JPS63302793A - Torque limiter for motor - Google Patents

Torque limiter for motor

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Publication number
JPS63302793A
JPS63302793A JP62070880A JP7088087A JPS63302793A JP S63302793 A JPS63302793 A JP S63302793A JP 62070880 A JP62070880 A JP 62070880A JP 7088087 A JP7088087 A JP 7088087A JP S63302793 A JPS63302793 A JP S63302793A
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JP
Japan
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motor
current
circuit
comparator
torque limiter
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Application number
JP62070880A
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Japanese (ja)
Inventor
Hiroaki Hasuo
蓮尾 洋明
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NIPPON SYST SERBO KK
Original Assignee
NIPPON SYST SERBO KK
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Publication date
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Publication of JPS63302793A publication Critical patent/JPS63302793A/en
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Abstract

PURPOSE:To expedite the response, by detecting the size of the current value by means of a comparator. CONSTITUTION:When the current of a DC motor 2 becomes more than a specified value, the output of a current detection circuit 3 becomes H level, and a capacitor is charged through a charging integration circuit section 5. When the potential of the capacitor becomes higher than the value of the reference voltage Vref, the output of a comparator 7 becomes L level and a switching circuit 9 is turned OFF, stopping the power supply to the DC motor 2. When no current is supplied, the output of the current detection circuit 3 becomes L level and the capacitor is thereby discharged through a discharging integration circuit section 6. In starting the DC motor 2, a starting current trap circuit 11 is activated.

Description

【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明はモータに直列に接続され、モータのトルクの上
限、下限を任意に設定し、過負荷を防止するモータ用ト
ルクリミッタに関するものである。
[Detailed Description of the Invention] (Industrial Application Field) The present invention relates to a motor torque limiter that is connected in series with a motor and arbitrarily sets upper and lower limits of the motor's torque to prevent overload. .

すなわち、モータに設定値以上の電流を供給しないよう
に制限するもので、この種のリミッタは、自動車のパワ
ーウィンドやワイパにおいて、過負荷がかかったときに
モータが焼けるのを防止するのに有効である。
In other words, it limits the current supplied to the motor in excess of a set value.This type of limiter is effective in preventing the motor from burning out when an overload is applied to the power windows and wipers of automobiles. It is.

(従来技術) モータのトルクを設定値以下に制御するものとしては、
サーマルリレーを使用したTi流シリミッタ知られてい
る。これは電流を熱に変換し、バイメタルを利用して回
路を遮断するものである。
(Prior art) For controlling the motor torque below a set value,
A Ti flow limiter using a thermal relay is known. This converts current into heat and uses bimetals to interrupt the circuit.

(発明が解決しようとする問題点)゛ このようなサーマルリレーは、応答が遅いという欠点を
有するとともに、遮断した後はリセットをする必要があ
り使用上の不便がある。
(Problems to be Solved by the Invention) ``Such thermal relays have the disadvantage of slow response and are inconvenient in use because they must be reset after being cut off.

本発明は、リセットの不要な応答の早いモータ用トルク
リミッタを提供することを目的とするものである。
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a torque limiter for a motor that does not require reset and has a quick response.

(問題点を解決するための手段) 本発明のトルクリミッタは、モータと電源の間に直列に
接続されるよう2端子を備えるとともに、トルクの制御
ll範囲の上限と下限を任意に設定するための2つの設
定部を有し、電流を検出して上限値と比較し、この上限
値を電流が超えるときはパルス幅変調によって実効トル
クを下限値に保持するようスイッチングするもので、モ
ータ駆動の初期における瞬間的な大電流(起vJ電流)
は起vJTi流トラップ回路によってモータへの通電を
許容するようにしたことを特徴とするものである。
(Means for Solving the Problems) The torque limiter of the present invention is provided with two terminals so as to be connected in series between the motor and the power source, and is capable of arbitrarily setting the upper and lower limits of the torque control range. It detects the current and compares it with the upper limit value, and when the current exceeds this upper limit value, it switches to maintain the effective torque at the lower limit value by pulse width modulation. Instantaneous large current at the initial stage (vJ current)
This is characterized in that the motor is allowed to be energized by a VJTi current trap circuit.

