present invention, at least one of the first and second amplifier circuits includes a resistor and a capacitor connected in series between a base terminal and a collector terminal of a transistor included in the amplifier circuit. It is provided.
This has the effect of stabilizing the gain of the first or second transistor.
In the microwave circuit according to the present invention, the first and second amplifier circuits have a field terminal having a source terminal connected to collector terminals of the first and second transistors connected to each other and a grounded gate terminal. The transistor is shared.
This has the effect of increasing the gain of the first and second amplifier circuits.
The microwave circuit according to the present invention includes a resistor and a capacitor connected in series between a base terminal and a collector terminal of the first and second transistors connected to each other.
This has the effect of stabilizing the gains of the first and second transistors.
In the microwave circuit according to the present invention, the first and second amplifier circuits include a collector terminal connected to the collector terminals of the first and second transistors connected to each other, and a grounded base terminal. These transistors are shared.
This has the effect of increasing the gain of the first and second amplifier circuits.
The microwave circuit according to the present invention includes a resistor and a capacitor connected in series between a base terminal and a collector terminal of the first and second transistors connected to each other.
This has the effect of stabilizing the gains of the first and second transistors.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, in order to explain the present invention in more detail, the best implementation for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 2 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the first embodiment of the present invention. In the figure, 1 is an input terminal to which a high-frequency signal is applied, 2 is an output terminal from which the high-frequency signal is output to the outside, and 3a is a predetermined high-frequency signal applied to the base terminal via the input terminal 1. A first amplifying junction bipolar transistor (hereinafter abbreviated as a transistor) that operates as a grounded-emitter amplifier that amplifies the signal at a gain of 4a. A drain terminal connected to the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a And a first electric field provided as a first switch that is turned on and off in response to a first control signal applied to a first control terminal 20a to which a gate terminal is connected. An effect transistor (FET) 3b is a collector of the base terminal connected to the base terminal of the first amplifying transistor 3a and the first amplifying transistor 3a. A second amplifying transistor having a collector terminal connected to the terminal and operating as a grounded-emitter amplifier that amplifies a high-frequency signal applied to the base terminal with a predetermined gain, and 4b denotes a second amplifying transistor. A drain terminal connected to the emitter terminal of 3b and a grounded source terminal, which are turned on and off in response to a second control signal applied to the second control terminal 20b to which the gate terminal is connected; A second field effect transistor (FET) provided as a second switch. That is, the base terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b are connected to each other, and their collector terminals are connected to each other.
A bias circuit 5 supplies a bias to the base terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b, and 6a performs impedance matching between the external circuit connected to the input terminal 1 and the microwave circuit. The first matching circuit 6b is a second matching circuit that performs impedance matching between the external circuit connected to the output terminal 2 and the microwave circuit. In the first embodiment, the first amplifying means includes at least the first amplifying transistor 3a and the first FET 4a, and the second amplifying means includes at least the second amplifying transistor 3b. And a second FET 4b.
The microwave circuit according to the first embodiment of the present invention is designed to be able to switch between two current modes without changing the gain. For example, when a communication terminal to which a microwave circuit is applied transmits high frequencies, the microwave circuit amplifies the input transmission wave in a high current mode with a current of about 5 mA in order to maintain the characteristics of the communication terminal. On the other hand, when the communication terminal receives a high frequency, the microwave circuit can maintain the characteristics of the communication terminal by amplifying the received wave in a low current mode of about 3 mA. Therefore, the DC bias currents flowing between the collector terminals and the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b have different desired values, and the gains of the first and second amplifying transistors 3a and 3b are The size of each amplifying transistor is determined so that the current densities of the DC bias currents flowing through the first and second amplifying transistors 3a and 3b are equal to each other so as to be equal. For example, when the microwave circuit is switched between a first current mode with a current of about 3 mA and a second current mode with a current of about 5 mA, the first amplifying transistor 3a has a DC bias current of about 3 mA. The second amplifying transistor 3b is configured such that its DC bias current is about 5 mA.
Next, the operation will be described.
In the microwave circuit according to the first embodiment, a high frequency signal applied to the input terminal 1 is input to the base terminals of the first and second amplification transistors 3a and 3b via the first matching circuit 6a. In the first current mode, an active first control signal is applied to the gate terminal of the first FET 4a via the first control terminal 20a. As a result, the first FET 4a is turned on. Yes. Thereby, the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is grounded via the drain terminal-source terminal of the first FET 4a. Therefore, when the first FET 4a is on, the first amplifying transistor 3a becomes active and operates as a grounded emitter amplifier. In this case, the current consumption of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a, for example, about 3 mA.
Thus, in the first current mode, the first amplifying transistor 3a amplifies the high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a with a predetermined gain. The amplified high frequency signal is output from the collector terminal of the first amplifying transistor 3a to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the first current mode, the second FET 4b is in an off state and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is in an open state, so that a bias is supplied from the bias circuit 5. Nevertheless, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as an amplifier.
On the other hand, in the second current mode, an active second control signal is applied to the gate terminal of the second FET 4b via the second control terminal 20b. As a result, the second FET 4b is turned on. It has become. Thereby, the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is grounded via the drain terminal-source terminal of the second FET 4b. Therefore, when the second FET 4b is on, the second amplifying transistor 3b becomes active and operates as a grounded emitter amplifier. In this case, the consumption current of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the second amplification transistor 3b, for example, about 5 mA.
Thus, in the second current mode, the second amplifying transistor 3b amplifies the high frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a with a predetermined gain. The amplified high frequency signal is output from the collector terminal of the second amplifying transistor 3b to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the second current mode, the first FET 4a is in an off state and the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is in an open state, so that a bias is supplied from the bias circuit 5. Nevertheless, the first amplifying transistor 3a does not operate as an amplifier.
As described above, according to the first embodiment, the microwave circuit turns on / off the first and second FETs 4a and 4b, thereby reducing the low DC bias current (that is, low power consumption) without changing the gain. The first current mode of current) and the second current mode of high DC bias current (ie, high current consumption) can be switched. That is, the microwave circuit can realize amplification with equal gain with two different bias currents. In the microwave circuit according to the first embodiment, since the first and second amplifying transistors 3a and 3b share the bias circuit 5, the microwave circuit is downsized.
There can be many variations in the first embodiment. In one modification, only the first amplifying transistor 3a is active in the first current mode, and the first and second amplifying transistors 3a and 3b are active in the second current mode. . In this modification, the first amplifying transistor 3a is configured such that the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal is about 3 mA, for example, and the second amplifying transistor 3b is from the collector terminal to the emitter terminal. The flowing DC bias current is configured to be about 2 mA, for example. Therefore, in the first current mode, a current of about 3 mA corresponding to the DC bias current of the first amplifying transistor 3a flows, and in the second current mode, the DC of the first and second amplifying transistors 3a and 3b is passed. A current of about 5 mA corresponding to the sum of the bias currents flows. As is apparent from the above description, the microwave circuit according to the first embodiment can be configured to be switchable between three current modes. That is, only the first amplifying transistor 3a is active in the first current mode, only the second amplifying transistor 3b is active in the second current mode, and the first and second transistors in the third current mode are active. The amplifying transistors 3a and 3b are configured to be active.
