JPS6334359Y2 - - Google Patents

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JPS6334359Y2
JPS6334359Y2 JP1982140068U JP14006882U JPS6334359Y2 JP S6334359 Y2 JPS6334359 Y2 JP S6334359Y2 JP 1982140068 U JP1982140068 U JP 1982140068U JP 14006882 U JP14006882 U JP 14006882U JP S6334359 Y2 JPS6334359 Y2 JP S6334359Y2
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sideband
voltage
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Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、搬送波を中心に下側波帯(LSB)
および上側波帯(USB)を有する両側波帯
(DSB)信号より、上記各側波帯のいずれか一方
の信号を取り出し受信するAM受信機に関するも
のである。
[Detailed explanation of the invention] [Industrial application field] This invention focuses on the lower sideband (LSB) of the carrier wave.
The present invention relates to an AM receiver that extracts and receives a signal from one of the above-mentioned sidebands from a double sideband (DSB) signal having an upper sideband (USB) and an upper sideband (USB).

〔背景技術とその問題点〕[Background technology and its problems]

通常、AM波には搬送波を中心に下側波帯およ
び上側波帯を有するA3波(DSB)、低減された搬
送波といずれか一方の側波帯例えば上側波帯を含
むA3a波(低減搬送波SSB)、搬送波が抑圧され
ていずれか一方の側波帯例えば上側波帯のみを含
むA3j波(搬送波抑圧SSB)等がある。
Typically, AM waves include A 3a wave (DSB), which has a lower sideband and an upper sideband around the carrier, and A 3a wave (DSB), which includes a reduced carrier wave and one of the sidebands, e.g. There are carrier wave SSB), A 3j wave (carrier suppressed SSB), etc., in which the carrier wave is suppressed and includes only one of the sidebands, for example, the upper sideband.

そしてA3波の片側波帯受信やA3a波の受信或い
はAMステレオ受信には一般にフエーズロツクド
ループ(PLL)回路を利用した同期検波方式が
知られており、第1図もその一例である。
A synchronous detection method using a phase-locked loop (PLL) circuit is generally known for single-side band reception of A3 waves, reception of A3A waves, or AM stereo reception, and Fig. 1 is an example of this. .

第1図において、受信アンテナAにより受信さ
れた放送電波すなわちAM波は高周波増幅回路1
を通じて混合回路2に供給される。このAM波は
一般に (1+mcospt)cosωt=cosωt+m/2cos(ω−
p)t+m/2cos(ω+p′)t…(1) で表わされる。上記(1)式において、mは変調度、
p,p′はそれぞれ下側波帯及び上側波帯信号の角
周波数であり、そして上記(1)式における右辺の第
1項が搬送波信号、第2項が下側波帯信号、第3
項が上側波帯信号をそれぞれ表わしている。従つ
てA3波の場合第1項乃至第3項の全ての信号を
含み、A3a波の場合第1項と、第2項又は第3項
の信号を含むことになる。
In FIG. 1, broadcast radio waves, that is, AM waves, received by receiving antenna A are transmitted to high frequency amplifier circuit 1.
is supplied to the mixing circuit 2 through. This AM wave is generally (1+mcospt)cosωt=cosωt+m/2cos(ω−
p)t+m/2cos(ω+p')t...(1) In the above equation (1), m is the modulation degree,
p and p' are the angular frequencies of the lower sideband and upper sideband signals, respectively, and the first term on the right side of equation (1) above is the carrier signal, the second term is the lower sideband signal, and the third term is the lower sideband signal.
Each term represents an upper sideband signal. Therefore, in the case of A 3 waves, all the signals of the first to third terms are included, and in the case of A 3a waves, the signals of the first term and the second or third term are included.

混合回路2に供給された高周波信号は局部発振
回路3からの局部発振信号と混合されて中間周波
信号に変換され、中間周波増幅回路4を通じて乗
算器5の一方の入力端に供給される。
The high frequency signal supplied to the mixing circuit 2 is mixed with the local oscillation signal from the local oscillation circuit 3 and converted into an intermediate frequency signal, which is supplied to one input end of the multiplier 5 through the intermediate frequency amplifier circuit 4.