ここで「パルス幅変調」とは、要するにパルスのオンと
オフの時間の比を制御するデユーティ比制御を広く意味
するもので、いわゆるチョッピング制却のことをいい、
PWMl111制御のみならずPPM制御等も広く含む
ものとする。
Here, "pulse width modulation" broadly refers to duty ratio control that controls the ratio of pulse on and off times, and refers to so-called chopping control.
It broadly includes not only PWM111 control but also PPM control and the like.

また、上記モータは直流、交流の別を問わない。Further, the above-mentioned motor does not matter whether it is a direct current or an alternating current motor.

なお、本発明のトルクリミッタは、好ましくは2端子に
接続される入力段に、モータに流れる電機子m流の方向
に拘わらず、電流検出回路に一定方向の電流を流す整流
部を配設し、交流電流の場合は通常の!!8!器として
機能せしめ、直流電流の場合はこのトルクリミッタを接
続するときに極性を見なくてもよいように無極性型とし
て機能せしめるようにする。
Preferably, the torque limiter of the present invention is provided with a rectifier that causes a current to flow in a fixed direction to the current detection circuit, regardless of the direction of the armature current flowing to the motor, in the input stage connected to the two terminals. , for alternating current, normal! ! 8! In the case of direct current, the torque limiter is made to function as a non-polar type so that there is no need to check the polarity when connecting the torque limiter.

(発明の効果) 本発明のトルクリミッタによれば、サーマルリレーを使
うものではなく、電流値の大きさを比較器を使って検出
するものであるから応答が早いとともに、実効トルクを
0レベルよりも少し大きい下限値に設定することにより
リセットを不要とすることもでき、使用上の利点は大き
い。また、パルス幅変調によって実効トルクを下げるよ
うにしているので、発熱が少なく、安定した制御を行な
うことができる。
(Effects of the Invention) According to the torque limiter of the present invention, the magnitude of the current value is detected using a comparator instead of using a thermal relay, so the response is quick and the effective torque can be kept below the 0 level. By setting the lower limit value to a slightly larger value, resetting can be made unnecessary, which is a great advantage in use. Furthermore, since the effective torque is lowered by pulse width modulation, less heat is generated and stable control can be performed.

さらに、サーマルリレーのように高価な部品(バイメタ
ル)を使用することなく安価な電子部品のみで回路を構
成することができるので製造コストが安価となる。
Furthermore, since the circuit can be configured using only inexpensive electronic components without using expensive components (bimetals) such as thermal relays, manufacturing costs are reduced.

(実 施 例) 以下、本発明の実施例について図面を用いて詳細に説明
する。
(Example) Hereinafter, an example of the present invention will be described in detail using the drawings.

第1図は、第1の実施例に係るモータ用トルクリミッタ
を概念的に示すブロック図である。この@置は直8!電
源1により駆動される直流モータ2からの出力電流を検
出する電流検出回路3、このTi流検出回銘3からの出
力電流を増幅する増幅部4、この増幅部4からの出力電
流を所定の時定数にて積分し、その積分値に応じた電圧
を出ノ)′1jる充電積分回路部5、この充電積分回路
部5と並列に配設され、この充電積分回路部5により蓄
積された電荷が所定値に到達した場合に、このmAを所
定の時定数にて放電し、残留電荷の、値に応じた電圧を
出力する放電積分回路部6、いずれかの積分回路部5.
6からの出力電圧を参照電圧(■*ef  )と比較し
、その比較結果に応じた信号を出力する比較器7、この
参照電圧を所定の値に設定する第1設定部8、この比較
器7からの出力信号に基づいて直流モータ2への駆動電
流の0N−OFFスイッチング操作を行なうスイッチン
グ回路9からなっている。
FIG. 1 is a block diagram conceptually showing a motor torque limiter according to a first embodiment. This @ place is straight 8! A current detection circuit 3 detects the output current from the DC motor 2 driven by the power source 1; an amplification section 4 amplifies the output current from the Ti current detection circuit 3; A charge integration circuit unit 5 is arranged in parallel with the charge integration circuit unit 5 to integrate the voltage with a time constant and output a voltage according to the integrated value. When the charge reaches a predetermined value, this mA is discharged at a predetermined time constant, and a discharge integration circuit section 6 outputs a voltage corresponding to the value of the residual charge; any one of the integration circuit sections 5.
A comparator 7 that compares the output voltage from 6 with a reference voltage (■*ef) and outputs a signal according to the comparison result, a first setting unit 8 that sets this reference voltage to a predetermined value, and this comparator It consists of a switching circuit 9 that performs ON-OFF switching operation of the drive current to the DC motor 2 based on the output signal from the DC motor 7.

