JPS63317779A - 信号分析装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く本発明の産業上の利用分野ン 本発明は、複数系列の入力信号の波形特性やスペクトラ
ム特性または、入力信号間の位相特性等を分析して表示
するための信号分析装置に１３Ｑする。

〈従来技術〉（第７図） 例えば、フィルタ等の伝送系の周波数特性や位相特性を
効率よく測定するために、その伝送系に測定信号を入力
し、その応答信号と測定信号のスペクトラム特性や位相
特性を比較演弾して、その結果を表示するようにした信
号分析￥＆費が従来よりあった。

このような信号分析装置のうち特に高周波測定を行なう
分析装置では、複数の入力信号を掃引可能な同一の局発
信号で周波数変換し、それぞれのＪｉＮｉｌｉ通過フィ
ルタ（以下、ＢＰＦと記す）を通過した信号を検波し、
この検波信号を、ディジタル信号に変換して、ブラウン
管に表示させることによって、各入力信号の波形特性や
スペクトラム特性または位相特性等の分析を行なってい
る。

第７図は、従来の２ヂψンネルの（８号分析装置の一例
を示すブロック図である。

図において、入力信号χａｓｓχｂｏは、それぞれ周波
数混合器（以下、ミクサと記す）１ａ。

１ｂに入力され、局部発振器２からの局発信号（その周
波数をｆしとする）によって周波数変換される。

ミクサ１ａ、１ｂからの出力は、それぞれ所定の帯域幅
を有し、中心周波数ｆＢ　　のＢＰＦ３ａ。

３ｂに入力される。

ＢＰＦ３ａ、３ｂの出力信号は、それぞれ検波器４ａ、
４ｂによって検波され、その検波信号は、対数圧縮増幅
器５ａ、５ｂにおいて、対数圧縮されてアナログ−ディ
ジタル変換器（以下、ＡＤ変換器と記す）６ａ、６ｂへ
送出される。

ＡＤ変換器６ａ、６ｂは、入力された信号を、それぞれ
所定の周期で標本化し、この標本化された信号をディジ
タル信号に変換して順次出力する。

また、ＢＰＦ３ａ、３ｂの出力は、位相比較器７によっ
て位相比較が行なわれ、その位相差信号は、ＡＤ変換器
８によってディジタル信号に変換され、ＡＤ変換３６ａ
、６ｂの出力とともにディジクル演粋器９に出力される
。

ディジタル演咋器９は、後述する制御部１２ｈ１らの演
ロイ３号にＪ：って、各ＡＤ変換器６ａ、６ｂ、８から
のディジタル信号に基づいて各種演惇（例えば実効値の
算出および比較）を行ない、その結果または、ディジタ
ル信号を直接表示制御部１０に出力する。

表示制御部１０では、このディジタル演笥器９　／）１
らの信号を直接数値としてブラウン管１１に表示させた
り、表示基準に対する高さ値としてブラウン管１１に表
示させる。

制御部１２は、ディジタル演算器９に対する演惇信号を
送出するとともに、局部発振器２に対する節用信号と、
表示制御部１０に対Ｊ°る表示（１′ｉ′ｌ引信号とを
送出する。

ここで、例えば局部発振器２の局発周波数ｆＬが、制御
部１２からの周波数掃引信号によって所定の周波数ステ
ップでｆ　±ｆ′　の範囲を掃引ム　　　　　　ム されると、入力信号χａｏｑχｂｏの信号成分のうち、
周波数ｆＬ−ｆ８を中心として±ｆＬ、′　　の範囲の
信号のスペクトラム特性や２チャンネル間の位相特性等
がブラウン管１１に表示されることになる。

なお、検波器４ａ、４ｂには、従来よりダイオードが用
いられており、このダイオードの検波歪みを防止するた
めに、ダイオードの動作点が、その検波特性の直線部に
位置するように予め調整されている。

また、局部発振器２の周波数がｆＬ−ｆＬ　　−がらｒ
ム＋ｆＬ′の間をΔｆのステップで掃引するときの掃引
周期は、そのステップ周波数ΔｆとＢＰＦ３ａ、３ｂの
帯域幅ｆｙとによって定まり、その最低周期Ｔ〜φ〜　
は、 Ｔｅ４＝　　（２ｆ、−／Δｆ）・　（１／ｆ’Ｗ）［
秒］となり、分析すべき周波数範囲に対する局部発振器
２の周波数掃引幅、およびその分解能（ＢＰＦの帯域幅
ｆ７に相当）に基づいて、掃引周期が制御部１２によっ
て予め設定されている。

く本発明が解決しようとする問題点〉 しかしながら、上記のように検波器４ａ、４ｂとしてダ
イオードが用いられている場合、ダイオード個々の検波
特性には、大きなバラツキがあるとともに温度依存性が
あるため、菰賃毎に周囲温度等を考慮して、その動作点
を設定しなければならず、さらにチャンネル亀の検波特
性を一致させる必要があるため、この動作点の設定には
非常に煩雑な作栗がともなうという問題がある。

また、ダイオードを用いた検波器４ａ、４ｂの場合、そ
の検波出力は、抵抗やコンデンサの積分回路（低域通過
フィルタ）を介して出力されているため、入力信号にイ
ンパルス性の雑音が加わると、この雑音の検波出力によ
って入力信号の検波出力のレベルが連続的に変動するた
め、表示がふらつき、信号の分析（読みとり）を高精麿
に行なうことができないという問題があった。

さらに、上記のような従来の信号分析装置において、入
力信号χａｏｑχｂｏのうち、ある周波数ノコク近傍、
例えばＩＧＨｚ　〜１．０００００１ＧＨ２のＩＫＨｚ
幅の倍量成分のスペクトラム特性を５００ステツプで詳
細に表示させる場合、局部発振器２として、２　Ｈｚス
テップで９桁の周波数設定が行なえるものが必要となり
、その構造が複雑で高価となる。また、このとき、ＢＰ
Ｆ３ａ、３ｂの帯域幅ｆＷが５Ｈｚの場合でも、局部光
１辰器２の周波数掃引の最低周１１１１　Ｔ４は、Ｔ−
〜５（＞０１５＝１００［秒］ となり、このような近傍スペクトラムの分析に非常に時
間がかかるという問題があった。さらに上記のように帯
域幅ｆＷの狭いＢＰＦを形成することは、非常に困難で
あり、高価になるという問題があった。

また、上記のような従来装置では、入力信号間の位相分
析を各ＢＰＦ３ａ、３ｂを通過した信号の位相比較によ
って行なっているが、この位相比較は、一般にＢＰＦ３
ａ１３ｂを通過したアナログ信号を直接またはパルス信
号に変換して位相差の検出を行なうようにしているため
、そのしきい値の調整や位相誤差のＩ！１等を必要とし
、゛さらに位相差信号をディジタル信号に変換するため
のＡＤ変換器８を設けなければならないため、信号分析
装置の構成および調整を増々煩雑にしている。