また中間周波増幅回路4の出力信号はPLL回
路6に供給され、このPLL回路6のフイルタ機
能により搬送波信号すなわち上記(1)式における
cosωtがその出力側に導出される。
Further, the output signal of the intermediate frequency amplification circuit 4 is supplied to the PLL circuit 6, and the filter function of this PLL circuit 6 is used to generate the carrier wave signal, that is, in equation (1) above.
cosωt is derived on its output side.

そしてPLL回路6の出力信号すなわち入力さ
れた搬送波信号cosωtと同相の信号は乗算器5の
他方の入力端に供給され、中間周波増幅回路4か
らの出力信号と乗算される。更にこの乗算器5の
出力信号はローパスフイルタ7に供給される。こ
の結果、上記ローパスフイルタ7の出力側には次
の(2)式で表わされるような出力信号が得られる。
The output signal of the PLL circuit 6, that is, a signal in phase with the input carrier signal cosωt, is supplied to the other input terminal of the multiplier 5, and multiplied by the output signal from the intermediate frequency amplifier circuit 4. Furthermore, the output signal of this multiplier 5 is supplied to a low pass filter 7. As a result, an output signal expressed by the following equation (2) is obtained on the output side of the low-pass filter 7.

m/4cospt+m/4cos(−p′)t …(2) また、PLL回路6の出力信号は、90゜移相器8
に供給される。上記90゜移相器8は、入力された
搬送波信号に対して90゜の位相差を有する搬送波
信号cos(ωt−90゜)つまりsinωtの信号を出力し、
その信号は乗算器9に供給されて中間周波増幅回
路4からの出力信号と乗算される。更にこの乗算
器9の出力信号はローパスフイルタ10に供給さ
れる。この結果、上記ローパスフイルタ10の出
力側には次の(3)式で表わされるような出力信号が
得られる。
m/4cospt+m/4cos(-p')t...(2) Also, the output signal of the PLL circuit 6 is transferred to the 90° phase shifter 8.
is supplied to The 90° phase shifter 8 outputs a carrier signal cos(ωt−90°), that is, a sinωt signal having a phase difference of 90° with respect to the input carrier signal,
The signal is supplied to a multiplier 9 and multiplied by the output signal from the intermediate frequency amplification circuit 4. Furthermore, the output signal of this multiplier 9 is supplied to a low pass filter 10. As a result, an output signal expressed by the following equation (3) is obtained on the output side of the low-pass filter 10.

m/4sinpt+m/4sin(−p′)t …(3) さらにこれらの出力信号は移相回路網11およ
び12により相互に90゜の位相差をもつような関
係に維持される。つまり例えば上記ローパスフイ
ルタ10の出力信号を上記ローパスフイルタ7の
出力信号に対して位相差に90゜進める。この結果
上記(3)式で表わされる上記ローパスフイルタ10
の出力信号は m/4cospt−m/4cosp′t …(4) となる。従つて次段のマトリツクス回路13には
それぞれ上記(2)式および(4)式で表わされるような
出力信号が供給される。
m/4sinpt+m/4sin(-p')t (3) Further, these output signals are maintained in a relationship such that they have a phase difference of 90 degrees from each other by phase shift circuits 11 and 12. That is, for example, the output signal of the low-pass filter 10 is advanced by a phase difference of 90 degrees with respect to the output signal of the low-pass filter 7. As a result, the above-mentioned low-pass filter 10 expressed by the above equation (3)
The output signal is m/4cospt - m/4cosp't (4). Therefore, the matrix circuits 13 at the next stage are supplied with output signals as expressed by the above equations (2) and (4), respectively.

そして上記マトリツクス回路13において、入
力される移相回路網11および12からの各出力
信号和および差が求められ、切換スイツチ14の
端子14Lおよび14Uにはそれぞれ次のような
和成分および差成分の出力信号が取り出される。
Then, in the matrix circuit 13, the sum and difference of each output signal from the input phase shift circuit networks 11 and 12 are determined, and the following sum component and difference component are input to terminals 14L and 14U of the changeover switch 14, respectively. An output signal is taken.

m/2cospt …(5) m/2cosp′t …(6) つまり上記(5)式が和成分で、下側波帯信号を表
わし、一方上記(6)式が差成分で、上側波帯信号を
表わす。
m/2cospt...(5) m/2cosp't...(6) In other words, equation (5) above is the sum component and represents the lower sideband signal, while equation (6) above is the difference component and represents the upper sideband signal. represents.