FIG. 3 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the first embodiment. In the figure, 7a is a first DC component cutting capacitor connected in parallel between the drain terminal and the source terminal of the first FET 4a, and 7b is connected between the drain terminal and the source terminal of the second FET 4b. This is a capacitor for cutting the second DC component. In the first embodiment shown in FIG. 2, when the first FET 4a is switched on, the first amplifying transistor 3a operates as a grounded emitter amplifier. In this case, the first FET 4a It appears to be equivalently resistive and affects the noise characteristics. On the other hand, since the capacitor 7a connected in parallel with the first FET 4a allows high-frequency components to pass, the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is directly grounded in terms of high frequency, and as a result. The DC component can be cut. On the other hand, when the second amplifying transistor 3b is active and operates as a grounded-emitter amplifier, similarly, the capacitor 7b connected in parallel with the second FET 4b passes a high-frequency component, so that the second amplifying transistor The emitter terminal 3b is directly grounded in terms of high frequency, and as a result, the direct current component can be cut. Note that it is not always necessary to provide a DC component cutting capacitor in parallel with each of the first and second FETs 4a and 4b, and only one of the first and second FETs 4a and 4b is connected in parallel with the DC component cutting. A capacitor may be provided.
FIG. 4 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the first embodiment. In the figure, 8a is a first resistor connected between the collector terminal and the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a, and 8b is connected between the collector terminal and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b. Second resistance. When the first FET 4a is switched to the ON state, the first amplifying transistor 3a operates as a grounded emitter amplifier. In this case, the first FET 4a appears equivalently as a resistor and affects the noise characteristics. Will give. On the other hand, as in the modification of FIG. 3, the capacitor 7a connected in parallel with the first FET 4a allows high-frequency components to pass therethrough, so that the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a has a high frequency. As a result, the direct current component can be cut. On the other hand, when the first FET 4a is switched to the OFF state, in the microwave circuits shown in FIG. 2 and FIG. 3, the first FET 4a becomes equivalent to a capacitance, and the first amplifying transistor 3a The potential of the emitter terminal becomes indefinite (floating), and as a result, the microwave circuit may malfunction, for example, the first amplifying transistor 3a is not completely turned off. On the other hand, in this modification, when the first FET 4a is switched to the OFF state, the first resistor 8a inserted between the collector terminal and the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is the first resistor 8a. Since the potential of the emitter terminal of the amplifying transistor 3a is kept constant, it is possible to prevent the microwave circuit from malfunctioning.
On the other hand, when the second amplifying transistor 3b is active and operates as a grounded-emitter amplifier, similarly, the capacitor 7b connected in parallel with the second FET 4b passes a high-frequency component, so that the second amplifying transistor The emitter terminal 3b is directly grounded in terms of high frequency, and as a result, the direct current component can be cut. On the other hand, when the second FET 4b is switched to the OFF state, the second resistor 8b inserted between the collector terminal and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is connected to the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b. Keep the potential constant. As a result, the second amplifying transistor 3b is completely turned off, and the microwave circuit can be prevented from malfunctioning.
Note that it is not always necessary to provide a resistor between the collector terminal and the emitter terminal of the first and second amplifying transistors 3a and 3b. As shown in FIG. 5, the collector terminal of the second amplifying transistor 3b A resistor may be provided only between the emitter terminals. Instead of this, it goes without saying that a resistor may be provided only between the collector terminal and the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a.
Further, as apparent from the above description, the first and second switches connected to the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b are not limited to FETs, but are applied. Any circuit element having a switching function for turning on / off in accordance with a control signal may be used, and the same effect can be obtained.
Further, the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b may be connected to the ground in common instead of separately, and the same effect can be obtained.
Embodiment 2. FIG.
FIG. 6 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the second embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 2 denote the same or corresponding components as those in the first embodiment, and the description thereof will be omitted below.
As can be seen from a comparison between FIG. 6 and FIG. 2, in the microwave circuit according to the second embodiment, the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is directly grounded, and the first FET 4a is omitted. ing. In the second embodiment, the first amplifying means includes at least the first amplifying transistor 3a, and the second amplifying means includes at least the second amplifying transistor 3b and the FET 4b. Yes.
Similar to the first embodiment, the microwave circuit according to the second embodiment of the present invention is designed so as to be able to switch between the two current modes without changing the gain. For example, when a communication terminal to which a microwave circuit is applied transmits high frequencies, the microwave circuit amplifies the input transmission wave in a high current mode with a current of about 5 mA in order to maintain the characteristics of the communication terminal. On the other hand, when the communication terminal receives a high frequency, the microwave circuit can maintain the characteristics of the communication terminal by amplifying the received wave in a low current mode of about 3 mA. Therefore, the DC bias currents flowing between the collector terminals and the emitter terminals of the first and second amplification transistors 3a and 3b have different desired values and the gains of the first and second amplification transistors 3a and 3b. So that the current densities of the DC bias currents flowing through the first and second amplifying transistors 3a and 3b are equal to each other, the sizes of the amplifying transistors are determined. However, unlike the case of the first embodiment, since the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is directly grounded, the FET 4b connected to the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is turned on / off. Thus, the microwave circuit according to the second embodiment is switched between the first and second current modes. For example, when the microwave circuit is switched between a first current mode with a current of about 3 mA and a second current mode with a current of about 5 mA, the first amplifying transistor 3a has a DC bias current of about 3 mA. The second amplifying transistor 3b is configured such that its DC bias current is about 2 mA.
Next, the operation will be described.
In the microwave circuit according to the second embodiment, a high frequency signal applied to the input terminal 1 is input to the base terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b via the first matching circuit 6a. In the first current mode, no active control signal is applied to the control terminal 20b, and therefore the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is in an open state. Despite being supplied, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as a grounded emitter amplifier. On the other hand, the first amplifying transistor 3a is always active and works as a grounded emitter amplifier. Therefore, in the first current mode, the consumption current of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a, for example, about 3 mA.
Thus, in the first current mode, the first amplifying transistor 3a amplifies the high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a with a predetermined gain. The amplified high frequency signal is output from the collector terminal of the first amplifying transistor 3a to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside.
On the other hand, in the second current mode, an active control signal is applied to the gate terminal of the FET 4b via the control terminal 20b, and as a result, the FET 4b is in an on state. As a result, the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is grounded via the drain terminal-source terminal of the FET 4b. Therefore, when the FET 4b is on, the second amplifying transistor 3b is also activated and operates as a grounded emitter amplifier. On the other hand, as described above, the first amplifying transistor 3a is always active and works as a grounded emitter amplifier. Therefore, in the second current mode, the consumption current of the microwave circuit is the DC bias current flowing from the collector terminal of the first amplification transistor 3a to the emitter terminal and the collector terminal of the second amplification transistor 3b to the emitter terminal. For example, about 5 mA.