く問題点を解決するため手段〉 上記の問題点を解決するために、本発明の信号分析装置
では、複数の入力信号を周波数の可変可能な同一の局発
信号によって周波数変換する周波数変換部と、周波数変
換部の複数の出力信号をそれぞれ受けて、所定の周波数
成分を通過させる複数の帯域通過フィルタと、複数の帯
域通過フィルタを通過した信号をそれぞれ所定周期で標
本化しディジタル信号に変換して出力する複数のアナロ
グ−ディジタル変換器と、複数のアナログ−ディジタル
変換器からのディジタル信号に対してそれぞれ高速フー
リエ変換演算を行ない、その算出結果をそれぞれ出力す
る複数の高速フーリエ変換演口器とを備えている。

く作用〉 したがって、周波数変換部によって周波数変換された複
数の入力信号のうち、複数の帯域通過フィルタを通過し
た信号は、それぞれアナログ−ディジタル変換器によっ
て所定周期で標本化されディジタル信号に変換出力され
、さらに複数の高速フーリエ変換演ｎ器に入力され、そ
の算出結果がそれぞれ出力される。

く本発明の一実施例〉（第１図） 以下、図面に基づいて、本発明の一実施例を説明する。

第１図は、本発明の一実施例の２チヤンネルの信号分析
装置を示す１０７９図である。

図において、２０は、この装置の周波数変換部である。

２１ａ１２１ｂは、入力信号χａｏ　　（ｔ）、χｂｏ
　　（ｉ＞の上限帯域をルリ限して、イメージ混信を防
ぐための低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと記す）であり
、その遮断周波数は、ともに例えば１．５ＧＨ２１，：
設定されている。

２２ａ、２２ｂは、入り信号χａｎ　　（ｔ）、χｈａ
　　（ｊ）を、第１の局部発振器２３からの局発信号に
よって周波数変換する第１のミクサであり、第１の局部
発振器２３は、後３！する制御部３６からの周波数掃引
信号によって発娠周波数ｆム１の掃引（例えば１０ＭＨ
ｚステップで２　Ｇ　）−Ｉ　Ｚ　〜３　。

５　Ｇ　ｔ−１ｚまでの掃引）が可能に形成されている
。

２４ａ、２４ｂは所定の周波数を中心として、所定の通
過帯域幅ｆ、ＡＪ＋（例えば２０ＭＨｚ＞を右する第１
のＢＰＦである。

この第１のＢＰＦ２４ａ１２４ｂは、第１のミクサ２２
ａ１２２ｂに入力される入力信号のイメージを防ぐため
にその中心周波数ｆＢ　ｌが高く（例えば２ＧＨｚに）
設定されている。

２５ａ１２５ｂは、第１のＢＰＦ２４ａ、２４ｂを通過
した信号を、第２の局部発振器２６からの局発信号（例
えば１ｋｔ−＋ｚステップで周波数ｆし２２０４２Ｏ４
０から２０５０ＭＨｚまでの掃引が可能な信号）によっ
て周波数変換する第２のミクサである。

したがって、第１のＢＰＦ２４ａ、２４ｂの帯域中心を
通過した２ＧＨ２の信号は、第２のミクサ２５ａ、２５
ｂによって４０　Ｍ　ｌ−１ｚの信号に変換されて出力
される。

第２のミクサ２５ａ、２５ｂの出力は、第２のＢＰＦ２
７ａ１２７ｂに入力されている。

第２のＢＰＦ２７ａ、２７ｂは、その通過帯域の中心周
波数ｒＢ　２が４０ＭＨｚで、その帯域幅ｆｗ２は、例
えば１ｋＨ２に設定されている。

２８ａ、２８ｂは、第２のＢＰＦ２７ａ１２７ｂを通過
した信号を第３の局部発振器２９の局発信号（周波数ｆ
Ｌ　３が３９．９９８ＭＨｚの信号）によって周波数変
換する第３のミクサである。

３０ａ１３０ｂは、入力される信号のうち、通過帯域の
中心周波数ｆ　　が２　Ｋ　ＨＺで帯域幅ｆｗ３が１．
５ｋＨ２から２．５ｋＨ２まテノ第３のＢＰＦである。

３１８１３１ｂは、第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂをそれ
ぞれ通過する信号の上限周波数（２，５ｋｌ−１ｚ）の
少なくとも２倍以上の周波数（例えば５．１２ｋＨｚ）
を有するサンプリング信号によって標本化し、この標本
化された信号のレベル値を所定ピット（例えば８ピツト
）の並列なディジタル信号Ａｎ、Ｂｎにそれぞれ変換し
て、順次出力するＡＤ変換器である。

３２ａ１３２ｂは、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂからのデ
ィジタル信号Ａｎ　、Ｂｎに対して、それぞれ高速フー
リエ変換（以下、ＦＦＴと記す）の演算を行ない、第３
のＢＰＦ３０ａ、３０ｂを通過する信号のスペクトラム
特性を算出するＦＦＴ演粋器である。

ＦＦＴは、入力されるディジタル信号Ｘｎに対するｌｉ
！を数的フーリエ変換、即ち、Ｙ４　＝　　ΣＸｎ−ｅ
Ｘｐ（−ｊ２πｎ＆／Ｎ＞すν＋Ｏ の演算を短時間で効率よく行なうようにした演σ法であ
り、このＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂは、Ｙ−Ｌの実数
部ＹＲＬと虚数部ＹＩｉをこのＦＦＴの演ｎプログラム
に従って算出し、例えば、１０２４１１！ａの標本値Ａ
　ｏ　１Ａ　１、−−　Ａｔ（＋２３に対するＦ、ＦＴ
＊＊を数ミリ秒から数１０ミリ秒の時間で算出する。

なお、ＦＦＴ演粋器３２ａ、３２ｂは、それぞれの惇出
値Ｙａｏ　Ｎ　Ｙａｔ　、−−Ｙｂ　ＯＮ　Ｙｂ　ｔ・
・・・・・のうち、負の周波数成分を除いた専出値をデ
ィジタル演算器３３それぞれに送出する。

ディジタル演算器３３は、ＦＦＴ演ｔｌ器３２ａ１３２
ｂからの出力および、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂからの
出力を受け、信号分析に必要な各種演算を行なう。

この演算のうち、例えば第１のモードは、ＦＦＴ演算器
３２ａ１３２ｂの入力値Ｙ　ａ　Ｌ％Ｙ　ｂ尤の絶対値
成分即ち、 ＩＹ＝ｉｌ−＃石戸７コｉ を尤の値毎に算出して、これを出力するスペクトラムモ
ードである。

第２のモードは、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂからの出力
値Ａｎ、１３ｎのそれぞれの標本化回数Ｎ毎の絶対値の
相加平均即ち、 出力する振幅モードである。

第３のモードは、ＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂからの出
力値Ｙａ、ｉＪ、Ｙｂ４について、θａ４．＝ｔａｎ　
　（Ｙａ１４／ＹａＲＬ）。