このようにして取り出された下側波帯信号およ
び上側波帯信号は、スイツチ14を手動操作する
ことにより選択的に切換えられ出力端子15に出
力される。そして図示を省略するが低周波増幅回
路、スピーカ等を介して放音される。
The lower sideband signal and upper sideband signal thus extracted are selectively switched by manually operating the switch 14 and output to the output terminal 15. Although not shown, the sound is emitted via a low frequency amplification circuit, a speaker, etc.

ところで、第1図の如き構成を成す従来回路の
場合、下側波帯信号または上側波帯信号の選択
は、スイツチ14を手動で切り換えることにより
なされ、その為、選局時には、チユーニングダイ
ヤル等を操作する選局操作と上記スイツチ14を
切換える切換操作が必要であつた。すなわち、従
来例においては、選局時の操作が非常に煩雑であ
つた。
By the way, in the case of the conventional circuit having the configuration as shown in FIG. 1, the selection of the lower sideband signal or the upper sideband signal is done by manually switching the switch 14. Therefore, when selecting a channel, the tuning dial etc. A channel selection operation by operating the switch 14 and a switching operation by switching the switch 14 were required. That is, in the conventional example, the operation at the time of channel selection was extremely complicated.

〔考案の目的〕[Purpose of invention]

本考案は、上述の点に鑑み、下側波帯信号また
は上側波帯信号の選択を、選局操作と連動し自動
的に行ない得るようにし、選局時の操作性の向上
を図るようにしたAM受信機を提供することを目
的とする。
In view of the above-mentioned points, the present invention aims to improve operability when selecting a channel by making it possible to automatically select a lower sideband signal or an upper sideband signal in conjunction with the channel selection operation. The purpose is to provide an AM receiver with

〔考案の概要〕[Summary of the idea]

すなわち、本考案は、上述の目的を達成するた
めに、搬送波を中心に下側波帯(LSB)および
上側波帯(USB)を有する両側波帯(DSB)信
号を受信し、フエーズロツクループ(PLL)回
路にて受信信号から抽出された搬送波を用いて上
記DSB信号の同期検波を行ない、上記各側波帯
のいずれか一方の信号を選択的に取り出して復調
するAM受信機において、上記PLL回路を構成す
る電圧制御発振器(VCO)に供給される発振制
御信号の信号レベルと前もつて設定された基準信
号レベルとを比較し、該比較出力に対応して上記
下側波帯(LSB)または上側波帯(USB)を選
択する側波帯選択回路を設け、上記各側波帯のい
ずれか一方の信号を、選局操作と連動して自動的
に切換え取り出すようにしたことを特徴としてい
る。
That is, in order to achieve the above-mentioned purpose, the present invention receives a double sideband (DSB) signal having a lower sideband (LSB) and an upper sideband (USB) around a carrier wave, and connects it to a phase lock loop. In the AM receiver, the above-mentioned The signal level of the oscillation control signal supplied to the voltage controlled oscillator (VCO) constituting the PLL circuit is compared with a preset reference signal level, and the lower sideband (LSB) ) or the upper sideband (USB), and the signal from either of the above sidebands is automatically switched and extracted in conjunction with the channel selection operation. It is said that

〔実施例〕〔Example〕

以下、本考案に係る好ましい実施例につき第2
図を参照しながら説明する。なお、同図において
第1図と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細な説明は省略する。
Hereinafter, the second preferred embodiment of the present invention will be explained.
This will be explained with reference to the figures. In this figure, parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted.

