JPS6373878A - 高圧制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高圧電源回路等に適用し得るスイッチング方
式による高圧制御回路に関し、特に水平走査周波数の高
い高精細度表示装置等に用いて好適なものである。

〔発明の４既要〕 本発明はスイッチング方式高圧制御回路において、高圧
出力を得るための第１のスイッチング素子と並列にコイ
ル、コンデンサ及びダイオードから成る直列回路を設け
ると共に、上記コイルとコンデンサとの接続点にリンギ
ング電流の側路を接続し、上記ダ・イオードに第２のス
イッチング素子を並列に接続し、この第２のスイッチン
グ素子を出力電圧に応じてパルス巾制御するように成し
、この際、第１のスイッチング素子の導通期間の後半か
らこの導通期間の終了までの間でパルス中制御を行うよ
うにしたものである。これによって高速追従性及び信頼
性に優れた高圧制御回路を提供することができる。

〔従来の技術〕

ＣＡＤ、ＣＡＭ等の高精細度表示装置においては、水平
走査周波数を例えば６３〜１２８ＫＨｚとして走査線数
が１０００〜２０００本になるようにしている。このよ
うな高精細度表示装置には、陰極線管のアノード電圧等
の高電圧を得るための高圧制御回路が設けられている。

高圧制御回路としては、従来よりシリーズレギュレータ
方式、可飽和リアクタを用いたインダクタンス制御方式
及びスイッチング方式等の３つの基本的な方式が知られ
ている。これらの方式のうちシリーズレギュレータ方式
及びインダクタンス制御方式は、■失が大きく、また制
御の追従性が遅いため、高精細度表示装置には適してい
ない。

またスイッチング方式は低損失、高速追従性及び制御範
囲の拡大等が追求され、種々の高性能の回路が考案され
ている。その−例として特開昭５５−１４１９７１号に
より提案されたものがある。

また本発明に関する先願発明として特願昭６０−１３９
７８３号が本出願人及び本発明者により提案されている
。以下上記先願発明に開示された実施例について第３図
及び第４図と共に説明する。

尚、第４図ａ　％　ｆは第３図のａ　−ｆ点における電
圧、電流波形を示す。

第３図において、トランジスタ１のベースには入力端子
２から第４図ａに示すパルスＰ、が加えられる。これに
よってこのトランジスタ１は例えば６３〜１２８　Ｋ１
１ｚの水平走査周波数でスイッチングされる。このトラ
ンジスタ１のコレクタにはダンパ用ダイオード３、共振
用コンデンサ４が並列に接続されると共に、コンデンサ
５、チョークコイル６及びダイオード７から成る直列回
路が並列に接続され、さらにフライバックトランス８の
１次コイル８ａを介して電源９が接続されている。

上記トランス８の２次側からは所定の高電圧ＨＶが出力
されるように成されている。この出力電圧ｉ（Ｖは検出
砥抗１０．１１により検出され、その検出電圧Ｖ、によ
りＰＷＭ回路１２が制御される。

これによってｂ点に得られるパルスＰ２のパルス巾が制
？１１され、このパルスＰ２によりトランジスタ１３が
スイッチングされる。このトランジスタ１３のエミッタ
は上記コイル６とダイオード７との接続点Ｃに接続され
、コレクタは接地されている。

次に上記のように構成された高圧制御回路の動作につい
て説明する。

先ず、第４図ａ、ｂの実線で示すように、水平走査期間
Ｉ（の後半（トランジスタ１がＯＮの期間）における任
意の時点、例えばｔ３時点からこの水平走査期間Ｈの終
了点ｔ２までの期間にトランジスタ１３をパルスＰ２に
よりＯＮと成す。このときダイオード７はＯＦＦとなっ
ており、また０点の電圧波形は第４図Ｃのように略−２
００Ｖから略ＯＹになる。またコンデンサ５は電ａ９の
電圧Ｅに相当する電圧に充電されているので、上記トラ
ンジスター３がＯＮになると、コイル６からｄ点に鋸歯
状波電流■、が流れ始める。この電流■＋、は、コイル
６のインダクタンスをり、　とすると、 １、＝　　□　Δｔ　−・−・−−−−−−−（１）で
表わされる。この電流ＩＬはも３時点になる迄の間に電
源９から１次コイル８ａに流れていた電流と合成され、
電流ＩＰＣとなって８点からトランジスタ１に流れる。