ここに、2つの積分回路部5,6は時定数調整機構であ
る第2設定部10a 、 10bを備えている。
Here, the two integrating circuit sections 5 and 6 are provided with second setting sections 10a and 10b which are time constant adjustment mechanisms.

この第2設定部10a 、 10bを調整することによ
り比較器7から出力する制御パルスのパルス周期および
パルス幅を所望の値に設定することができ、この制御パ
ルスをスイッチング回路9に入力してモータ駆動電流の
PWM(Pulse  Width  Modulat
ion )制御を行なうことによりモータの実効トルク
の下限値を所望の値に保持することができる。
By adjusting the second setting sections 10a and 10b, the pulse period and pulse width of the control pulse output from the comparator 7 can be set to desired values, and this control pulse is input to the switching circuit 9 to control the motor. Drive current PWM (Pulse Width Modulat)
ion ) control, the lower limit value of the effective torque of the motor can be maintained at a desired value.

また、本装置は、モータの起動電流によっては動作しな
いようにするため、この起vJ電流を吸収する起!#l
電流トラップ回路11を備えている。このトラップ回路
11の接続位置は第1図に示す位置に限られるものでは
なく、起動電流を確実にトラップできる位置であればど
の位置に接続してもよく、例えば積分回路15.6と比
較器7の間であってもよい。
In addition, in order to prevent the device from operating depending on the starting current of the motor, the device absorbs this generated vJ current. #l
A current trap circuit 11 is provided. The connection position of this trap circuit 11 is not limited to the position shown in FIG. 1, but may be connected to any position as long as it can reliably trap the starting current. It may be between 7 and 7.

次に、本実施例の@置の具体的回路構成およびその動作
を第2図を用いて説明する。直流モータ2aが第1の電
源1aにより駆動されるときはこの直流モータ2aの駆
動電流は矢印六方向に流れて第1の端子2aからダイオ
ードブリッジ13に入力される。
Next, the specific circuit configuration and operation of the @ location of this embodiment will be explained with reference to FIG. When the DC motor 2a is driven by the first power source 1a, the driving current of the DC motor 2a flows in the six directions of the arrows and is input to the diode bridge 13 from the first terminal 2a.

これに対し直流モータ2aが、第1の電源1aとは逆極
性の第2の電源1bにより駆動されるときは上記駆!l
I電流は第2の端子12bからダイオードブリッジ13
に入力される。しかし、いずれの場合にもこのダイオー
ドブリッジ13の整流機能により一定方向(矢印C方向
)の電流を得ることができる。この後、ダイオードブリ
ッジ13から出力された電流は、ダーリントン接続のパ
ワートランジスタ14がON状態のときは、このトラン
ジスタ14および抵抗R1を通ってダイオードブリッジ
13にW1″11するように流れ、さらに入力端子とは
逆の端子から出力されて直流モータ2aに帰還し、これ
により直流モータ2aが定常回転される。
On the other hand, when the DC motor 2a is driven by the second power supply 1b having the opposite polarity to the first power supply 1a, the above-mentioned drive! l
I current flows from the second terminal 12b to the diode bridge 13
is input. However, in any case, the rectifying function of the diode bridge 13 makes it possible to obtain a current in a fixed direction (direction of arrow C). Thereafter, when the Darlington-connected power transistor 14 is in the ON state, the current output from the diode bridge 13 flows through this transistor 14 and the resistor R1 to the diode bridge 13 as W1''11, and further flows to the input terminal. It is output from the opposite terminal and fed back to the DC motor 2a, thereby causing the DC motor 2a to rotate steadily.