第2図において、中間周波増幅回路4からの出
力信号は、フエーズロツクループ回路すなわち
PLL回路6に供給される。上記PLL回路6は、
位相比較器61、ローパスフイルタ62、および
電圧制御発振器(VCO)63より構成されてい
る。そして、上記中間周波増幅回路4からの出力
信号は、先ず位相比較器61に供給され、上記位
相比較器61からの出力信号は、ローパスフイル
タ62を介して、電圧制御発振器63に供給され
る。さらに、上記電圧制御発振器63からの出力
信号は、上記位相比較器61に帰還される。つま
り、上記位相比較器61は、上記中間周波増幅回
路4からの出力信号と上記発振器63からの出力
信号との位相を比較し、それら信号の位相差に応
じた差信号電圧を出力する。さらに、上記差信号
電圧は、ローパスフイルタ62を介し、上記電圧
制御発振器63を制御する制御電圧となる。
In FIG. 2, the output signal from the intermediate frequency amplification circuit 4 is output from a phase lock loop circuit, i.e.
The signal is supplied to the PLL circuit 6. The above PLL circuit 6 is
It is composed of a phase comparator 61, a low pass filter 62, and a voltage controlled oscillator (VCO) 63. The output signal from the intermediate frequency amplification circuit 4 is first supplied to a phase comparator 61, and the output signal from the phase comparator 61 is supplied to a voltage controlled oscillator 63 via a low pass filter 62. Furthermore, the output signal from the voltage controlled oscillator 63 is fed back to the phase comparator 61. That is, the phase comparator 61 compares the phases of the output signal from the intermediate frequency amplification circuit 4 and the output signal from the oscillator 63, and outputs a difference signal voltage according to the phase difference between these signals. Further, the difference signal voltage becomes a control voltage that controls the voltage controlled oscillator 63 via the low-pass filter 62.

ここで、上記PLL回路6は、中間周波数を中
心として約±2KHzの範囲内で位相ロツク状態と
なるようになつており、上記制御電圧がV〔v〕
のときに電圧制御発振器63から中間周波数にロ
ツクした発振出力が得られるものとする。また、
上記位相比較器61は、入力される信号の周波数
が中間周波数より低ければ、V〔v〕より低い制
御電圧を出力し、上記入力される信号の周波数が
中間周波数より高ければ、V〔v〕より高い制御
電圧を出力する。本実施例では、上記制御電圧を
利用し、下側波帯信号および上側波帯信号の切換
えを行なうようになつている。
Here, the PLL circuit 6 is designed to be in a phase-locked state within a range of approximately ±2KHz centering on the intermediate frequency, and the control voltage is V [v].
It is assumed that an oscillation output locked to the intermediate frequency can be obtained from the voltage controlled oscillator 63 when . Also,
The phase comparator 61 outputs a control voltage lower than V[v] if the frequency of the input signal is lower than the intermediate frequency, and outputs a control voltage lower than V[v] if the frequency of the input signal is higher than the intermediate frequency. Output higher control voltage. In this embodiment, the control voltage is used to switch between the lower sideband signal and the upper sideband signal.

上記制御電圧は、下側波帯信号および上側波帯
信号の切換えを行なう側波帯選択回路16の電圧
比較器17に供給される。上記電圧比較器17
は、上記制御電圧と、抵抗18および19により
決定される基準電圧とを比較し、その出力によ
り、下側波帯信号および上側波帯信号の切換えを
行なうスイツチ14を制御している。なお、上記
抵抗18および19により決定される基準電圧
は、上記電圧制御発振器63が中間周波数を発振
するとの電圧V〔v〕に設定されている。
The control voltage is supplied to a voltage comparator 17 of a sideband selection circuit 16 that switches between the lower sideband signal and the upper sideband signal. The voltage comparator 17
compares the control voltage with a reference voltage determined by resistors 18 and 19, and uses its output to control switch 14 for switching between the lower sideband signal and the upper sideband signal. Note that the reference voltage determined by the resistors 18 and 19 is set to a voltage V [v] at which the voltage controlled oscillator 63 oscillates at an intermediate frequency.