As described above, in the second current mode, the first and second amplifying transistors 3a and 3b both receive the high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a with a predetermined gain. Amplify. The amplified high-frequency signal is output from the collector terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b and taken out to the outside.
As described above, according to the second embodiment, the microwave circuit turns on / off the FET 4b, so that the first current mode of the low DC bias current (that is, low consumption current) is obtained without changing the gain. And a second current mode of high DC bias current (ie high current consumption) can be switched. That is, the microwave circuit can realize amplification with equal gain with two different bias currents. In the microwave circuit according to the second embodiment, since the first and second amplifying transistors 3a and 3b share the bias circuit 5, the microwave circuit is downsized.
There can be many variations in the second embodiment. FIG. 7 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the second embodiment. In the figure, 7 is a DC component cutting capacitor connected in parallel between the drain terminal and the source terminal of the FET 4b. When the FET 4b is switched on, the second amplifying transistor 3b operates as a grounded-emitter amplifier. In this case, the FET 4b appears to be equivalently a resistor and affects noise characteristics. On the other hand, since the capacitor 7 connected in parallel with the FET 4b allows high-frequency components to pass, the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is directly grounded in terms of high-frequency, and as a result, the DC component Can be cut.
FIG. 8 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the second embodiment. In the drawing, 8 is a resistor connected between the collector terminal and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b. When the FET 4b is switched on, the second amplifying transistor 3b operates as a grounded-emitter amplifier. In this case, the FET 4b appears to be equivalently a resistor and affects noise characteristics. On the other hand, as in the modification of FIG. 7, the capacitor 7 connected in parallel with the FET 4b allows high-frequency components to pass, so that the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is directly grounded in terms of high frequency. As a result, the direct current component can be cut. On the other hand, when the FET 4b is switched to the OFF state, in the microwave circuits shown in FIGS. 6 and 7, the FET 4b becomes equivalent to a capacitance, and the potential of the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is indefinite. As a result, the microwave circuit may malfunction because the second amplification transistor 3b is not completely turned off. On the other hand, in this modification, when the FET 4b is switched to the OFF state, the resistor 8 inserted between the collector terminal and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is connected to the second amplifying transistor 3b. Since the potential of the emitter terminal is kept constant, it is possible to prevent the microwave circuit from malfunctioning.
Further, as is apparent from the above description, the switch connected to the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is not limited to the FET, but has a switch function for turning on / off according to the applied control signal. Any circuit element can be used as long as it has the same effect.
Further, the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b may be connected to the ground in common instead of separately, and the same effect can be obtained.
Embodiment 3 FIG.
FIG. 9 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 2 denote the same or corresponding components as those in the first embodiment, and the description thereof will be omitted below. In FIG. 9, 9a is a source terminal connected to the collector terminal of the first amplifying transistor 3a, a gate terminal connected to the third control terminal 21a, and an input terminal of the second matching circuit 6b. A third FET having a drain terminal connected to the source terminal 9b, a source terminal 9b connected to the collector terminal of the second amplifying transistor 3b, a gate terminal connected to the fourth control terminal 21b, The fourth FET has a drain terminal connected to the input terminal of the second matching circuit 6b. Reference numeral 10a denotes a DC component cut having one end connected to the gate terminal of the third FET 9a and the other end grounded. A capacitor 10b is a DC component cutting capacitor having one end connected to the gate terminal of the fourth FET 9b and the other end grounded.
As is apparent from FIG. 9, the microwave circuit according to the third embodiment of the present invention includes a first cascode amplifier including at least a first amplifying transistor 3a and a third FET 9a connected in series thereto. (First amplifying means) and a second cascode amplifier (second amplifying means) including at least a second amplifying transistor 3b and a fourth FET 9b connected in series therewith. As a result, the microwave circuit according to the third embodiment has a larger gain than the first and second embodiments.
Similar to the first and second embodiments, the microwave circuit according to the third embodiment is designed so that it can switch between the two current modes without changing the gain. For example, when a communication terminal to which a microwave circuit is applied transmits high frequencies, the microwave circuit amplifies the input transmission wave in a high current mode with a current of about 5 mA in order to maintain the characteristics of the communication terminal. On the other hand, when the communication terminal receives a high frequency, the microwave circuit can maintain the characteristics of the communication terminal by amplifying the received wave in a low current mode of about 3 mA. Therefore, the DC bias currents flowing between the collector terminals and the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b have different desired values and the gains of the first and second cascode amplifiers are equal. In addition, the size of each amplifying transistor is determined while equalizing the current density of the DC bias current flowing through the first and second amplifying transistors 3a and 3b. At this time, the gains of the third and fourth FETs 9a and 9b are preferably set to be equal. For example, when the microwave circuit is switched between the first current mode with a current of about 3 mA and the second current mode with a current of about 5 mA, the first amplifying transistor 3a has a DC bias current of about The second amplifying transistor 3b is configured to have a DC bias current of about 5 mA.
Next, the operation will be described.
In the microwave circuit according to the third embodiment, a high frequency signal applied to the input terminal 1 is input to the base terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b via the first matching circuit 6a. In the first current mode, an active first control signal is applied to the gate terminal of the first FET 4a via the first control terminal 20a, and an active third control signal is applied to the third control terminal. The voltage is applied to the gate terminal of the third FET 9a through 21a. As a result, the first FET 4a and the third FET 9a are on. Thereby, the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is grounded via the drain terminal-source terminal of the first FET 4a. Therefore, when the first and third FETs 4a and 9a are in the ON state, the first amplifying transistor 3a becomes active and functions as a grounded-emitter amplifier, and the first cascode amplifier is active. As a result, the first cascode amplifier amplifies the input high frequency signal with a predetermined gain. In this case, the current consumption of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a, for example, about 3 mA.
Thus, in the first current mode, the first cascode amplifier including the first amplifying transistor 3a and the third FET 9a has a high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a. Is amplified with a predetermined gain. The amplified high-frequency signal is output from the drain terminal of the third FET 9a to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the first current mode, the second and fourth FETs 4b and 9b are in an off state, and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is in an open state. Is supplied, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as an amplifier. That is, the second cascode amplifier does not operate in the first current mode.
On the other hand, in the second current mode, the active second control signal is applied to the gate terminal of the second FET 4b via the second control terminal 20b, and the active fourth control signal is the fourth current signal. The voltage is applied to the gate terminal of the fourth FET 9b via the control terminal 21b. As a result, the second FET 4b and the fourth FET 9b are in the on state. Thereby, the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is grounded via the drain terminal-source terminal of the second FET 4b. Therefore, when the second and fourth FETs 4b and 9b are in the ON state, the second amplifying transistor 3b becomes active and functions as a grounded emitter amplifier, and the second cascode amplifier is active. As a result, the second cascode amplifier amplifies the high-frequency signal input with a predetermined gain. In this case, the consumption current of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the second amplification transistor 3b, for example, about 5 mA.