ところで、直流モータ2aが定常状態で回転していると
き、点P1は抵抗R1により一定の低い電位に設定され
ている。しかし、直流モータ2aが過負荷状態になると
抵抗R1を流れる電流が増加するので点P1の電位は上
昇し、この電位が一定の値以上になるとコンパレータ1
5が作動し、このコンパレータ15の出力端子に所定の
電位を発生させる。すなわち抵JA Rt とコンパレ
ータ15は第1図における電流検出回路3として機能す
る。
By the way, when the DC motor 2a is rotating in a steady state, the point P1 is set to a constant low potential by the resistor R1. However, when the DC motor 2a becomes overloaded, the current flowing through the resistor R1 increases, so the potential at point P1 rises, and when this potential exceeds a certain value, the comparator 1
5 is activated to generate a predetermined potential at the output terminal of this comparator 15. That is, the resistor JARt and the comparator 15 function as the current detection circuit 3 in FIG.

コンパレータ15の出力端子、すなわち点P2に電圧が
発生すると、可変抵抗R2およびダイオードD1を通っ
て流れる電流によりコンデンサC1が、R2およびC1
により定められる時定数(CR)に従って充電される。
When a voltage is generated at the output terminal of the comparator 15, that is, the point P2, the current flowing through the variable resistor R2 and the diode D1 causes the capacitor C1 to
It is charged according to a time constant (CR) determined by

第1図に示す第2設定部10aに相当する可変抵抗R2
はフロントパネルに設けられたI!l整ボリューム(T
RQ)により抵抗値をrJ1整できるようになっている
。なお、この可変抵抗R2、ダイオードDIおよびコン
デンサCIにより第1図に示す充電積分回路部5が形成
される。
Variable resistor R2 corresponding to the second setting section 10a shown in FIG.
I! is located on the front panel. Adjustable volume (T
RQ) allows the resistance value to be adjusted to rJ1. The variable resistor R2, the diode DI, and the capacitor CI form the charging integration circuit section 5 shown in FIG.

コンデンサC1に電荷が蓄積されてくると点P、の電位
が上昇し、コンパレータ16の負端子への入力電圧が増
加し、この入力電圧の値がこのコン/(L/−タ16の
正端子への入力電圧である参照電圧(■Ref)の値よ
りも大きくなるとコンパレータ16の出力電圧は0レベ
ルとなる。この参照電圧(V*ef)はこの回路系に入
力される電流により発生させた電圧を分圧して取り出し
たものであり、その電圧値は可変抵抗R3によりall
!lできるようになっている。第1図に示す第1設定部
8に相当するこの可変抵抗R3の調整はフロントパネル
に設けられた調整ボリューム(CLIR)を調整するこ
とにより行なわれる。なお、このコンパレータ16は第
1図に示す比較器7として機能する。
As charge accumulates in the capacitor C1, the potential at point P rises, the input voltage to the negative terminal of the comparator 16 increases, and the value of this input voltage becomes the voltage at the positive terminal of the comparator 16. The output voltage of the comparator 16 becomes 0 level when it becomes larger than the value of the reference voltage (Ref) which is the input voltage to the circuit system. The voltage is divided and taken out, and the voltage value is set by variable resistor R3.
! l is now possible. Adjustment of this variable resistor R3, which corresponds to the first setting section 8 shown in FIG. 1, is performed by adjusting a control volume (CLIR) provided on the front panel. Note that this comparator 16 functions as the comparator 7 shown in FIG.

コンパレータ16の出力電圧がOレベルとなると、ダー
リントン接続トランジスタ14の第1のトランジスタ1
4aのベースに電流が流れなくなり、このダーリントン
接続トランジスタ14はOFF状態となる。これにより
過負荷状態となった直流モータ2aへの通電が停止され
る。なお、このダーリントン接続トランジスタ14は第
1図に示すスイッチング回19として機能する。
When the output voltage of the comparator 16 becomes O level, the first transistor 1 of the Darlington connection transistor 14
Current no longer flows to the base of 4a, and this Darlington connection transistor 14 is turned off. As a result, power supply to the overloaded DC motor 2a is stopped. Note that this Darlington connection transistor 14 functions as the switching circuit 19 shown in FIG.