θｂ４６．　＝ｔａｎ−’　　（Ｙｂ　１４　／Ｙｂ　
Ｒ４）をそれぞれ算出し、さらにθａＬ−θｂ−Ｌを演
算して、これを出力する位相モードである。

なお、この演算は、後述する制御部３６からの選択信号
によって選択される。

ディジタル演算器３３の演算結果は、表示制゛御部３４
に出力されている。

表示制御部３４は、ディジタル演算器３３の演ｔＬｔ−
−ドに対応して、その演弊結果をブラウン管３５に表示
させる。

制御部３６は、ディジタル演算器３３に選択信号を送出
するとともに、分析する入力信号の周波数帯域を可変す
るために、第１および第２の局部発振２３．２６の局発
周波数を可変する周波数掃引信号を送出する。

また、制御部３６はこの周波数掃引信号に同！＋１］す
る表示局引信号を表示制御部３４に送出して、分析帯域
の表示を移動させ、これに同期して、ＦＦＴ演ｎ器３２
ａ１３２ｂの演算を起動する演惇起動信号を出力する。

く上記実施例の動作〉（第２〜６図） 次に、上記実施例の動作について説明する。

先づ、入力信号χａｏ　　＜ｔ）、χｈａ　　（ｔ）の
分析？１）域を１ＧＨ２近傍とすると、制御部３６によ
って第１の局部発振器２３の局発周波数ｆ、　１が３　
Ｇ　ＨＺ　ｌ、：設定され、ＬＰＦ２１ａ、２１ｂに入
力された信号χａｏ　　（ｔ）、χｈａ　　（ｔ）のう
ちＩＧＨ２近傍の信号が、それぞれ第１のミクサ２２ａ
、２２ｂによって周波数変換され、第１のＢＰＦ２４ａ
、２４ｂをそれぞれ通過する。

第１のＢＰＦ２４ａ１２４ｂを通ＶＡ　シタ信号ハ、第
２の局部発振器２６からの局発信号（周波数ｆム２は、
２．０４ＧＨｚに固定）によって第２のミクサ２５ａ、
２５ｂで周波数変換され、それぞれ第２のＢＰＦ２７ａ
、２７ｂｌＣ入力サレル。

第２のＢＰＦ１７を通過した信号は、第３の局部発振器
２９からの局発信号によって第３のミクサ２８ａ、２８
ｂで周波数変換され、それぞれ第３のＢＰＦ３０ａ、３
０ｂに入力される。

したがって、入力信りχａｏ　（ｔ）、χｂ。

（１）のうちＩＧＨｚ±０．５ｋｔ（ｚの信号成分が第
３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂをそれぞれ通過することにな
る。

ここで、例えば、第２図（ａ）に示すような出力信号χ
ａ　（ｔ）、χｂ　（ｔ）が第３のＢＰＦ３Ｑａ、３０
ｂを通過してそれぞれＡＤ変換器３１ａ、３ｉｂに送出
されと、この信号χａ　　（ｊ）、χｂ　（ｔ）は、第
２図（ｂ）に示すように、５゜１２ｋＨ２のサンプリン
グ周波数で標本化され、それぞれ８ピツトのディジタル
信号Ａ　ｏ　ｓ　Ａ　ｔ・・・・・・、Ｂｏ、Ｂ＋・・
・・・・に変換され、それぞれＦＦ丁３ｔｉｎ器３２ａ
、３２ｂおよびディジタル演算器３３に出力される。　
　　゛ ＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂは、入力されるディジタル
信すのうち例えばＡ　ＯＮ　Ａ　ｔ・・・・・・Ａ１゜
２９、Ｂ　ｏ　ｓ　Ｂ　＋・・・・・・Ｂｕｓλ３まで
のそれぞれ１０２４個の標本値に対するＦＦＴ演算、即
ち、 の演算を充の範囲（Ｏ〜１０２３）について行ない、Ｙ
ａ−ＬおよびＹｂ−［の実数部ＹａＲ４，、ＹｂＲ４と
虚数部Ｙａ　１１１Ｙｂ　Ｉ九を算出する。

なお、Ｙａ−Ｊ、、およびＹｂ％の絶対値成分は、第３
のＢＰＦ３０ａ、３０ｂを通過した各周波数成分のスペ
クトラムの振幅値を示しており、そのスペクトラムの周
波数間隔即ち、分解能帯域幅は、サンプリング周波数を
標本数で除算した値、５１２０／１０２４＝５　　　［
）−１２１となる。

このようにして、直流分を含み５Ｈｚステツプでそれぞ
れ算出された算出値ＹａｏｓＹａ！、・・・・Ｙ　ａ　
、０，３、Ｙｂ　ｏ　ＳＹｂ　＋　・・・・”Ｙｂ１０
２３のうち、Ｙａｂｔ’ｚおよびＹｂ５１１の周波数（
２，５６ｋＨｚ）をはさんで対称に現われる負の周波数
成分のスペクトラムＹａ　５１％　〜Ｙ　ａｌｏ２３、
Ｙ”；１３〜Ｙｂ　１ｏｚ３を除く算出１ｉ１！Ｉ　Ｙ
　ａ　ｏ　−Ｙ　ａ　５＋１、Ｙｂ　ｏ　−Ｙｂ５＋＋
がディジタル演算器３３に送出される。

なお、この算出値のうち、第３のＢＰＦ３０ａ。

３０ｂの通過帯域（ｆｙ３）１．５ｋＨｚ〜２゜５ｋｌ
−４ｚ以外の周波数成分に相当する算出値は、すべてほ
ぼ零となり、第３のＢＰＦ３０ａ１３０ｂを通過した信
号に対して、５．１２ｋｌ−１ｚで１０２４個のサンプ
リングを行なうための時間は、１０２４１５１２０−１
１５　［秒］ となり、１回のＦＦＴ演算による解析は、はぼ３００ミ
リ秒の時間で完了する。

ここで、制御部３６からの選択信号によってディジタル
演算器３３のスペクトラムモードが選択されているとす
ると、ＦＦＴ演鋒３２ａ１３２１）からの出力Ｙａ　ｏ
　＝Ｙａ５＋＋　ｓ　Ｙｂ　ｏ−Ｙｂｇｌｌに基づいて
、その絶対値成分即ち、 盲Ｙ　ａｉｌ　−、／メＹａ−〒ｅ−１−’＋　Ｙ　ａ
　１１１Ｙ・化１−、／ｍ循呂■７；・ がそれぞれ算出され、この算出結果が表示制御部３４に
出力され、第３図に示すように入力信号χａｏ　（１：
）、χｂｏ　（ｊ）のＩＧＨｚ＋：０．５ＫＨｚの信号
成分のスペクトラム特性が分解能５Ｈ２で（れぞれ表示
される。

ここで、制御部３６によって、第２の局部発振器１６の
局発周波数を２　、０４０００１　Ｇ　Ｈｚに変化させ
るとともに、ＦＦＴ演０器３２ａ１３２ｂに演算起動信
号が送出されると、上記同様に入力信号χａｎ　　（ｔ
）、χｈａ　　（ｉ）のうら１．０００００１　Ｇ　Ｈ
ｚ±０．５ｋＨ２の信号成分の近傍スペクトラムが得ら
れる。