As described above, in the second current mode, the second cascode amplifier including the third amplifying transistor 3b and the fourth FET 9b receives the high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a. Is amplified with a predetermined gain. The amplified high frequency signal is output from the drain terminal of the fourth FET 9b to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the second current mode, the first and third FETs 4a and 9a are in an off state, and the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is in an open state. Is supplied, the first amplification transistor 3a is inactive and does not operate as an amplifier. That is, the first cascode amplifier does not operate in the second current mode.
As described above, according to the third embodiment, the microwave circuit turns on / off the third and fourth FETs 9a, 9b in synchronization with the on / off of the first and second FETs 4a, 4b. By doing so, it is possible to switch between the first current mode of the low DC bias current (ie, low consumption current) and the second current mode of the high DC bias current (ie, high consumption current) without changing the gain. it can. That is, the microwave circuit can realize amplification with equal gain with two different bias currents. In the microwave circuit according to the third embodiment, since the first and second amplifying transistors 3a and 3b share the bias circuit 5, the microwave circuit is reduced in size.
There can be many variations in the third embodiment. In one variation, only the first cascode amplifier is active in the first current mode, and the first and second cascode amplifiers are active in the second current mode. In this modification, the first amplifying transistor 3a is configured such that the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal is about 3 mA, for example, and the second amplifying transistor 3b is from the collector terminal to the emitter terminal. The flowing DC bias current is configured to be about 2 mA, for example. Therefore, in the first current mode, a current of about 3 mA corresponding to the DC bias current of the first amplifying transistor 3a flows, and in the second current mode, the DC of the first and second amplifying transistors 3a and 3b is passed. A current of about 5 mA corresponding to the sum of the bias currents flows. As is clear from the above description, the microwave circuit according to the third embodiment can be configured to be switchable between three current modes. That is, only the first cascode amplifier is active in the first current mode, only the second cascode amplifier is active in the second current mode, and the first and second cascode amplifiers are active in the third current mode. It is comprised so that.
FIG. 10 is a schematic circuit diagram showing the configuration of a microwave circuit according to another modification of the third embodiment. In the figure, 11a is connected to the collector terminal connected to the collector terminal of the first amplifying transistor 3a, the base terminal connected to the DC component cutting capacitor 10a, and the input terminal of the second matching circuit 6b. A third amplifying transistor having an emitter terminal; 11b, a collector terminal connected to the collector terminal of the second amplifying transistor 3b; a base terminal connected to the DC component cutting capacitor 10b; A fourth amplifying transistor having an emitter terminal connected to the input terminal of the second matching circuit 6b. In this modification, as shown in FIG. 10, the first cascode amplifier includes a third amplifying transistor 11a as the second stage instead of the third FET 9a, and the second cascode amplifier includes the fourth FET 9b. Instead, a fourth amplification transistor 11b is provided as a second stage. Therefore, when the first FET 4a is turned on, in the first cascode amplifier, the first amplifying transistor 3a becomes active and operates as a grounded emitter amplifier, and the third amplifying transistor 11a becomes active and serves as a grounded base amplifier. Operate. Similarly, when the second FET 4b is turned on, in the second cascode amplifier, the second amplifying transistor 3b becomes active and operates as a grounded emitter amplifier, and the fourth amplifying transistor 11b becomes active and the grounded base amplifier. Works as.
FIG. 11 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the third embodiment. In the figure, 7a is a DC component cutting capacitor connected between the drain terminal and the source terminal of the first FET 4a, and 7b is a DC component cutting capacitor connected between the drain terminal and the source terminal of the second FET 4b. Capacitor. In the third embodiment shown in FIG. 9, when the first FET 4a is switched to the on state, the first amplifying transistor 3a operates as a grounded emitter amplifier. In this case, the first FET 4a It appears to be equivalently resistive and affects the noise characteristics. On the other hand, in this modification, the capacitor 7a connected in parallel with the first FET 4a allows high-frequency components to pass, so that the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is directly grounded in terms of high frequency. As a result, the DC component can be cut. On the other hand, when the second amplifying transistor 3b is active and operates as a grounded-emitter amplifier, similarly, the capacitor 7b connected in parallel with the second FET 4b passes a high-frequency component, so that the second amplifying transistor The emitter terminal 3b is directly grounded in terms of high frequency, and as a result, the direct current component can be cut. Note that it is not always necessary to provide a capacitor in parallel between the source terminal and the drain terminal of the first and second FETs 4a and 4b, but only between the source terminal and the drain terminal of the second FET 4b as shown in FIG. A capacitor may be provided in parallel. Instead of this, it goes without saying that a capacitor may be provided in parallel only between the source terminal and the drain terminal of the first FET 4a.
FIG. 12 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the third embodiment. In the figure, 12a is a resistor having one end connected to the base terminal of the first amplifying transistor 3a in order to stabilize the first amplifying transistor 3a, and 13a stabilizes the first amplifying transistor 3a. For this purpose, the capacitor 12 has one end connected to the other end of the resistor 12a and the other end connected to the collector terminal of the first amplifying transistor 3a, and 12b stabilizes the second amplifying transistor 3b. Therefore, a resistor having one end connected to the base terminal of the second amplifying transistor 3b and 13b is connected to one end connected to the other end of the resistor 12b to stabilize the second amplifying transistor 3b. This is a capacitor having the other end connected to the collector terminal of the amplifying transistor 3b. The series resistor 12a and capacitor 13a connected between the base terminal and the collector terminal of the first amplifying transistor 3a feed back the AC component from the collector terminal to the base terminal, and the first amplifying transistor 3a oscillates at a high frequency. And the first amplifying transistor 3a is stabilized. As a result, the gain of the first amplifying transistor 3a does not depend on temperature or device characteristics. Similarly, the series resistor 12b and capacitor 13b connected between the base terminal and the collector terminal of the second amplifying transistor 3b feed back the AC component from the collector terminal to the base terminal, and the second amplifying transistor 3b Oscillation at high frequency is prevented, and the second amplifying transistor 3b is stabilized. As a result, the gain of the second amplifying transistor 3b does not depend on temperature or device characteristics. Note that it is not always necessary to provide a series resistor and capacitor for stabilization between the base terminal and the collector terminal of the first and second amplifying transistors 3a and 3b. As shown in FIG. A series resistor and a capacitor for stabilization may be provided only between the base terminal and the collector terminal of the amplifying transistor 3a. Instead of this, it goes without saying that a series resistor and a capacitor for stabilization may be provided only between the base terminal and the collector terminal of the second amplifying transistor 3b.