抵抗R1に電流が供給されなくなると点P1の電位がO
となり、これによりコンパレータ15の出力端子はOレ
ベル状態となる。このような状態においては、P2の電
位よりもP3の電位の方が高いのでコンデンサCIに蓄
積された電荷はダイオードD2、抵抗R4および可変抵
抗R2を介して、コンデンサ0重および抵抗Ra 、R
zにより定められる時定数(OR)にしたがって放電さ
れる。
When current is no longer supplied to resistor R1, the potential at point P1 becomes O.
As a result, the output terminal of the comparator 15 becomes O level. In this state, since the potential of P3 is higher than the potential of P2, the charge accumulated in the capacitor CI is transferred to the capacitor 0 and the resistors Ra and R via the diode D2, the resistor R4, and the variable resistor R2.
It is discharged according to a time constant (OR) determined by z.

可変抵抗R2のうちこの放電の際用いられる部分は上記
コンデンサC1の充電を行なうときに用いられた抵抗部
分とセンタタップ部に対して反対側の部分となる。した
がって可変抵抗Rzの総抵抗値をRt、充電時の可変抵
抗Rzの値をR″とすれば、放電時の可変抵抗Rzの値
はR’−R”となる。なお、コンデンサCI、ダイオー
ドDzs抵抗R4および可変抵抗R2により第1図に示
す放電積分回路部6が形成される。また、このときの可
変抵抗Rzは第1図に示す第2設定部10bに相当する
The portion of the variable resistor R2 used during this discharge is the portion opposite to the center tap portion of the resistor portion used when charging the capacitor C1. Therefore, if the total resistance value of the variable resistor Rz is Rt, and the value of the variable resistor Rz during charging is R'', then the value of the variable resistor Rz during discharging is R'-R''. Note that the discharge integration circuit section 6 shown in FIG. 1 is formed by the capacitor CI, the diode Dzs resistor R4, and the variable resistor R2. Further, the variable resistor Rz at this time corresponds to the second setting section 10b shown in FIG.

コンデンサC1に蓄積されていた電荷が放電されて、点
P3の電位が低下してくるとコンパレータ16の負端子
に入力される電圧が減少し、このコンパレータ16の正
端子に入力される参照電圧(■*ef )の値よりも低
くなるとコンパレータ16は出力端子に所定の電圧を発
生せしめ、これによりダーリントン接続トランジスタ1
4がON状態となり、直流モータ2aに再び駆動電流が
供給される。ところでこのコンパレータ16はヒステリ
シス機能を有しており、負端子に入力される電圧が減少
していく場合のスレッシュホールドレベル(LTP)は
、増加していく場合のスレッシュホールドレベル(UT
P)に比べて低くなるように設定されている。したがっ
て、負端子に入力される電圧が上記LITPからLTP
まで下がる期間により駆vJ電流がOFFとなる期間が
形成され、反対にこの電圧がLTPからUTPまで上が
る期間により駆動電流がONとなる期間が形成される。
When the charge accumulated in the capacitor C1 is discharged and the potential at point P3 decreases, the voltage input to the negative terminal of the comparator 16 decreases, and the reference voltage input to the positive terminal of the comparator 16 ( ■*ef), the comparator 16 generates a predetermined voltage at the output terminal, which causes the Darlington connection transistor
4 is turned on, and drive current is again supplied to the DC motor 2a. By the way, this comparator 16 has a hysteresis function, and the threshold level (LTP) when the voltage input to the negative terminal decreases is the same as the threshold level (UTP) when the voltage input to the negative terminal increases.
P) is set to be lower than P). Therefore, the voltage input to the negative terminal changes from LITP to LTP.
A period in which the drive current is OFF forms a period in which the drive current is OFF, and a period in which the drive current is ON is formed in a period in which this voltage rises from LTP to UTP.

ところで、直流モータ2aが引続き過負荷状態にあれば
上述したようなモータ駆動電流のON・OFFスイッチ
ングが繰返し行なわれる。すなわちモータ駆動電流は、
コンデンサC1の充放電の時間に対応して0N−OFF
のスイッチングがなされ、これによりモータトルクのP
WM制御がなされる。このようなPWMMIIIは、駆
動電流のON・0FFWAIIの比率を調整することに
よりモータを極めて小さい実効トルクで駆動しておくこ
とができる。したがってモータに対する負荷を減少せし
めて負荷による発熱を小さく押さえることができる。ま
た、駆動電流回路が完全に遮断されたわけではないので
、過負荷状態が解除されたときはリセット機構等を用い
なくても直ちに定常状態に復帰することができる。
By the way, if the DC motor 2a continues to be in an overload state, the ON/OFF switching of the motor drive current as described above is repeatedly performed. In other words, the motor drive current is
0N-OFF corresponding to the charging and discharging time of capacitor C1
switching is performed, and this causes the motor torque P
WM control is performed. Such PWMMIII allows the motor to be driven with extremely small effective torque by adjusting the ratio of ON and 0FFWAII of the drive current. Therefore, the load on the motor can be reduced and the heat generated by the load can be suppressed. Further, since the drive current circuit is not completely cut off, when the overload condition is released, the steady state can be immediately returned to without using a reset mechanism or the like.