また、この第２の局部発振器２６の周波数ｆｊλのスア
ップ変化毎に、制御部３６から表示掃引信号が表示制御
部３４に送出されると、第４図に示づように、ブラウン
’？！３５の表示画面の横軸が所定距ｌｌ１１１　（１
ｋ　ｌ−Ｉ　ｚのスケール幅）だ番プ移動した位置に、
１．０ＯＯＯ０１ＧＨｚ±０．５ｋＨｚのスペクトラム
特性がそれぞれ表示される。

したがって、周波数掃引毎にＦＦＴ演惇による算出値を
表示することによって、分析帯域幅の拡大したスペクト
ラム表示がなされる。

また、第１および第２の局部発振器２３．２６をともに
可変制御して、入力信号の周波数成分の全域のスペクト
ラムを表示することもできる。

なお、第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂを通過した信号に、
平均値が零で一様に分布したノイズが含まれている場合
、ＦＦＴ演口におけるＮ回の加算によって、各スペクト
ラムとノイズとのＳＮ比は、同期加算の原理から、 １０１０（ＩＮ　　　　［ｄＢ’１ だけ改善されることになる。

このようにして表示された２チヤンネルのスペクトラム
特性を比較することによって、例えば測定される伝送系
のダイナミックレンジ特性等を分析することができる。

次に、制御部３６によってディジタル演算器３３を振幅
モードにすると、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂからの出力
Ａｎ、Ｂｎの標本回教Ｎ毎の絶対値の相加平均Ｐａ、Ｐ
らがディジタル演算器３３において口出され、その差Ｐ
ａ　　Ｐｂが表示制御部３４に出力される。

この値は、２つの入力信号χａｏ　　（ｊ）、χｂｏ　
　（ｔ）の検波信号の差を示すものであり、例えば、測
定する伝送係に、高帯域に一様分布するノイズ信号を供
給しておぎ、その入力信号と応答信号とを２つの入力信
号χａｏ　　（ｊ＞、χｈａ　　（ｔ）として各ＬＰＦ
２１ａ、２１ｂに入力し、第１および第２の局部発振器
２３．２６の局発周波数を順次掃引するとともに、表示
制御部３４に表示掃引信号を入力することによって、第
５図に示すような伝送系の周波数に対する振幅伝達特性
がブラウン管３５に表示される。

次に、ディジタル演惇器３３が位相モードに選択される
と、ＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂからの出力値について
、ぞれぞれθａ、Ｌ１θｉ鹿が算出され、θａ＋−〇咳
　が出力される。

この値は、入力信号χａｏ　　（’ｊ）、χｈａ　　（
ｔ）のうち、それぞれ第３のＢＰＦ３．Ｏａ、３０ｂを
通過した信号の各周波数成分毎の位相差を示しており、
例えば、第１および第２の局部発振器２３．２６と同期
して同一ステップで掃引される試験信号を測定する伝送
系に供給し、その試験信号と応答信号とを２つの入力信
号χａｏ　　（Ｌ）、χし０（１）として各ＬＰＦ２１
　ａ、２１　ｂに入力することによって、第６図に示す
ような伝送系の周波数に対１６位相特性がブラウン管３
５に表示される。

〈本発明の他の実施例〉 なお、上記実施例では、周波数変換部２０において、３
つの局発信号によって入力信号の周波数変換をそれぞれ
行なっていたが、入力信号の分析帯域の上限周波数が低
い場合は、２回または１回の周波数変換のみで、信号の
分析を行なうようにしてもよい。

また、上記実施例では、ディジタル演算器３３によって
口出された値を、連続した波形として表示するようにし
ていたが、この波形とともに詐出値を直接数値表示する
ようにしてもよい。

また、上記実施例では、２チヤンネルの信号分析装置に
本発明を適用していたが、本発明は、３チャンネル以上
の信号分析装置についても全く同様に適用できる。

なお、上記実施例に示した構成および各部の周波数構成
は、上記実施例に限定されるものではなく、例えば、第
２および第３のＢＰＦをそれぞれ帯域幅の異なる？！１
２数のフィルタで切換え可能に構成して、分析帯域幅を
切換えるようにしてもよく、△Ｄ変換器３１ａ、３１ｂ
のナンプリング周波数も分析帯域幅や演算モードによっ
て適宜変えるようにしてもよく、要は、本発明の要旨を
逸脱しない範囲で種々の応用変形が可能である。

〈本発明の効果〉 本発明の信号分析装置は、上記説明のように構成されて
いるため、検波器が不要となり、検波用ダイオードの動
作点の設定という煩雑な作業をせずに、安定した検波特
性を得ることができる。

また、入力信号にインパルス性のｌ？）が含まれていて
も、ＦＦＴ演算によるＮ回の同期加算によって、その影
響が、ＳＮ比として１０１０（ＩＮ［ｄＢ］だけ改善さ
れるため、高精度のスペクトラム分析を行なうことがで
きる。

さらに、本発明の信号分析装置は、ＦＦＴ演算によって
、ＢＰＦを通過した信号のスペクトラム特性を算出して
いるため、近傍スペクトラムを短時間で表示することが
でき、また、ＢＰＦの帯域幅および局発信りの周波数設
定もほぼ分析帯域幅に相当する幅で済み、簡単な構成で
安価に実現でさるという効果がある。

また、入力信号間の位相差を分析するための位相比較器
およびＡＤ変換器が不要となり、煩雑な調整が不要とな
り構成が簡単になるとともに、ＢＰＦを通過した信号に
含まれる各周波数成分毎の位相差も容易に算出できると
いう効果がある。