As already described in the first and second embodiments, the first and second switches connected to the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b are not limited to FETs, respectively. Any circuit element may be used as long as it has a switching function that turns on / off in accordance with an applied control signal, and the same effect can be obtained.
Further, the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b and the DC component cutting capacitors 10a and 10b may be grounded in common instead of separately, and the same effect can be obtained.
Further, in the modification shown in FIGS. 11 to 13, as shown in FIG. 10, the first cascode amplifier uses the third amplification transistor 11a as the second stage instead of the third FET 9a. The second cascode amplifier may include a fourth amplification transistor 11b as a second stage instead of the fourth FET 9b.
Embodiment 4 FIG.
FIG. 14 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 9 denote the same or corresponding components as those in the third embodiment, and the description thereof will be omitted below.
As can be seen from a comparison between FIG. 14 and FIG. 9, in the microwave circuit according to the fourth embodiment, the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is directly grounded, and the first FET 4a is omitted. ing.
Similar to the third embodiment, the microwave circuit according to the fourth embodiment of the present invention includes a first cascode amplifier including at least a first amplifying transistor 3a and a third FET 9a connected in series therewith. (First amplifying means) and a second cascode amplifier (second amplifying means) including at least a second amplifying transistor 3b and a fourth FET 9b connected in series therewith. As a result, the microwave circuit according to the fourth embodiment has a larger gain than the first and second embodiments.
Similar to the third embodiment, the microwave circuit according to the fourth embodiment is designed so as to switch between two current modes without changing the gain. For example, when a communication terminal to which a microwave circuit is applied transmits high frequencies, the microwave circuit amplifies the input transmission wave in a high current mode with a current of about 5 mA in order to maintain the characteristics of the communication terminal. On the other hand, when the communication terminal receives a high frequency, the microwave circuit can maintain the characteristics of the communication terminal by amplifying the received wave in a low current mode of about 3 mA. Therefore, the DC bias currents flowing between the collector terminals and the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b have different desired values and the gains of the first and second cascode amplifiers are equal. In addition, the size of each amplifying transistor is determined while equalizing the current density of the DC bias current flowing through the first and second amplifying transistors 3a and 3b. At this time, the gains of the third and fourth FETs 9a and 9b are preferably set to be equal. However, unlike the case of the third embodiment, since the emitter terminal of the first amplification transistor 3a is directly grounded, the FET 4b connected to the emitter terminal of the second amplification transistor 3b is turned on / off. As a result, the microwave circuit according to the fourth embodiment is switched between the first and second current modes. For example, when the microwave circuit is switched between a first current mode with a current of about 3 mA and a second current mode with a current of about 5 mA, the first amplifying transistor 3a has a DC bias current of about 3 mA. The second amplifying transistor 3b is configured such that its DC bias current is about 2 mA.
Next, the operation will be described.
In the microwave circuit according to the fourth embodiment, the high frequency signal applied to the input terminal 1 is input to the base terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b via the first matching circuit 6a. In the first current mode, an active control signal is not applied to the control terminals 20b and 21b. Therefore, the FET 4b is in an off state, and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is in an open state. Therefore, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as a grounded-emitter amplifier even though a bias is supplied from the bias circuit 5. Since the FET 9b is also in the off state, the second cascode amplifier is inactive. On the other hand, since the active control signal is applied to the gate terminal of the FET 9a via the control terminal 21a, the first amplifying transistor 3a is always active and works as a grounded emitter amplifier, and the first cascode amplifier is Active. Therefore, in the first current mode, the consumption current of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a, for example, about 3 mA.
As described above, in the first current mode, the first cascode amplifier including the first amplifying transistor 3a and the FET 9a receives the high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a. Amplify with gain.
The amplified high frequency signal is output from the drain terminal of the FET 9a to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the first current mode, the FETs 4b and 9b are in an off state and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is in an open state, so that a bias is supplied from the bias circuit 5. Nevertheless, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as an amplifier. That is, the second cascode amplifier does not operate in the first current mode.
On the other hand, in the second current mode, an active control signal is applied to the gate terminal of the FET 4b through the control terminal 20b, and an active control signal is applied to the gate terminal of the FET 9b through the control terminal 21b. As a result, these FETs 4b and 9b are in an on state. As a result, the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is grounded via the drain terminal-source terminal of the FET 4b. Therefore, when the FETs 4b and 9b are in the on state, the second amplifying transistor 3b is also activated and functions as a grounded emitter amplifier, and the second cascode amplifier is active. As a result, the second cascode amplifier amplifies the high-frequency signal input with a predetermined gain. On the other hand, also in the second current mode, since the active control signal is applied to the gate terminal of the FET 9a via the control terminal 21a, the first amplifying transistor 3a is always active and works as a grounded emitter amplifier. And the first cascode amplifier is active. As a result, the first cascode amplifier amplifies the input high frequency signal with a predetermined gain. Therefore, in the second current mode, the consumption current of the microwave circuit is the DC bias current flowing from the collector terminal of the first amplification transistor 3a to the emitter terminal and the collector terminal of the second amplification transistor 3b to the emitter terminal. For example, about 5 mA.
Thus, in the second current mode, both the first and second cascode amplifiers are input to the base terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b via the first matching circuit 6a. A high-frequency signal is amplified by a predetermined gain. The amplified high-frequency signal is output from the drain terminals of the FETs 9a and 9b to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside.
As described above, according to the fourth embodiment, the microwave circuit turns on the FETs 9a and 9b provided as the second stage of the first and second cascode amplifiers in synchronization with the on / off of the FET 4b. By switching off / off, switching between the first current mode of low DC bias current (ie low current consumption) and the second current mode of high DC bias current (ie high current consumption) without changing the gain be able to. That is, the microwave circuit can realize amplification with equal gain with two different bias currents. In the microwave circuit according to the fourth embodiment, since the first and second amplifying transistors 3a and 3b share the bias circuit 5, the microwave circuit is downsized.
There can be many variations in the fourth embodiment. FIG. 15 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the fourth embodiment. In the figure, 11a is connected to the collector terminal connected to the collector terminal of the first amplifying transistor 3a, the base terminal connected to the DC component cutting capacitor 10a, and the input terminal of the second matching circuit 6b. A third amplifying transistor having an emitter terminal; 11b, a collector terminal connected to the collector terminal of the second amplifying transistor 3b; a base terminal connected to the DC component cutting capacitor 10b; A fourth amplifying transistor having an emitter terminal connected to the input terminal of the second matching circuit 6b. In the microwave circuit according to this modification, as shown in FIG. 15, the first cascode amplifier includes a third amplification transistor 11a as the second stage instead of the FET 9a, and the second cascode amplifier replaces the FET 9b. The fourth amplifying transistor 11b is provided as the second stage. Therefore, the first cascode amplifier is always active, the first amplifying transistor 3a operates as a grounded emitter amplifier, and the third amplifying transistor 11a operates as a grounded base amplifier. On the other hand, when the FET 4b is turned on, in the second cascode amplifier, the second amplifying transistor 3b becomes active and operates as a grounded emitter amplifier, and the fourth amplifying transistor 11b operates as a grounded base amplifier.