また、電解コンデンサCtおよび抵抗R4およびトラン
ジスタ17は、直流モータ2aの起動電流によりコンパ
レータ16が作動しないようにするための起動Ti流ト
ラップ回2111として機能するものであってこの場合
の時定数CRは、1秒程度の起動ff1FEを吸収し得
るように設定される。一般にモータを起動させる際の駆
動電流(起vJ電流)はモータが定常回転している場合
の駆vJ電流に比べて極めて大きく、このようなトラッ
プ回路11がないとモータを起動した直後にコンパレー
タ16が作動してwAvJ電流が一時的に遮断されてし
まうため、このようなトラップ回路11を設けることが
必要となる。
Further, the electrolytic capacitor Ct, the resistor R4, and the transistor 17 function as a starting Ti current trap circuit 2111 to prevent the comparator 16 from operating due to the starting current of the DC motor 2a, and the time constant CR in this case is , is set so as to absorb the startup ff1FE of about 1 second. Generally, the drive current (electromotive vJ current) when starting a motor is extremely large compared to the drive vJ current when the motor is rotating steadily, and if there is no trap circuit 11 like this, the comparator 16 is activated and the wAvJ current is temporarily cut off, so it is necessary to provide such a trap circuit 11.

また、ダイオードブリッジ13に対し並列に配されたツ
ェナーダイオードDzは、モータ駆動電流のスイッチン
グに伴なうスパイクノイズを吸収するためのものである
Furthermore, the Zener diode Dz arranged in parallel with the diode bridge 13 is for absorbing spike noise accompanying switching of the motor drive current.

さらに、素子18は、設定された参照電圧(■口f)を
安定化させるためのものである。
Furthermore, the element 18 is for stabilizing the set reference voltage (portion f).

以上説明したように第2図に示す装置によれば入力段に
ダイオードブリッジ13を設けて無極性としており、直
流モータ2aをいずれの方向に回転駆動する場合であっ
ても端子の接続を反転させる必要がない。又、端子の接
続方向に注意を払わなくても接続を誤ることがないので
便利である。
As explained above, according to the device shown in FIG. 2, the diode bridge 13 is provided at the input stage to make it non-polar, and the connection of the terminals is reversed no matter which direction the DC motor 2a is driven to rotate. There's no need. Moreover, it is convenient because there is no need to pay attention to the connection direction of the terminals and there is no need to make mistakes in connection.

また、第2図に示す@置は、外部端子としてモータ駆動
電流用の2端子のみを有する。すなわち、回路構成上電
源用の端子等を特別に必要とせず、このような端子を有
していないから配線が極めて容易である。
Further, the @ position shown in FIG. 2 has only two terminals for motor drive current as external terminals. That is, the circuit configuration does not require any special terminals for power supply, and since such terminals are not provided, wiring is extremely easy.

次に、第3図を用いて第2の実施例のモータ用トルクリ
ミッタを説明する。この装置は上記第1の実施例の@置
に比べ積分回路部5,6を備えていない代わりにタイマ
ー回路19を備えている。その他、電流検出回路3a、
増幅部4a、比較器7a、スイッチング回路9aおよび
起動Ti流トラップ回路11aは、それぞれ上記第1の
実施例の装置におけるlIR流検比検出回路3幅部4.
比較器7.スイッチング回路9および起動電流トラップ
回路11と実質的に同様の回路構成で形成されている。
Next, a motor torque limiter according to a second embodiment will be explained using FIG. Compared to the device of the first embodiment, this device does not include the integrating circuit sections 5 and 6, but instead includes a timer circuit 19. In addition, current detection circuit 3a,
The amplifier section 4a, the comparator 7a, the switching circuit 9a, and the starting Ti flow trap circuit 11a are the width section 4 of the IIR flow ratio detection circuit 3 in the device of the first embodiment, respectively.
Comparator 7. The switching circuit 9 and the starting current trap circuit 11 have substantially the same circuit configuration.