さらに、分析帯域幅内の近傍スペクトラムを分析１Ｊる
場合は、局発周波数を可変しないで済むため、この周波
数可変のための制御系の雑音等による影響を除去できる
という格別の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）から第６図は、一実施例の動作を示す信号波形図
である。第７図は、従来装背を示すブロック図である。 ２０・・・・・・周波数変換部、３０ａ、３０ｂ・・・
・・・第３のＢＰＦ１３１　ａ、３１　ｂ−・−ＡＤ変
換器、３２ａ、３２ｂ−・・−ＦＦＴ演ｔ３器。 ｕｓｒ＋ｚ　　　　　　１％ｓｌ’ｌＡ　　　　　１（
ｊＭＺ−０，５にＨｚ　　　　　　　　＋０．５にＨｚ
第４図 八 第６図 第７図 手続ネ…正書（自発） 昭和６３年６月２３日 １、事件の表示 昭和６２年　特許願　第１５４７９７号２、発明の名称 信号分析装置 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 住所　東京都港区南麻布５丁目１０番２７＠名称　（０
５７）アンリツ株式会社 代表者　　藤　１）雄　五 ４、代理人〒１０５　　電話４３３−４７０２住所　東
京都港区新橋４−２４−３ エムエフ新橋７０１号室 ６、補正の内容　　別紙のとおり 明　　　ａ　　　　占 １、発明の名称 信号分析装置 ２、特許請求の範囲 複数の入力信号を周波数の可変可能な同一の局発信号に
よって周波数変換して、出力する周波数変換部と、 該周波数変換部の複数の出力信号をそれぞれ受けて、所
定の周波数成分を通過させる複数の帯域通過フィルタと
、 該複数の帯域通過フィルタを通過した信号を、所定周期
で標本化し、該標本化された信号をディジタル信号にそ
れぞれ変換して出力する複数のアナログ−ディジタル変
換器と、 該複数のアナログ−ディジタル変換器からのディジタル
信号を受けて、それぞれ高速フーリエ変換演算を行ない
、輝出値を出力する複数の高速フーリエ変換演算器とを
備えたことを１＃黴とする信号分析装置。 ３、発明の詳細な説明 く本発明の産業上の利用分野〉 本発明は、複数系列の入力信号の波形特性やスペクトラ
ム特性または、入力信号間の位相特性等を分析して表示
するための信号分析装置に関する。 〈従来技術〉（第７図） 例えば、フィルタ等の伝送系の周波数特性や位相特性を
効率よく測定するために、その伝送系に測定信号を入力
し、その応答信号と測定信号のスペクトラム特性や位相
特性を比較演算して、その結果を表示するようにした信
号分析装置が従来よりあった。 このような信号分析装置のうち特に高周波測定を行なう
分析装置では、複数の入力信号を■引回能な同一の局発
信号で周波数変換し、それぞれの帯域通過フィルタ（以
下、ＢＰＦと記す）を通過した信号を検波し、この検波
信号を、ディジタル信号に変換して、ブラウン管に表示
させることによって、各入力信号の波形特性やスペクト
ラム特性または位相特性等の分析を行なっている。。 第７図は、従来の２チヤンネルの信号分析装置の一例を
示すブロック図である。 図において、入力信号χ。。、χ５゜は、それぞれ周波
数混合器（以下、ミクサと記す）１ａ、１ｂに入力され
、局部発振器２からの局発信号（その周波数をｆ、　と
する）によって周波数変換される。 ミクサ１ａ、１ｂからの出力は、それぞれ所定の帯域幅
を有し、中心周波数ｆ８　のＢＰＦ３ａ。 ３ｂに入力される。 ８ＰＦ３ａ、３ｂの出力信号は、それぞれ検波器４ａ、
４ｂによって検波され、その検波信号は、対数圧縮増幅
器５ａ、５ｂにおいて、対数圧縮されてアナログ−ディ
ジタル変換器（以下、ＡＤ変換器と記す）６ａ、６ｂへ
送出される。 ＡＤ変換器６ａ、６ｂは、入力された信号を、それぞれ
所定の周期で標本化し、この標本化された信号をディジ
タル信号に変換して順次出力する。 また、ＢＰＦ３ａ、３ｂの出力は、位相比較器７によっ
て位相比較が行なわれ、その位相差信号は、ＡＤ変換器
８によってディジタル信号に変換され、ＡＤ変換器６ａ
１６ｂの出力とともにディジタル演算器９に出力される
。 ディジタル演算器９は、後述する制御部１２からの演算
信号によって、各ＡＤ変換器６ａ１６ｂ１８からのディ
ジタル信号に基づいて各種演算（例えば実効値の算出お
よび比較）を行ない、その結果または、ディジタル信号
を直接表示制御部１０に出力する。 表示制御部１０では、このディジタル演算器９からの信
号を直接数値としてブラウン管１１に表示させたり、表
示基準に対する高さ値としてブラウン管１１に表示させ
る。 制御部１２は、ディジタル演算器９に対する演粋信号を
送出するとともに、局部発振器２に対する掃引信号と、
表示制御部１０に対する表示線引信号とを送出する。 ここで、例えば局部発振器２の局発周波数ｆＬが、制御
部１２かうの周波数桿引信号によって所定の周波数ステ
ップでｆ、±ｆＬ−の範囲を■引されると、入力信号χ
　、χ　の信号成分のうち、久ｏ　　　　　ｂ。 周波数ｆ−ｆ８を中心として±ｆ、−の範囲の信し 号のスペクトラム特性や２チャンネル間の位相特性等が
ブラウン管１１に表示されることになる。 なお、検波器４ａ、４ｂには、従来よりダイオードが用
いられており、このダイオードの検波歪みを防止するた
めに、ダイオードの動作点が、その検波特性の直線部に
位置するように予め調整されている。 ・　また、局部発振器２の周波数がｆ　　−ｆＬ′から
ｆ＋ｆＬ”の間をΔｆのステップで線引するときし の掃引周期は、そのステップ周波数ΔｆとＢＰＦ３ａ、
３ｂの帯域幅ｆｗとによって定まり、その最低周期Ｔ　
・　　は、 ■（れ Ｔ、ｊｎ＝　（２ｆ、′／Δｆ）−（１／ｆＶｖ）［秒
］となり、−分析すべき周波数範囲に対する局部発振器
２の周波数掃引幅、およびその分解能（ＢＰＦの帯域幅
ｆＷに相当）に基づいて、■引周期が制御部１２によっ
て予め設定されている。 く本発明が解決しようとする問題点〉 しかしながら、上記のように検波器４ａ、４ｂとしてダ
イオードが用いられている場合、ダイオード個々の検波
特性には、大きなバラツキがあるとともに温度依存性が
あるため、装置毎に周囲温度等を考慮して、その動作点
を設定しなければならず、さらにチャンネル毎の検波特
性を一致させる必要があるため、この動作点の設定には
非常に煩雑な作業がともなうという問題がある。 また、ダイオードを用いた検波器４ａ、４ｂの場合、そ
の検波出力は、抵抗やコンデンサの積分回路（低域通過
フィルタ）を介して出力されているため、入力信号にイ
ンパルス性の雑音が加わると、この雑音の検波出力によ