さらに、上記電圧比較器17は、入力電圧すな
わち制御電圧が基準電圧よりも低い時、正電圧を
出力するようになつており、その時、上記スイツ
チ14は、端子14L側に接続され、下側波帯信
号が取り出される。また、上記電圧比較器17の
入力電圧が基準電圧よりも高い時、上記電圧比較
器17は負電圧を出力するようになつており、そ
の時、上記スイツチ14は、端子14U側に接続
され、上側波帯信号が取り出されるようになつて
いる。なお、図示を省略するが上記電圧比較器1
7の出力電圧を利用することにより、取り出され
ている信号が、下側波帯信号か上側波帯信号かを
表示することが可能となる。
Further, the voltage comparator 17 outputs a positive voltage when the input voltage, that is, the control voltage, is lower than the reference voltage. At that time, the switch 14 is connected to the terminal 14L side, and the lower side wave A band signal is extracted. Further, when the input voltage of the voltage comparator 17 is higher than the reference voltage, the voltage comparator 17 outputs a negative voltage, and at that time, the switch 14 is connected to the terminal 14U side, and the upper side Waveband signals are now being extracted. Although not shown, the voltage comparator 1
By using the output voltage of 7, it is possible to display whether the signal being extracted is a lower sideband signal or an upper sideband signal.

次に、選局操作を行なう際に、希望局の周波数
に対し、低い周波数側から選局操作を行なつてい
くと、すなわち、チユーニングダイヤルを低い周
波数側からまわしていき希望局の周波数に合わせ
ていくと、上記中間周波増幅回路4から出力され
る信号の周波数は、上記選局操作に伴い、中間周
波数に対し低い周波数側から近づくことになる。
そのため、上記位相比較器61から出力される制
御電圧は、やはり上記選局操作に伴い、V〔v〕
より低い電圧からV〔v〕に近づいていく。
Next, when performing the tuning operation, start from the lower frequency side of the desired station frequency, that is, turn the tuning dial from the lower frequency side until you reach the desired station frequency. As a result, the frequency of the signal output from the intermediate frequency amplification circuit 4 approaches the intermediate frequency from the lower frequency side as the channel selection operation is performed.
Therefore, the control voltage output from the phase comparator 61 becomes V[v] due to the channel selection operation.
The voltage approaches V [v] from a lower voltage.

上記制御電圧は、上記電圧比較器17により、
基準電圧と比較されるが、上記基準電圧V〔v〕
に設定されているので、上記制御電圧は上記基準
電圧よりも低いことになる。そのため前述したよ
うに、上記電圧比較器17は正電圧を出力し、そ
の出力により前記スイツチ14は、端子14L側
に接続され、下側波帯信号が取り出される。
The control voltage is determined by the voltage comparator 17.
It is compared with the reference voltage, but the reference voltage V [v]
Therefore, the control voltage is lower than the reference voltage. Therefore, as described above, the voltage comparator 17 outputs a positive voltage, and the output connects the switch 14 to the terminal 14L side, and the lower sideband signal is taken out.

同様にして、希望局の周波数に対し、高い周波
数側から選局操作を行なつていくと、すなわち、
チユーニングダイヤルを高い周波数側からまわし
ていき希望局の周波数に合わせていくと、上記中
間周波増幅回路4から出力される信号の周波数
は、上記選局操作に伴い中間周波数に対し高い周
波数側から近づくことになる。そのため、上記位
相比較器61から出力される制御電圧は、やはり
上記選局操作に伴い、V〔v〕より高い電圧から
V〔v〕に近づいていく。
In the same way, if you select the desired station from the higher frequency side,
When the tuning dial is turned from the high frequency side and tuned to the frequency of the desired station, the frequency of the signal output from the intermediate frequency amplification circuit 4 will change from the high frequency side with respect to the intermediate frequency due to the above tuning operation. It will get closer. Therefore, the control voltage output from the phase comparator 61 approaches V[v] from a voltage higher than V[v] as the channel selection operation is performed.

上記制御電圧は、上記電圧比較器17により、
基準電圧と比較される。この場合は、上記制御電
圧は上記基準電圧よりも高いので、やはり前述し
たように、上記電圧比較器17は負電圧を出力
し、その出力により前記スイツチ14は、端子1
4U側に接続され、上側波帯信号が取り出され
る。
The control voltage is determined by the voltage comparator 17.
compared to a reference voltage. In this case, since the control voltage is higher than the reference voltage, as described above, the voltage comparator 17 outputs a negative voltage, and the output causes the switch 14 to
It is connected to the 4U side and the upper sideband signal is extracted.