上記タイマー回路9は比較器7aとスイッチング回路9
aの間に配され、比較器7aからの出力信号にしたがい
直流モータ2が過負荷状態にあると判断した場合には一
定時間スイツチング回路9aをOFF状態とする。これ
により直流モータ2への通電は一定時間停止する。この
タイマー回路19における通電停止期間は可変抵抗19
aにより調整され、例えば数十1s6tc〜数百μse
c程度に設定される。
The timer circuit 9 includes a comparator 7a and a switching circuit 9.
If it is determined that the DC motor 2 is overloaded according to the output signal from the comparator 7a, the switching circuit 9a is turned off for a certain period of time. As a result, power supply to the DC motor 2 is stopped for a certain period of time. The energization stop period in this timer circuit 19 is determined by the variable resistor 19
Adjusted by a, for example, several tens of seconds6tc to several hundred μse
It is set to about c.

ところで、1通電停止期間が経過すると直流モータ2に
再び通電されるが、このモータ2の過負荷状態がまだ解
除されていないと判断されるとタイマー回路19が再度
作動し、直流モータ2への通電は上記1通電停止期閤に
亘り停止する。以後、モータ2の過負荷状態が解除され
ない限りモータ2への上記通電期間と通電停止期間が交
互に形成される。また、このときの通電期間が回路構成
により略−6的に決定されるのに対し、通電停止期間は
可変抵抗19aにより変化せしめることができるのでモ
ータトルクのいわゆるPPM(Pulseposttt
on MOdtllatiOn )制御がなされ、モー
タ2が過負荷状態にある場合にモータの実効トルクの下
限値を所望の値に保持しておくことができる。
By the way, when one energization stop period has elapsed, the DC motor 2 is energized again, but if it is determined that the overload condition of the motor 2 has not yet been released, the timer circuit 19 is activated again, and the DC motor 2 is de-energized again. Energization is stopped for the above-mentioned one energization stop period. Thereafter, as long as the overload state of the motor 2 is not canceled, the energization period and the de-energization period to the motor 2 are alternately formed. In addition, while the energization period at this time is approximately determined by the circuit configuration, the energization stop period can be changed by the variable resistor 19a, so that the so-called PPM (Pulsepostttt) of the motor torque can be changed.
on MOdtllatiOn ) control is performed, and when the motor 2 is in an overload state, the lower limit value of the effective torque of the motor can be maintained at a desired value.

ここで上記P P M 1blJ IIIは、モータ駆
動電流のON。
Here, the above PPM 1blJ III is the ON state of the motor drive current.

OFFFF開期間ユーテイ−を変化せしめて11!IE
するという点でパルス幅変調の一種であるといえる。ま
た、この可変抵抗19aは第1の実施例の装置における
第2設定部10a 、 10bに相当する。なお、モー
タ2の駆動電流の上限値を設定する可変抵抗8aは、第
1の実施例の装置における第1ya定部8に相当する。
The OFFFF opening period has changed to 11! IE
In this sense, it can be said to be a type of pulse width modulation. Further, this variable resistor 19a corresponds to the second setting sections 10a and 10b in the device of the first embodiment. Note that the variable resistor 8a that sets the upper limit value of the drive current of the motor 2 corresponds to the first ya constant part 8 in the device of the first embodiment.

次に本発明のモータ用トルクリミッタを交流モータに使
用した場合の第3の実施例について説明する。本実施例
に係る@置は例えば第2図に示す回路と同様の回路構成
のものにより形成される。
Next, a third embodiment in which the motor torque limiter of the present invention is used in an AC motor will be described. The @ position according to this embodiment is formed by, for example, a circuit having a similar circuit configuration to that shown in FIG.

ただし、整流器を装置外部に配設する場合には入力段に
おけるダイオードブリッジ13が不用となる。
However, when the rectifier is disposed outside the device, the diode bridge 13 at the input stage becomes unnecessary.