FIG. 16 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fourth embodiment. In the figure, reference numeral 7 denotes a DC component cutting capacitor connected between the drain terminal and the source terminal of the FET 4b. In the fourth embodiment shown in FIG. 14, when the FET 4b is switched to the on state, the second amplifying transistor 3b operates as a grounded-emitter amplifier. In this case, the FET 4b appears equivalent to a resistor. This will affect the noise characteristics. On the other hand, in this modification, the DC component cutting capacitor 7 connected in parallel with the FET 4b allows high-frequency components to pass, so that the emitter terminal of the second amplification transistor 3b is directly grounded in terms of high frequency. As a result, the direct current component can be cut.
FIG. 17 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fourth embodiment. In the figure, 12a is a resistor having one end connected to the base terminal of the first amplifying transistor 3a in order to stabilize the first amplifying transistor 3a, and 13a stabilizes the first amplifying transistor 3a. For this purpose, the capacitor 12 has one end connected to the other end of the resistor 12a and the other end connected to the collector terminal of the first amplifying transistor 3a, and 12b stabilizes the second amplifying transistor 3b. Therefore, a resistor having one end connected to the base terminal of the second amplifying transistor 3b and 13b is connected to one end connected to the other end of the resistor 12b to stabilize the second amplifying transistor 3b. This is a capacitor having the other end connected to the collector terminal of the amplifying transistor 3b. The series resistor 12a and capacitor 13a connected between the base terminal and the collector terminal of the first amplifying transistor 3a feed back the AC component from the collector terminal to the base terminal, and the first amplifying transistor 3a oscillates at a high frequency. And the first amplifying transistor 3a is stabilized. As a result, the gain of the first amplifying transistor 3a does not depend on temperature or device characteristics. Similarly, the series resistor 12b and capacitor 13b connected between the base terminal and the collector terminal of the second amplifying transistor 3b feed back the AC component from the collector terminal to the base terminal, and the second amplifying transistor 3b Oscillation at high frequency is prevented, and the second amplifying transistor 3b is stabilized. As a result, the gain of the second amplifying transistor 3b does not depend on temperature or device characteristics. It is not always necessary to provide a series resistor and capacitor for stabilization between the base terminal and the collector terminal of the first and second amplifying transistors 3a and 3b. As shown in FIG. A series resistor and a capacitor for stabilization may be provided only between the base terminal and the collector terminal of the amplifying transistor 3a. Instead of this, it goes without saying that a series resistor and a capacitor for stabilization may be provided only between the base terminal and the collector terminal of the second amplifying transistor 3b.
As described above, the switch connected to the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is not limited to the FET, but is a circuit element having a switching function that turns on / off according to the applied control signal. Any one can be used, and the same effect can be obtained.
Further, the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b and the DC component cutting capacitors 10a and 10b may be grounded in common instead of separately, and the same effect can be obtained.
Further, in the modification shown in FIGS. 16 to 18, as shown in FIG. 15, the first cascode amplifier includes a third amplifying transistor 11a as the second stage instead of the FET 9a. The second cascode amplifier may include a fourth amplification transistor 11b as the second stage instead of the FET 9b.
Embodiment 5 FIG.
FIG. 19 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the fifth embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 2 denote the same or corresponding components as those in the first embodiment, and the description thereof will be omitted below. In FIG. 19, reference numeral 14 denotes a source terminal connected to the collector terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b, a gate terminal grounded via a DC component cutting capacitor 15, and a second terminal. A third FET having a drain terminal connected to the input terminal of the matching circuit 6b;
As is apparent from FIG. 19, the microwave circuit according to the fifth embodiment of the present invention includes a first cascode amplifier including at least a first amplifying transistor 3a and a third FET 14 connected in series thereto. (First amplifying means) and a second cascode amplifier (second amplifying means) including at least a second amplifying transistor 3b and a third FET 14 connected in series therewith. That is, the first and second cascode amplifiers share the third FET 14. As a result, the microwave circuit according to the fifth embodiment has a larger gain than the first and second embodiments.
Similar to the first to fourth embodiments, the microwave circuit according to the fifth embodiment is designed so as to be able to switch between two current modes without changing the gain. For example, when a communication terminal to which a microwave circuit is applied transmits high frequencies, the microwave circuit amplifies the input transmission wave in a high current mode with a current of about 5 mA in order to maintain the characteristics of the communication terminal. On the other hand, when the communication terminal receives a high frequency, the microwave circuit can maintain the characteristics of the communication terminal by amplifying the received wave in a low current mode of about 3 mA. Therefore, the DC bias currents flowing between the collector terminals and the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b have different desired values, and the gains of the first and second cascode amplifiers are equal. As described above, the size of each amplifying transistor is determined while equalizing the current density of the DC bias current flowing through the first and second amplifying transistors 3a and 3b. For example, when the microwave circuit is switched between a first current mode with a current of about 3 mA and a second current mode with a current of about 5 mA, the first amplifying transistor 3a has a DC bias current of about 3 mA. The second amplifying transistor 3b is configured such that its DC bias current is about 5 mA.
Next, the operation will be described.
In the first current mode, an active first control signal is applied to the gate terminal of the first FET 4a via the first control terminal 20a. As a result, the first FET 4a is in an on state. Thereby, the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is grounded via the drain terminal-source terminal of the first FET 4a. Accordingly, the first amplifying transistor 3a becomes active and functions as a grounded-emitter amplifier, and the first cascode amplifier including the first amplifying transistor 3a and the third FET 14 amplifies the high-frequency signal input with a predetermined gain. To do. In this case, the current consumption of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a, for example, about 3 mA.
Thus, in the first current mode, the first cascode amplifier including the first amplifying transistor 3a and the third FET 14 receives the high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a. Amplifies with a predetermined gain. The amplified high frequency signal is output from the drain terminal of the third FET 14 to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the first current mode, the second FET 4b is in an off state and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is in an open state, so that a bias is supplied from the bias circuit 5. Nevertheless, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as an amplifier. That is, the second cascode amplifier does not operate in the first current mode.
On the other hand, in the second current mode, an active second control signal is applied to the gate terminal of the second FET 4b via the second control terminal 20b. As a result, the second FET 4b is on. Thereby, the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is grounded via the drain terminal-source terminal of the second FET 4b. Therefore, the second amplifying transistor 3b becomes active and functions as a grounded-emitter amplifier, and the second cascode amplifier including the second amplifying transistor 3b and the third FET 14 amplifies the high-frequency signal input with a predetermined gain. To do. In this case, the consumption current of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the second amplification transistor 3b, for example, about 5 mA.