第４図ｅの実線で示す電流ＩＰＣは、ｔ１時点から上記
電流ＩＬの上昇分が増加されている。即ち、点線で示す
ＩＰｅに同図ｄの電流ＩＬが加えられている。

この状態でｔ２時点に達すると、トランジスタ１がＯＦ
Ｆとなる。このため上記電流ＩＰＣはコンデンサ４に引
継がれて流れ、共振電流となる。この結果、ｆ点におけ
るコンデンサ４の端子電圧Ｖ。

が第４図ｆに示すように正弦波の正の半周期の波形を以
って上昇し、ｔ１時点でピーク値に達する。

この電圧ＶＰは、コンデンサ４の容量をＣとすれば、 で表される。この電圧Ｖ２の１３時点におけるピーク値
は、ｔ２時点に流れていた電流ＩＦＣの大きさによって
決められる。

１３時点でピーク値に達すると、電流■、の極性が反転
し、こきときトランジスタ１３がＯＦＦとなり、ダイオ
ード７がＯＮとなって、電流■。

はこのダイオード７を流れる。

次にｔ４時点になり帰線期間が終了すると、電圧■、が
ゼロになると共に、電流■Ｐｏがダンパ用ダイオード３
を流れるようになる。そしてコイル６を流れるＭＬ流１
１は徐々に減少し、１３時点でゼロになる。このｔ２時
点から次にトランジスタ１３が再びＯＮになる時点ｔ６
までの期間は、ダイオード７及びトランジスタ１３はＯ
ＦＦとなっており、Ｃ点はオーブン状態となっている。

このためこのＣ点には第４図Ｃに示すように、コンデン
サ５に充電された電圧−２００■が現れている。

上記ｆ点において帰線期間ｔ２〜ｔ４に発生した電圧■
２はフライバックトランス８の２次側から取り出され、
整流されて所定の高電圧ＨＶとなる。この高電圧ＨＶの
大きさは上記電圧ＶＰのピーク値によって決められる。

従って、この高電圧ＨＶを検出した前記検出電圧Ｖ、に
よりＰ　Ｍ　Ｗ回路１２を制御することにより、高電圧
ＨＶを所定の大きさに制御することができる。

本実施例においては、帰線期間の前後、即ち、ｔ、〜ｔ
２及びｔ４〜ｔ、の各期間にコンデンサ５とチョークコ
イル６との直列回路を等価的に挿入して、これらの期間
を含む期間ｔ１〜も、の期間に電流ＩＰＣを制御するよ
うにしている。また前記（２）式に示すように電圧ＶＰ
のピーク値は電流Ｉｒｅによって定まる。

従って、電流Ｉ２゜をｔ。時点を変えることによって制
御すれば、結局、高電圧ＨＶを制御することができる。

第４１′７１ｂにおいてはｔ１時点を実線で示す位置か
ら二点鎖線で示す位置を経て点線で示す位置まで可変と
した場合を示しており、同図ｃ　−ｆの二点鎖線及び点
線で示すカーブは同図すと対応している。尚、点線で示
すカーブは、コンデンサ５、チョークコイル６、ダイオ
ード７及びトランジスタ１３の直列回路を省略した場合
を示している。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前述した従来のスイッチング方式による高圧制御回路は
何れも水平走査周波数が１５．７５　Ｋ１１ｚの標準テ
レビ受像機用として開発されたものである。

従って、このような高圧制御回路を水平走査周波数が６
３〜１２８　Ｋ）Ｉｚのような標準テレビの４〜８倍も
の高い周波数で使用すると、スイッチングによる電圧、
電流の変化が急激になり、スイッチングロスが増大する
。またトランジスタ、サイリスク等のスイッチング素子
やダイオード等の回路素子に、高耐圧性及び超高速性を
有する大電流用のものを用いる必要がある。また従来の
スイッチング方式高圧制御回路は、水平帰線期間の後半
の期間においてパルス中制御を行うようにしているため
、制？１′ｌＩ期間が制限され、制御範囲が狭くなる欠
点がある。上記特開昭５５−１４１．９７１号で提案さ
れたものでは、上記の他にコンデンサによる時間遅れに
よって高速化に限界が生じ、またす１１線期間において
共振定数が変わるため、フライバックトランスの設計が
困難となる等の欠点がある。