すなわち、選局操作と連動し、下側波帯信号ま
たは上側波帯信号にいずれか一方の信号を自動的
に取り出すことができる。
That is, in conjunction with the channel selection operation, either the lower sideband signal or the upper sideband signal can be automatically extracted.

ここで、上記実施例では、低い周波数側から選
局操作を行なう場合は、下側波帯信号を取り出
し、高い周波数側から選局操作を行なう場合は、
上側波帯信号を取り出すようにしたが、これは、
次のような理由によるものである。第3図におい
て、周波数がcの希望局を選局するときに、局部
発振回路3から出力される局部発振信号の周波数
をsocに合わせればよいとする。その際、上記局
部発振信号の周波数を低い周波数側から近づける
と、すなわち図中soc1をA方向よりsocに近づ
けると、混合回路2により変換された信号の周波
M1は、図中A′方向より中間周波数0に近づく。
そのため、このときは下側波帯信号を取り出さな
ければならない。
Here, in the above embodiment, when performing the tuning operation from the low frequency side, the lower sideband signal is extracted, and when performing the tuning operation from the high frequency side,
I tried to extract the upper sideband signal, but this is
This is due to the following reasons. In FIG. 3, when selecting a desired station with frequency c, it is assumed that the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillation circuit 3 should be adjusted to soc. At this time, if the frequency of the local oscillation signal is approached from the lower frequency side, that is, if soc 1 in the figure is brought closer to soc than in the A direction, the frequency M1 of the signal converted by the mixing circuit 2 will be lower than in the A' direction in the figure. The intermediate frequency approaches 0 .
Therefore, at this time, it is necessary to extract the lower sideband signal.

一方、上記局部発振信号の周波数を高い周波数
側から近づけると、すなわち図中soc2をB方向
よりsocに近づけると、混合回路2により変換さ
れた信号の周波数M2は、図中B′方向より中間周
波数0に近づく。そのため、このときは上側波帯
信号を取り出さなければならない。
On the other hand, if the frequency of the above local oscillation signal is approached from the higher frequency side, that is, if soc 2 in the figure is brought closer to soc than in the B direction, the frequency M2 of the signal converted by the mixing circuit 2 will be intermediate from the B' direction in the figure. Frequency approaches 0 . Therefore, at this time, the upper sideband signal must be extracted.

ところで、上記電圧比較器17は、ヒステリシ
ス特性を有しており、例えば、低い周波数側から
選局操作を行なう場合、上記位相比較器61から
出力される制御電圧は、V〔v〕より低い電圧か
らV〔v〕に近づいていくが、スイツチ14は、
上記制御電圧がV〔v〕になつた直後に、端子1
4Lから端子14Uに切り換わるわけではなく、
この場合、上記制御電圧がV〔v〕よりもある程
度高くならないと、スイツチ14は端子14Uに
切り換わらないようになつている。同様にして、
高い周波数側から選局操作を行なう場合、上記位
相比較器61から出力される制御電圧は、V〔v〕
より高い電圧からV〔v〕に近づいていくが、こ
の場合も、上記制御電圧がV〔v〕よりもある程
度低くならないと、スイツチ14は、端子14U
から端子14Lに切り換わらない。
By the way, the voltage comparator 17 has a hysteresis characteristic, and for example, when performing a tuning operation from the low frequency side, the control voltage output from the phase comparator 61 is a voltage lower than V [v]. The switch 14 approaches V [v] from
Immediately after the above control voltage reaches V [v], terminal 1
It does not switch from 4L to terminal 14U,
In this case, the switch 14 is not switched to the terminal 14U unless the control voltage becomes higher than V [v] to some extent. Similarly,
When performing a channel selection operation from the higher frequency side, the control voltage output from the phase comparator 61 is V [v]
The voltage approaches V[v] from a higher voltage, but even in this case, unless the control voltage becomes lower than V[v] to some extent, the switch 14 will close the terminal 14U.
It does not switch from to terminal 14L.