As described above, in the second current mode, the second cascode amplifier including the third amplifying transistor 3b and the third FET 14 receives the high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a. Is amplified with a predetermined gain. The amplified high frequency signal is output from the drain terminal of the third FET 14 to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the second current mode, the first FET 4a is in an off state and the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is in an open state, so that a bias is supplied from the bias circuit 5. Regardless, the first amplifying transistor 3a is inactive and does not operate as an amplifier. That is, the first cascode amplifier does not operate in the second current mode.
As described above, according to the fifth embodiment, the microwave circuit turns on / off the first and second FETs 4a and 4b, thereby reducing the low DC bias current (that is, low power consumption) without changing the gain. The first current mode of current) and the second current mode of high DC bias current (ie, high current consumption) can be switched. That is, the microwave circuit can realize amplification with equal gain with two different bias currents. In the microwave circuit according to the fifth embodiment, since the first and second amplification transistors 3a and 3b share the bias circuit 5, the microwave circuit is reduced in size, and the first and Since the second cascode amplifier shares the third FET 14, the size is further reduced as compared with the third and fourth embodiments.
There can be many variations in the fifth embodiment. In one variation, only the first cascode amplifier is active in the first current mode, and the first and second cascode amplifiers are active in the second current mode. In this modification, the first amplifying transistor 3a is configured such that the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal is about 3 mA, for example, and the second amplifying transistor 3b is from the collector terminal to the emitter terminal. The flowing DC bias current is configured to be about 2 mA, for example. Therefore, in the first current mode, a current of about 3 mA corresponding to the DC bias current of the first amplifying transistor 3a flows, and in the second current mode, the DC of the first and second amplifying transistors 3a and 3b is passed. A current of about 5 mA corresponding to the sum of the bias currents flows. As is apparent from the above description, the microwave circuit according to the fifth embodiment can be configured to be switchable between three current modes. That is, only the first cascode amplifier is active in the first current mode, only the second cascode amplifier is active in the second current mode, and the first and second cascode amplifiers are active in the third current mode. It is comprised so that.
FIG. 20 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fifth embodiment. In the figure, reference numeral 16 denotes a collector terminal connected to the collector terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b, a base terminal connected to the DC component cutting capacitor 15, and a second matching circuit 6b. And a third amplifying transistor having an emitter terminal connected to the input terminal. In this modification, as shown in FIG. 20, the first and second cascode amplifiers share the third amplification transistor 16 as the second stage instead of the third FET 14. Therefore, when the first FET 4a is turned on, in the first cascode amplifier, the first amplifying transistor 3a becomes active and operates as a grounded emitter amplifier, and the third amplifying transistor 16 becomes active and functions as a grounded base amplifier. Operate. Similarly, when the second FET 4b is turned on, in the second cascode amplifier, the second amplifying transistor 3b becomes active and operates as a grounded emitter amplifier, and the third amplifying transistor 16 becomes active and the grounded base amplifier. Works as.
FIG. 21 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fifth embodiment. In the figure, 7a is a DC component cutting capacitor connected between the drain terminal and the source terminal of the first FET 4a, and 7b is a DC component cutting capacitor connected between the drain terminal and the source terminal of the second FET 4b. 12 is a resistor having one end connected to a commonly connected base terminal of the first and second amplifying transistors 3a in order to stabilize the first and second amplifying transistors 3a and 3b. 13 is connected in common to one end connected to the other end of the resistor 12 and the first and second amplifying transistors 3a and 3b in order to stabilize the first and second amplifying transistors 3a and 3b. And a second end connected to the collector terminal. In the fifth embodiment shown in FIG. 19, when the first FET 4a is switched on, the first amplifying transistor 3a operates as a grounded emitter amplifier. In this case, the first FET 4a It appears to be equivalently resistive and affects the noise characteristics. On the other hand, in this modification, the DC component cutting capacitor 7a connected in parallel with the first FET 4a passes the high-frequency component, so that the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is high in frequency. As a result, the direct current component can be cut.
On the other hand, when the second amplifying transistor 3b is active and operates as a grounded emitter amplifier, similarly, the DC component cutting capacitor 7b connected in parallel with the second FET 4b allows the high frequency component to pass through. The emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is directly grounded in terms of high frequency, and as a result, the direct current component can be cut.
It is not always necessary to provide a capacitor in parallel between the source terminal and the drain terminal of the first and second FETs 4a and 4b, but only in parallel between the source terminal and the drain terminal of the first or second FET 4a or 4b. A capacitor may be provided.
A series resistor 12 and a capacitor 13 connected between the base terminal and the collector terminal of the first and second amplifying transistors 3a and 3b feed back an AC component from the collector terminal to the base terminal. The amplifying transistors 3a and 3b are prevented from oscillating at a high frequency, and the first and second amplifying transistors 3a and 3b are stabilized. As a result, the gains of the first and second amplifying transistors 3a and 3b do not depend on temperature and device characteristics.
As already described in the first and second embodiments, the first and second switches connected to the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b are not limited to FETs, respectively. Any circuit element may be used as long as it has a switching function that turns on / off in accordance with an applied control signal, and the same effect can be obtained.
The emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b and the DC component cutting capacitor 15 may be connected to the ground in common instead of separately, and the same effect can be obtained.
In the modification shown in FIG. 21, as shown in FIG. 20, the first and second cascode amplifiers share the third amplification transistor 16 as the second stage instead of the FET 14. May be.
Embodiment 6 FIG.
FIG. 22 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the sixth embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 19 denote the same or corresponding components as those in the fifth embodiment, and the description thereof will be omitted below.
As can be seen from a comparison between FIG. 22 and FIG. 19, in the microwave circuit according to the sixth embodiment, the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is directly grounded, and the first FET 4a is omitted. ing.
Similar to the fifth embodiment, the microwave circuit according to the sixth embodiment of the present invention includes a first cascode amplifier (first cascode amplifier) including at least a first amplifying transistor 3a and a FET 14 connected in series thereto. And a second cascode amplifier (second amplifying means) including at least a second amplifying transistor 3b and an FET 14 connected in series to the amplifying transistor 3b. That is, the first and second cascode amplifiers share the FET 14. As a result, the microwave circuit according to the sixth embodiment has a larger gain than the first and second embodiments.