って入力信号の検波出力のレベルが連続的に変動するた
め、表示がふらつき、信号の分析（読みとり）を高精度
に行なうことができないという問題があった。 さらに、上記のような従来の信号分析装置において、入
力信号χ。。、χ、０のうち、ある周波数のごく近傍、
例えばＩＧＨｚ　〜１．’０００００１ＧＨｚのＩＫＨ
ｚ幅の信号成分のスペクトラム特性を５００ステツプで
詳細に表示させる場合、局部発振器２として、２Ｈｚス
テツプで９桁の周波数設定が行なえるものが必要となり
、その構造が複雑で高価となる。また、このとき、ＢＰ
Ｆ３ａ。 ３ｂの帯域幅ｆヤが５）−１ｚの場合でも、局部発振器
２の周波数掃引の最低周期Ｔｍｊｎは、■　　　＝５０
０７５＝１００［秒Ｊ π１ｎ となり、このような近傍スペクトラムの分析に非常に時
間がかかるという問題があった。さらに上記のように帯
域幅ｆｗの狭いＢＰＦを形成することは、非常に困難で
あり、高価になるという問題があった。 また、上記のような従来装置では、入力信号間の位相分
析を各ＢＰ、Ｆ３ａ、３ｂを通過した信号の位相比較に
よって行なっているが、この位相比較は、一般にＢＰＦ
３ａ、３ｂを通過したアナログ信号を直接またはパルス
信号に変換して位相差の検出を行なうようにしているた
め、そのしきい値の調整や位相誤差の調整等を必要とし
、さらに位相差信号をディジタル信号に変換するための
ＡＤ変換器８を設けなければならないため、信号分析装
置の構成および調整を増々煩雑にしている。 く問題点を解決するため手段〉 上記の問題点を解決するために、本発明の信号分析装置
では、複数の入力信号を周波数の可変可能な同一の局発
信号によって周波数変換する周波数変換部と、周波数変
換部の複数の出力信号をそれぞれ受けて、所定の周波数
成分を通過させる複数の帯域通過フィルタと、複数の帯
域通過フィルタを通過した信号をそれぞれ所定周期で標
本化しディジタル信号に変換して出力する複数のアナロ
グ−ディジタル変換器と、複数のアナログ−ディジタル
変換器からのディジタル信号に対してそれぞれ高速フー
リエ変換演算を行ない、その痒出結果をそれぞれ出力す
る複数の高速フーリエ変換演膵器とを備えている。 く作用〉 したがって、周波数変換部によって周波数変換された複
数の入力信号のうち、複数の帯域通過フィルタを通過し
た信号は、それぞれアナログ−ディジタル変換器によっ
て所定周期で標本化されディジタル信号に変換出力され
、さらに複数の高速フーリエ変換演算器に入力され、そ
の算出結果がそれぞれ出力される。 く本発明の一実施例〉（第１図） 以下、図面に基づいて、本発明の一実施例を説明する。 第１図は、本発明の一実施例の２チヤンネルの信号分析
装置を示すブロック図である。 図において、２０は、この装置の周波数変換部である。 ２１ａ、２１ｂは、入力信号χ、、（１）、χ、、　（
１）の上限帯域を制限して、イメージ混信を防ぐための
低域通過フィルタ（以下しＰＦと記す）であり、その遮
断周波数は、ともに例えば１゜５ＧＨｚに設定されてい
る。 ２２ａ、２２ｂは、入力信号ｘ　　（ｔ）、ｘ６゜α０ （１）を、第１の局部発振器２３からの局発信号によっ
て周波数変換する第１のミクサであり、第１の局部発振
器２３は、後述する制御部３６からの周波数掃引信号に
よって発振周波数ｆＬｌの＋ｉ引（例えば１０ＭＨｚス
テップで２ＧＨ２〜３．５ＧＨｚまでの掃引）が可能に
形成されている。 ２４ａ、２４ｂは所定の周波数を中心として、所定の通
過帯域幅ｆい１（例えば２０ＭＨｚ　＞を有する第１の
ＢＰＦである。 この第１のＢＰＦ２４ａ、２４ｂは、第１のミクサ２２
ａ、２２ｂに入力される入力信号のイメージを防ぐため
にその中心周波数ｆ８１が高く（例えば２ＧＨｚに）設
定されている。 ２５ａ、２５ｂは、第１のＢＰＦ２４ａ、２４ｂを通過
した信号を、第２の局部発振器２６からの局発信号（例
えば、１ｋＨｚステツプで周波数ｆＬ、２２０４０ＭＨ
ｚから２０５０ＭＨ２までの掃引が可能な信号）によっ
て周波数変換する第２のミクサである。 したがって、第１のＢＰＦ２４ａ１２４ｂの帯域中心を
通過した２ＧＨｚの信号は、第２のミクサ２５ａ、２５
ｂによって４０ＭＨｚの信号に変換されて出力される。 第２のミクサ２５ａ、２５ｂの出力は、第２のＢＰＦ２
７ａ、２７ｂに入力されている。 第２のＢＰＦ２７ａ、２７ｂは、その通過帯域の中心周
波数ｆ８２が４０ＭＨｚで、帯域幅ｒｗ２ハ、例えば１
ｋＨｚに設定されている。 ２８ａ、２８ｂは、第２のＢＰＦ２７ａ１２７ｂを通過
した信号を第３の局部発振器２９の局発信号（周波数ｆ
ＬＢが３９．９９８ＭＨｚの信号）によって周波数変換
する第３のミクサである。 ３０ａ、３０ｂは、入力される信号のうち、通過帯域の
中心周波数ｆＢ３が２ＫＨｚで帯域＠ｆＷ３が１．５ｋ
Ｈｚから２．５ｋＨｚまでの第３のＢＰＦである。 ３１ａ、３１ｂは、第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂをそれ
ぞれ通過する信号の上限周波数（２，５ｋ　ＨＺ　）の
少なくとも２倍以上の周波数（例えば５．１２ｋＨｚ＞
を有するサンプリング信号によって標本化し、この標本
化された信号のレベル値を所定ビット（例えば８ビツト
）の並列なディジタル信号Ａ、ｒＬ、ＢＴＬにそれぞれ
変換して、順次出力するＡＤ変換器である。 ３２ａ、３２ｂは、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂからのデ
ィジタル信号ＡｒＸ１ＢＴ１に対して、それぞれ高速フ
ーリエ変Ｊ＊（以下、ＦＦＴと記す）の演算を行ない、
第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂを通過する信号のスペクト
ラム特性を算出するＦＦＴ演算器である。 ＦＦＴは、入力されるディジタル信号ｘ、ｒＸに対する
離散的フーリエ変換、即ち、 の演等を短時間で効率よく行なうようにした演算法であ
り、このＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂは、鳳　の実数部
ＹＲｋと虚数部ＹＩＫをこのＦＦＴの演算プログラムに
従って輝出し、例えば１０２４個の標本値Ａｏ　Ｎ　Ａ
ｔ　、・・・・・・Ａ、。２３に対するＦＦＴ演粋を数
ミリ秒から数１０ミリ秒の時間で算出する。 なお、ＦＦＴ演鋒器３２ａ、３２ｂは、それぞれの篩用
ｉ判。、Ｙｌｌ、・・・・・・Ｙｂｏ　、Ｙｂｌ　、・
・・・・・のうち、負の周波数成分を除いた輝出値をデ