したがつて、例えば、低い周波数側から選局操
作を行なつていくと、取り出される信号は、下側
波帯信号から上側波帯信号に切り換わるが、上記
切り換わつた後は、上側波帯信号から下側波帯信
号に切り換わりにくくなり、そのため、上記各側
波帯信号の安定した切り換えを行なうことができ
る。
Therefore, for example, if you perform a tuning operation from the lower frequency side, the extracted signal will switch from the lower sideband signal to the upper sideband signal, but after the above switching, the upper sideband signal will be switched from the lower sideband signal to the upper sideband signal. It becomes difficult to switch from the band signal to the lower sideband signal, and therefore the above-mentioned respective sideband signals can be stably switched.

〔考案の効果〕[Effect of idea]

以上の説明から明らかなように、本考案に係る
AM受信機によれば、受信信号から搬送波を抽出
するためのPLL回路で形成される信号に基づい
て、下側波帯信号または上側波帯信号の選択制御
を行うことで、極めて簡単な構成で、上記下側波
帯信号または上側波帯信号の選択を選局操作と連
動して自動的に行うことができ、選局時における
操作を簡略化して操作性を向上させることができ
る。
As is clear from the above explanation, the present invention
According to the AM receiver, it has an extremely simple configuration by controlling the selection of a lower sideband signal or an upper sideband signal based on a signal formed by a PLL circuit for extracting a carrier wave from a received signal. The selection of the lower sideband signal or the upper sideband signal can be performed automatically in conjunction with the channel selection operation, and the operation at the time of channel selection can be simplified and the operability can be improved.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は従来のAM受信機の一例を示す回路構
成図、第2図はこの考案の一実施例を示す回路構
成図、第3図は選局操作時における信号の状態を
示す周波数分布図である。 6……PLL回路、14……スイツチ、14L,
14U……端子、16……側波帯選択回路、17
……電圧比較器、18,19……抵抗、61……
位相比較器、62……ローパスフイルタ、63…
…電圧制御発振器。
Fig. 1 is a circuit diagram showing an example of a conventional AM receiver, Fig. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of this invention, and Fig. 3 is a frequency distribution diagram showing the signal state during channel selection operation. It is. 6...PLL circuit, 14...Switch, 14L,
14U... terminal, 16... sideband selection circuit, 17
...Voltage comparator, 18, 19...Resistor, 61...
Phase comparator, 62...Low pass filter, 63...
...voltage controlled oscillator.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】 搬送波を中心に下側波帯(LSB)および上側
波帯(USB)を有する両側波帯(DSB)信号を
受信し、フエーズロツクループ(PLL)回路に
て受信信号から抽出された搬送波を用いて上記
DSB信号の同期検波を行ない、上記各側波帯の
いずれか一方の信号を選択的に取り出して復調す
るAM受信機において、 上記PLL回路を構成する電圧制御発振器
(VCO)に供給される発振制御信号の信号レベル
と前もつて設定された基準信号レベルとを比較
し、該比較出力に対応して上記下側波帯(LSB)
または上側波帯(USB)を選択する側波帯選択
回路を設け、 上記各側波帯のいずれか一方の信号を、選局操
作と連動し自動的に切換え取り出すようにしたこ
とを特徴とするAM受信機。
[Claim for Utility Model Registration] Receiving a double sideband (DSB) signal having a lower sideband (LSB) and an upper sideband (USB) centered around a carrier wave, and receiving it in a phase lock loop (PLL) circuit. The above using the carrier extracted from the signal
In an AM receiver that performs synchronous detection of a DSB signal and selectively extracts and demodulates a signal from one of the above-mentioned sidebands, oscillation control is supplied to a voltage-controlled oscillator (VCO) that constitutes the above-mentioned PLL circuit. The signal level of the signal is compared with a previously set reference signal level, and the lower sideband (LSB) is adjusted according to the comparison output.
Alternatively, a sideband selection circuit for selecting the upper sideband (USB) is provided, and the signal of one of the above-mentioned sidebands is automatically switched and extracted in conjunction with the channel selection operation. AM receiver.
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