また前述した第３図の先願発明により」二連した従来の
欠点を除去することができるが、この第３図の回路には
次のような欠点がある。

第４図において、ｔ３〜ｔ５期間はダンパ期間であり、
ダイオード７がＯＮとなっている。このダイオード７は
ｔ６時点でＯＦＦとなるように説明したが、実際にはこ
のダイオード７の逆回復電流（リバースリカバリカレン
１−）があるために、ダイオード７がＯＦＦとなるのは
、コイル６の電流ＩＬがゼロ■になったときではなく、
第５図ｄに示すようにゼロ■を少し越えた時点でＯＦＦ
となる。このためにコイル６に第５図Ｃに点線で示すよ
うなリンギング電圧が発生する。このリンギング電圧は
コイル６のインダクタンスと分布容量で決まり、高精細
度表示装置のように水平走査周波数が高い場合に発生し
易い。このようなリンギング電圧はこれをダンピングし
ないと、ダイオード７及びトランジスタ１３に耐圧を越
える過電圧が加えられるため、これらのダイオード７及
びトランジスタ１３が破壊される惧れがある。

上記リンギング電圧をダンピングするために、第６図に
示すように、抵抗１３とコンデンサ１４との直列回路を
０点に接続する方法が考えられる。

しかしながらこの方法は、コンデンサ１４の容量が太き
（なり、このためリンギング成分の他に直流成分の電力
も消費するので、抵抗１３としてワット数の大きなもの
が必要となる。

本発明は前述した従来の高圧制御回路の欠点を除去する
と共に、第３図の回路の欠点も除去することを目的とし
ている。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明においては、電ａ電圧を所定周波数でスイッチン
グする第１のスイッチング素子と、上記第１のスイッチ
ング素子と並列に接続された１１イル、コンデンサ及び
ダイオードから成る直列回路と、上記コイルとコンデン
サとの接続点に接続されたダイオードを含むリンギング
電流の側路と、上記ダイオードに並列に接続された第２
のスイッチング素子と、上記第１のスイッチング素子の
出力電極に得られる電圧の検出手段と、上記検出手段の
！、！ｉｌ−出信号によりその出力パルスのパルス中が
制御されると共に、上記出力パルスで上記第２のスイッ
チング素子を制御するように成され、且つ上記第１のス
イッチング素子の導通期間の後半からこの導通期間の終
了までの期間に上記パルス中が制御されるように成され
たパルス巾制御回路とを設けている。

〔作用〕

パルス１１制御の制御範囲が拡大されると共に、電流、
電圧の変化が緩やかになり、このためスイッチングロス
が低減されると共に、高速追従性が向」ニする。またコ
イルに発生するリンギング電圧の形容を有効に除去する
ことができる。

〔実施例〕

第１図は本発明の第１の実施例を示し、第３図と対応す
る部分には同一符号が付されている。

第１図において第３図と異る点は、コイル６とコンデン
サ５の位置が入れ替っている構成と、コイル６とコンデ
ンサ５との接続点ｄとアースとの間にアノードをアース
側に向けたダイオード１５と抵抗１６とを直列に接続し
ている構成とである。

本実施例によれば、第３図及び第４図について述べたと
同様の動作が行われる。またダイオード７がＯＦＦする
ｔ５時点における等価回路を考えると、前述したように
ダイオード３が７ｉｆｉＬでおり、且つコイル６とコン
デンサ５とを入れ替えて接、涜したために、ダイオード
７が０ＦＦＬ／たときに発生するリンギング電圧はコイ
ル６とコンデンサ５どの接続点ｄに現われる。このリン
ギング電圧は互口Ｖより負側に発生するので、ダイオー
ド１５及び抵抗１６にリンギング電流を流すことができ
る。この場合、抵抗１６にはリンギング成分のみ流れる
ので、この抵抗１６は第６図の抵抗１３より充分小さい
抵抗値であってよい。

第２図は本発明の第２の実施例を示し、第１図と対応す
る部分には同一符号が付されている。

本実施例は、トランス８に２次コイル８ｂが設げられ、
この２次コイル８ｂからダイオード１７及びコンデンサ
１８を介して負の出力電圧−■１を得、この電圧−■、
を負荷１９に供給するようにした電圧制御回路に本発明
を適用した場合である。