ィジタル演算器３３それぞれに送出する。 ディジタル演暮器３３は、ＦＦＴ演ｐ器３２ａ１３２ｂ
からの出力および、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂからの出
力を受け、信号分析に必要な各種演算を行なう。 この演算のうち、例えば第１のモードは、ＦＦ■演郷器
３２ａ、３２ｂの入力値Ｙ。Ｌｌ、ＹＩ）ｋの絶対値成
分即ち、 をｋの値毎に篩用して、これを出力するスペクトラムモ
ードである。 第２のモードは、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂからの出力
値Ａ、ｒＸ１ＢＴＶのそれぞれの標本化回数Ｎ毎の絶対
値の相加平均即ち、 を算出し、ざらにＰ−Ｐｂ　を演算して、これをα 出力する振幅モードである。 第３のモードは、ＦＦＴ演痒器３２ａ、３２ｂからの出
力値ηに１Ｙし、について、 θｕ　＝　ｊ　ａ　ｎ　　（ＹａｌＨ／　Ｙ、Ｒ５）　
。 をそれぞれ輝出し、さらに’ａｋ−θμをｍ算して、こ
れを出力する位相モードである。 なお、この演算は、後述する制御部３６からの選択信号
によって選択される。 ディジタル演舞器３３の演算結果は、表示制御部３４に
出力されている。 表示制御部３４は、ディジタル演算器３３の演算モード
に対応して、その演算結果をブラウン管３５に表示させ
る。 制御部３６は、ディジタル演算器３３に選択信号を送出
するとともに、分析する入力信号の周波数帯域を可変す
るために、第１および第２の局部発振２３．２６の局発
周波数を可変する周波数掃引信号を送出する。 また、制御部３６はこの周波数掃引信号に同期する表示
掃引信号を表示制御部３４に送出して、分析帯域の表示
を移動させ、これに同期して、ＦＦＴ演算器３２ａ、３
２ｂの演算を起動する演算起動信号を出力する。 く上記実施例の動作〉（第２〜６図） 次に、上記実施例の動作について説明する。 先づ、入力信号χ　（ｔ）、χ、ｏ（１）の分析（ＩＬ
Ｑ 帯域をＩＧＨｚ近傍とすると、制御部３６によって第１
の局部発振器２３の局発周波数’Ｌ１が３ＧＨｚに設定
され、ＬＰＦ２１ａ１２１ｂに入力された信号χ０−ｏ
　（ｔ　＞　、χ、ｏ＜　１　＞のうちＩＧＨｚ近傍の
信号が、それぞれ第１のミクサ２２ａ、２２ｂによって
周波数変換され、第１のＢＰＦ２４ａ、２４ｂをそれぞ
れ通過する。 第１のＢＰＦ２４ａ、２４ｂを通過した信号は、第２の
局部発振器２６からの局発信号（周波数ｆＬ２は、２．
０４ＧＨｚに固定）によって第２のミクサ２５ａ、２５
ｂで周波数変換され、それぞれ第２のＢＰＦ２７ａ、２
７ｂに入力される。 第２のＢＰＦ１７を通過した信号は、第３の局部発振器
２９からの局発信号によって第３のミクサ２８ａ、２８
ｂで周波数変換され、それぞれ第３のＢＰＦ３０ａ、３
０ｂに入力される。 したがって、入力信号χ。Ｌｏ（ｔ）、χｂｏ（ｔ）の
うちＩＧＨｚ±０．５ｋＨｚの信号成分が第３のＢＰＦ
３０ａ１３０ｂをそれぞれ通過することになる。 ここで、例えば、第２図（ａ）に示すような出力信号χ
。（ｔ）、χｂ　（ｔ）が第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂ
を通過してそれぞれＡＤ変換器３１ａ、３１ｂに送出さ
れと、この信号χ（Ｌ（ｔ）、χ、（ｔ）は、第２図（
ｂ）に示すように、５゜１２ｋＨ２のサンプリング周波
数で標本化され、それぞれ８ビツトのディジタル信号Ａ
ｏ　、Ａ１・・・・・・、Ｂｏ　、Ｂｊ・・・・・・に
変換され、それぞれＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂおよび
ディジタル演陣器３３に出力される。 ＦＦＴｉ７ＡｔＪ器３２ａ、３２ｂは、入力されるディ
ジタル信号のうち例えばＡｎ　、ＡＩ・・・・・・ＡＩ
。２３、Ｂ　Ｑ　％　Ｂ　１−−　Ｂ１０２３までのそ
れぞれ１０２４１！！１の標本値に対するＦＦＴ演算、
即ち、 の演算をｋの範囲（０〜１０２３）について行ない、■
およびＹａｋの実数部ＹＱ、、ＲｋＳＹｂＲｋ　と虚数
部Ｙ、Ｉ、　　、”ｖ’、ｔ、を算出する。 なお、ＹｏＬｋおよびＹｉ）ｋの絶対値成分は、第３の
ＢＰＦ３０ａ、３０ｂを通過した各周波数成分のスペク
トラムの振幅値を示しており、そのスペクトラムの周波
数間隔即ち、分解能帯域幅は、サンプリング周波数を標
本数で除算した値、５１２０／１０２４＝５　　　［Ｈ
ｚ］となる。 このようにして、直流分を含み５Ｈｚステツプでそれぞ
れ算出された算出ＩｔＩＹ（ｌｏ、ＹＱ、１、・・・・
・・、Ｙ（ＬＩ０２３、ＹｂＯ”ｂｊ　’　”’　・・
”、Ｙｌ）＋ｏ２ＢのうちＹｃＬ、、１□およびＹ８１
２　　の周波数（２，５６ｋＨｚ）をはさんで対称に現
われる負の周波数成分のスペクトラムＹＩ２．ぢ１３″
ＹＱ、１０２３寓Ｙｂｌ；＋３．−Ｙら１０２３を除く
算出値Ｙ（１０〜Ｙ１１５１１　　”ｂｏ　〜Ｙｂ！；
＋Ｉ　　がディジタル演ｑ器３３に送出される。 なお、この忰出値のうち、第３のＢＰＦ３０ａ。 ３０ｂの通過帯域（ｆ、Ａ１３）　１．５ｋｌ−１ｚ　
〜２．５ｋ　Ｈｚ以外の周波数成分に相当する算出値は
、すべてほぼ零となり、第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂを
通過した信号に対して、５．１２ｋＨｚで１０２４１１
！Ｉのサンプリングを行なうための時間は、１０２４１
５１２０＝１１５　［秒］ となり、１回のＦＦＴ演算による解析は、はぼ３００ミ
リ秒の時間で完了する。 ここで、制御部３６からの選択信号によってディジタル
演痒器３３のスペクトラムモードが選択されているとす
ると、ＦＦＴ演算３２ａ、３２ｂからの出力Ｙ−Ｙ　　
　１Ｙｂｏ〜ＹＩ）５□　に基づいαｏ　　　　ａｓｎ て、その絶対値成分即ち、 がそれぞれ算出され、この算出結果が表示制御部３４に
出力され、第３図に示すように、入力信号χ　（ｔ）、
χ、、　＜　１　＞の１ＧＨｚ±０．５ＫＨａ。 Ｚの信号成分のスペクトラム特性が分解能５Ｈｚでそれ
ぞれ表示される。 ここで、制御部３６によって、第２の局部発振器１６の
局発周波数を２．０４０００１ＧＨｚに変化させるとと
もに、ＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂに演算起動信号が送
出されると、上記同様に入力信号稲。（ｔ）、χｂ、　
＜　ｔ　＞のうち１．０００００１ＧＨｚ±０．５ｋＨ
２の信号成分の近傍スペクトラムが得られる。 また、この第２の局部発振器２６の周波数ｆＬ２のステ