Similar to the fifth embodiment, the microwave circuit according to the sixth embodiment is designed so as to switch between two current modes without changing the gain. For example, when a communication terminal to which a microwave circuit is applied transmits high frequencies, the microwave circuit amplifies the input transmission wave in a high current mode with a current of about 5 mA in order to maintain the characteristics of the communication terminal. On the other hand, when the communication terminal receives a high frequency, the microwave circuit can maintain the characteristics of the communication terminal by amplifying the received wave in a low current mode of about 3 mA. Therefore, the DC bias currents flowing between the collector terminals and the emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b have different desired values and the gains of the first and second cascode amplifiers are equal. In addition, the size of each amplifying transistor is determined while equalizing the current density of the DC bias current flowing through the first and second amplifying transistors 3a and 3b. However, unlike the case of the fifth embodiment, since the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a is directly grounded, the FET 4b connected to the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is turned on / off. Thus, the microwave circuit according to the sixth embodiment is switched between the first and second current modes. For example, when the microwave circuit is switched between a first current mode with a current of about 3 mA and a second current mode with a current of about 5 mA, the first amplifying transistor 3a has a DC bias current of about 3 mA. The second amplifying transistor 3b is configured such that its DC bias current is about 2 mA.
Next, the operation will be described.
In the first current mode, no active control signal is applied to the control terminal 20b, and therefore the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is open, so that a bias is supplied from the bias circuit 5. However, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as a grounded emitter amplifier. On the other hand, the first amplifying transistor 3a is always active and works as a grounded emitter amplifier. Therefore, in the first current mode, the always active first amplifying transistor 3a functions as a grounded-emitter amplifier, and the first cascode amplifier amplifies the input high-frequency signal with a predetermined gain. The consumption current of the microwave circuit is equal to the DC bias current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the first amplifying transistor 3a, for example, about 3 mA.
As described above, in the first current mode, the first cascode amplifier including the first amplifying transistor 3a and the FET 14 receives a high-frequency signal input to the base terminal via the first matching circuit 6a. Amplify with gain. The amplified high frequency signal is output from the drain terminal of the FET 14 to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside. In the first current mode, the FET 4b is in an off state and the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is in an open state, so that a bias is supplied from the bias circuit 5. First, the second amplifying transistor 3b is inactive and does not operate as an amplifier. That is, the second cascode amplifier does not operate in the first current mode.
On the other hand, in the second current mode, an active control signal is applied to the gate terminal of the FET 4b via the control terminal 20b. As a result, the FET 4b is on. As a result, the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is grounded via the drain terminal-source terminal of the FET 4b. Therefore, when the FET 4b is in the ON state, the second amplifying transistor 3b is also activated and functions as a grounded emitter amplifier, and the second cascode amplifier amplifies the input high frequency signal with a predetermined gain. On the other hand, as described above, the first amplifying transistor 3a is always active and functions as a grounded emitter amplifier, and the first cascode amplifier is always active. Therefore, in the second current mode, the consumption current of the microwave circuit is the DC bias current flowing from the collector terminal of the first amplification transistor 3a to the emitter terminal and the collector terminal of the second amplification transistor 3b to the emitter terminal. For example, about 5 mA.
Thus, in the second current mode, both the first and second cascode amplifiers are input to the base terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b via the first matching circuit 6a. A high-frequency signal is amplified by a predetermined gain. The amplified high frequency signal is output from the drain terminal of the FET 14 to the output terminal 2 via the second matching circuit 6b, and is extracted outside.
As described above, according to the sixth embodiment, the microwave circuit turns on / off the FET 4b, and thereby the first current mode of the low DC bias current (that is, the low consumption current) is obtained without changing the gain. And a second current mode of high DC bias current (ie high current consumption) can be switched. That is, the microwave circuit can realize amplification with equal gain with two different bias currents. In the microwave circuit according to the sixth embodiment, since the first and second amplifying transistors 3a and 3b share the bias circuit 5, the microwave circuit is reduced in size. Since the second cascode amplifier shares the FET 14, the size is further reduced as compared with the third and fourth embodiments.
There can be many variations in the sixth embodiment. FIG. 23 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the fifth embodiment. In the figure, reference numeral 16 denotes a collector terminal connected to the collector terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b, a base terminal connected to the DC component cutting capacitor 15, and a second matching circuit 6b. And a third amplifying transistor having an emitter terminal connected to the input terminal. In this modification, as shown in FIG. 23, the first and second cascode amplifiers share the third amplification transistor 16 as the second stage instead of the FET 14. Therefore, the first amplifying transistor 3a is always active and operates as a grounded emitter amplifier, and the third amplifying transistor 16 is always active and operates as a grounded base amplifier. That is, the first cascode amplifier is always active. When the second FET 4b is turned on, in the second cascode amplifier, the second amplifying transistor 3b becomes active and operates as a grounded emitter amplifier, and the third amplifying transistor 16 becomes active and operates as a grounded base amplifier. .
FIG. 24 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the sixth embodiment. In the figure, 7 is a DC component cutting capacitor connected between the drain terminal and the source terminal of the second FET 4b, and 12 is a first capacitor for stabilizing the first and second amplifying transistors 3a and 3b. Reference numeral 13 denotes a resistor having one end connected to a commonly connected base terminal of the first and second amplification transistors 3a. Reference numeral 13 denotes a resistor 12 for stabilizing the first and second amplification transistors 3a and 3b. A capacitor having one end connected to the other end and the other end connected to a collector terminal connected in common to the first and second amplifying transistors 3a and 3b. In the sixth embodiment shown in FIG. 22, when the FET 4b is switched to the on state, the second amplifying transistor 3b operates as a grounded emitter amplifier. In this case, the FET 4b appears equivalent to a resistor. This will affect the noise characteristics. On the other hand, in this modification, the DC component cutting capacitor 7 connected in parallel with the FET 4b allows high-frequency components to pass, so that the emitter terminal of the second amplification transistor 3b is directly grounded in terms of high frequency. As a result, the direct current component can be cut.
A series resistor 12 and a capacitor 13 connected between the base terminal collector terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b feed back an AC component from the collector terminal to the base terminal, so that the first and second amplifications are performed. The transistors 3a and 3b are prevented from oscillating at a high frequency, and the first and second amplifying transistors 3a and 3b are stabilized. As a result, the gains of the first and second amplifying transistors 3a and 3b do not depend on temperature and device characteristics.
As described above, the switch connected to the emitter terminal of the second amplifying transistor 3b is not limited to the FET, but is a circuit element having a switching function that turns on / off according to the applied control signal. Any one can be used, and the same effect can be obtained.
The emitter terminals of the first and second amplifying transistors 3a and 3b and the DC component cutting capacitor 15 may be connected to the ground in common instead of separately, and the same effect can be obtained.
In the modification shown in FIG. 24, as shown in FIG. 23, the first and second cascode amplifiers share the third amplification transistor 16 as the second stage instead of the FET 14. May be.
Industrial applicability
As described above, in the microwave circuit according to the present invention, the low-current first current mode and the high-current second current can be obtained without changing the gain in a broadband communication terminal that is compliant with a communication method such as the WCDMA method. Suitable for switching between current modes.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing the configuration of a conventional microwave circuit.
FIG. 2 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 10 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the third embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 15 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the microwave circuit according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to a modification of the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 24 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a microwave circuit according to another modification of the sixth embodiment of the present invention.