本実施例においては、ｄ点に発生するリンギング電圧を
ダイオード２０で整流して負の電圧を得、この負の電圧
を負荷１９に供給するようにしている。このように成す
ことにより、第１図の第１の実施例における抵抗１６で
消費されていたリンギング電圧のエネルギー分を負荷１
９に供給することができ、その分だけコイル８ｂ側から
供給される電圧＝■、の電泥の消費を軽減することがで
きる。従って、効率を上げることができると共に、上記
抵抗１６による発熱もなくすことができるので、信頼性
が増すと共に回路部品を近接させて高密度実装が可能と
なる。

以上述べた第１及び第２の実施例によれば、従来は帰線
期間の後半（第４図ではｔ３〜ｔ４の月間）においてパ
ルス巾制御を行っていたが、第３図及び第４図について
述べたように帰線期間を含むｔ、ｘｊｓの期間でパルス
中制御を行っているので、制御の自由度が増し、制御範
囲を拡大することができる。また制御範囲が広いので、
第４図ｄ、ｅの電流波形は緩やかに変化する。従って、
ダイオード７、トランジスタ１．１３等に例えば耐圧数
１００■、１．ＯＡ程度の高速素子を用いる必要はある
が、高価な超高速素子を用いる必要はない。また電圧、
電流波形の立上り、立下りにおけるスイッチングロスが
極めて少ない。さらに電流ｒｐｃを直接制御しているの
で、基本的に高速追従性が良く、また共振電流が流れる
共振回路の定数がパルス巾に無関係に一定であるため、
フライバックトランスの高効率設計が可能となる。また
リンギング電圧を有効にダンピングすることができるの
で、信頼性を高めることができる。

尚、実施例においてはトランジスタ１３に代えてサイリ
スク等のスイッチング素子を用いてもよい。

（発明の効果〕 制御範囲を広げて制御の自由度を向上させることができ
、またスイッチングロスが少なく且つ高速追従性に優れ
た高圧制御回路を安価に提供することができると共に、
リンギング電圧をダンピングして信頼性を高めることが
できる。従って、本発明は高精細度表示装置等における
スイッチング周波数の高い高圧制御回路に用いて特に有
効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
本発明の第２の実施例を示す回路図、第３図は本発明と
関連する先願発明の実施例を示す回路図、第４図は第３
図の各部の電圧、電流の波形図、第５図は第３図の回路
にリンギング電圧が発生することを示す波形図、第６図
はリンギング電圧をダンピングするための回路の一例を
示す回路である。 なお、図面に用いた符号において、 １・−＝−・−・−・−・−・トランジスタ３−・−・
・・−−−一−−−−−・−・・ダンパ用ダイオード４
−・−・・・−−−一〜−・共振用コンデンサ５−・−
・・・・−ｍ−−−−・−・−・コンデンサ６−・・・
−・−−−−ｍ−−−−−−・チョークコイル７−−−
−−・・−・−ロー一−−・ダイオード８−・・−・−
−−ｍ−−−・・・・−フライバックトランス９・−−
−ロー一−−−・−・−電源 １０．１１−−−−−・−・・−抵抗 １２−−−−−−−−−　Ｐ　Ｗ　Ｍ回路１３−・・−
・・−・−・トランジスタ１Ｇ−〜−−−−・−−−一
−−−ダンピング抵抗１５．２０−・・−・−ダンピン
グダイオードである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電源電圧を所定周波数でスイッチングする第１のスイッ
   チング素子と、 上記第１のスイッチング素子と並列に接続されたコイル
   、コンデンサ及び第１のダイオードから成る直列回路と
   、 上記コイルとコンデンサとの接続点に接続された第２の
   ダイオードを含むリンギング電流の側路と、上記第１の
   ダイオードに並列に接続された第２のスイッチング素子
   と、 上記第１のスイッチング素子の出力電極に得られる電圧
   の検出手段と、 上記検出手段の検出信号によりその出力パルスのパルス
   巾が制御されると共に、上記出力パルスで上記第２のス
   イッチング素子を制御するように成され、且つ上記第１
   のスイッチング素子の導通期間の後半からこの導通期間
   の終了までの期間に上記パルス巾が制御されるように成
   されたパルス巾制御回路とをそれぞれ具備して成る高圧
   制御回路。