ップ変化毎に、制御部３６から表示掃引信号が表示制御
部３４に送出されると、第４図に示すように、ブラウン
管３５の表示画面の横軸が所定距離（１ｋＨｚのスケー
ル幅）だけ移動した位置に、１．０００００１ＧＨｚ±
０．５ｋＨｚのスペクトラム特性がそれぞれ表示される
。 したがって、周波数掃引毎にＦＦＴ演算による算出値を
表示することによって、分析帯域幅の拡大したスペクト
ラム表示がなされる。 また、第１および第２の局部発振器２３．２６をともに
可変制御して、入力信号の周波数成分の全域のスペクト
ラムを表示することもできる。 なお、第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂを通過シタ信号に、
平均値が零で一球に分布したノイズが含まれている場合
、ＦＦＴ演輝におけるＮ回の加算によって、各スペクト
ラムとノイズとのＳＮ比は、同期加算の原理から、 １０ＩｏｑＮ　　　［ｄＢ］ たけ改善されることになる。 このようにして表示された２チヤンネルのスペクトラム
特性を比較することによって、例えば測定される伝送系
のダイナミックレンジ特性等を分析することができる。 次に、制御部３６によってディジタル演８Ｂ３３を振幅
モードにすると、ＡＤ変換器３１ａ１３１ｂからの出力
Ａ１、Ｂｒ１の標本回数Ｎ毎の絶対値の相加平均Ｐ、　
　、　Ｐ、　　がディジタル演算器３３において算出さ
れ、その差Ｐ−Ｐ）、　が表示制御α 部３４に出力される。 この値は２つの入力信号χ　（ｔ）、χ５．　＜　１　
＞αＯ の検波信号の差を示すものであり、例えば、測定する伝
送系に、高帯域に一様分布するノイズ信号を供給してお
き、その入力信号と応答信号とを２つの入力信号χ　（
ｔ）、χゎ、（ｔ）として各Ｌα０ ＰＦ２１ａ、２１ｂに入力し、第１および第２の局部発
振器２３．２６の局発周波数を順次掃引するとともに、
表示制御部３４に表示掃引信号を入力することによって
、第５図に示すような伝送系の周波数に対する振幅伝達
特性がブラウン管３５に表示される。 次に、ディジタル演算器３３が位相モードに選択される
と、ＦＦＴ演算器３２ａ、３２ｂがらの出力値について
１、それぞれθえ２、θｂｋが算出され、θ緑−θ１．
が出力される。 この値は、入力信号χ。ｊ）（ｔ）、χｂ。（１）のう
ち、それぞれ第３のＢＰＦ３０ａ、３０ｂを通過した信
号の各周波数成分毎の位相差を示しており、例えば、第
１および第２の局部発振器２３．２６と同期して同一ス
テップで掃引される試験信号を測定する伝送系に供給し
、その試験信号と応答信号とを２つの入力信号χ　（ｔ
）、χ、ｏ（１）Ｏ として各ＬＰＦ２１ａ、２１ｂに入力することによって
、第６図に示すような伝送系の周波数に対する位相特性
がブラウン管３５に表示される。 く本発明の他の実施例〉 なお、上記実施例では、周波数変換部２０において、３
つの局発信号によって入力信号の周波数変換をそれぞれ
行なっていたが、入力信号の分析帯域の上限周波数が低
い場合は、２回または１回の周波数変換のみで、信号の
分析を行なうようにしてもよい。 また、上記実施例では、ディジタル演算器３３によって
算出された値を、連続した波形として表示するようにし
ていたが、この波形ととも／に粋出値を直接数値表示す
るようにしてもよい。 また、上記実施例では、２チヤンネルの信号分析装置に
本発明を適用していたが、本発明は、３チャンネル以上
の信号分析装置についても全く同様に適用できる。 なお、上記実施例に示した構成および各部の周波数構成
は、上記実施例に限定されるものではなく、例えば、第
２および第３のＢＰＦをそれぞれ帯域幅の異なる複数の
フィルタで切換え可能に構成して、分析帯域幅を切換え
るようにしてもよく、ＡＤ変換器３１ａ、３１ｂのサン
プリング周波数も分析帯域幅や演算モードによって適宜
変えるようにしてもよく、要は、本発明の要旨を逸脱し
ない範囲で種々の応用変形が可能である。 く本発明の効果〉 本発明の信号分析装置は、上記説明のように一１成され
ているため、検波器が不要となり、検波用ダイオードの
動作点の設定という煩雑な作業をせずに、安定した検波
特性を得ることができる。 また、入力信号にインパルス性の雑音が含まれていても
、ＦＦＴ演算によるＮ回の同期加算によって、その影響
が、ＳＮ比として１０１ｏｑＮ［ｄＢ］だけ改善される
ため、高精度のスペクトラム分析を行なうことができる
。 さらに、本発明の信号分析装置は、ＦＦＴ演算によって
、ＢＰＦを通過した信号のスペクトラム特性を算出して
いるため、近傍スペクトラムを短時間で表示することが
でき、また、ＢＰＦの帯域幅および局発信号の周波数設
定もほぼ分析帯域幅に相当する幅で済み、簡単な構成で
安価に実現できるという効果がある。 また、入力信号Ｐ＆の位相差を分析するための位相比較
器およびＡＤ変換器が不要となり、煩雑な調整が不要と
なり構成が節単になるとともに、ＢＰＦを通過した信号
に含まれる各周波数成分毎の位相差も容易に算出できる
という効果がある。 さらに、分析帯域幅内の近傍スペクトラムを分析する場
合は、局発周波数を可変しないで済むため、この周波数
可変のための制御系の雑音等による影響を除去できると
いう格別の効果がある。 ４、図面の簡単な説明 第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）から第６図は、一実施例の動作を示す信号波形図
である。第７図は、従来装置を示すブロック図である。 ２０・・・・・・周波数変換部、３０ａ、３０ｂ・・・
・・・第３のＢＰＦ、３１　ａ、３　ｌ　ｂ・−・・・
−ＡＤ変換器、３２ａ、３２ｂ・・・・・・ＦＦＴ演算
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 複数の入力信号を周波数の可変可能な同一の局発信号に
   よって周波数変換して、出力する周波数変換部と、 該周波数変換部の複数の出力信号をそれぞれ受けて、所
   定の周波数成分を通過させる複数の帯域通過フィルタと
   、 該複数の帯域通過フィルタを通過した信号を、所定周期
   で標本化し、該標本化された信号をディジタル信号にそ
   れぞれ変換して出力する複数のアナログ−ディジタル変
   換器と、 該複数のアナログ−ディジタル変換器からのディジタル
   信号を受けて、それぞれ高速フーリエ変換演算を行ない
   、算出値を出力する複数の高速フーリエ変換演算器とを
   備えたことを特徴とする信号分析装置。