また、第2図に示す回路において、ダーリントン接続ト
ランジスタ14に代えてSCRまたはトライアックを用
いるようにすればより好ましい。また、チョッパによる
ノイズ発生を防止するため、スイッチング回路9.9a
に対してゼロクロス回路あるいはスナバ−回路を付加す
るような構成とすればより好ましい。
Further, in the circuit shown in FIG. 2, it is more preferable to use an SCR or a triac in place of the Darlington connection transistor 14. In addition, in order to prevent noise generation due to the chopper, the switching circuit 9.9a
It is more preferable to adopt a configuration in which a zero cross circuit or a snubber circuit is added to the circuit.

また、交流モータとして単相交流モータを使用する場合
には、本トルクリミッタをモータと交流電源を接続する
2本のACラインのうちいずれかに直列的に挿入ずれば
よく、交流モータとして3相交流モータを使用する場合
には、本トルクリミッタをかかる3相のうちのいずれか
2相のACラインに各々直列的に挿入すればよい。
In addition, when using a single-phase AC motor as an AC motor, it is sufficient to insert this torque limiter in series into one of the two AC lines connecting the motor and AC power supply, and when using a three-phase AC motor as an AC motor. When using an AC motor, the present torque limiter may be inserted in series into the AC lines of any two of the three phases.

このように、本発明のモータ用トルクリミッタは直流モ
ータ、交流モータのいずれに使用する場合であっても同
一の回路構成のものを使用することができ、汎用性を有
する点で便利である。
In this manner, the motor torque limiter of the present invention is convenient in that it has the same circuit configuration regardless of whether it is used for a DC motor or an AC motor, and has versatility.

なお、本発明のモータ用トルクリミッタとしては必ずし
も上記実施例に示す回路に限られるものではなく、その
他種々の回路構成により形成することができる。例えば
第2図に示す起動電流トラップ回詫に代えて、モータ起
動時から一定時r1経過後に初めて比較器が作動、可能
となるようにしたタイマー回路からなる起動1i!トラ
ップ回路を設けるようにしてもよい。
It should be noted that the motor torque limiter of the present invention is not necessarily limited to the circuit shown in the above embodiment, and may be formed using various other circuit configurations. For example, instead of the starting current trap cycle shown in FIG. 2, starting 1i! is comprised of a timer circuit that enables the comparator to operate only after a certain period of time r1 has elapsed since motor starting! A trap circuit may also be provided.

なお、本発明のモータ用トルクリミッタはあらゆる直流
モータ、交流モータに使用することができ、さらにユニ
バーサルモータ等の交直両用モータにも使用することが
できる。
The motor torque limiter of the present invention can be used for all DC motors and AC motors, and can also be used for AC and DC motors such as universal motors.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は本発明に係るモータ用トルクリミッタの第1の
実施例を示すブロック図、 第2図は第1図に示すトルクリミッタの具体的な回路構
成を示す回路図、 第3図は本発明に係るモータ用トルクリミッタの第2の
実施例を示すブロック図である。 i 、 Ia、 1b−・・直流電源 2.2a・・・直流モータ 3.3a・・・NFE検出
回路5・・・充II分回路部 6・・・放電積分回路部
7.7a・・・比 較 器 8,8a・・・第1設定部
9.9a・・・スイッチング回路 10a 、 10b 、 19a −・・第2i!Q定
部11、118・・・起動電流トラップ回路12a 、
12b・・・端 子 19・・・タイマー回路13・・
・ダイオードブリッジ 事、3図
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a motor torque limiter according to the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific circuit configuration of the torque limiter shown in FIG. 1, and FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the motor torque limiter according to the invention. i, Ia, 1b-...DC power supply 2.2a...DC motor 3.3a...NFE detection circuit 5...Charging II circuit section 6...Discharge integration circuit section 7.7a... Comparators 8, 8a...First setting section 9.9a...Switching circuits 10a, 10b, 19a -...Second i! Q constant section 11, 118...starting current trap circuit 12a,
12b...Terminal 19...Timer circuit 13...
・Diode bridge, Figure 3

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1)電源とモータの間に直列に接続され、モータに流れ
る電機子電流の範囲を制限することによりモータのトル
クを所定の範囲に制限するトルクリミッタであつて、電
源とモータに接続するための2端子と、前記電流の範囲
の上限値を設定する第1設定部と前記トルクの範囲の下
限値を設定する第2設定部を備え、電源からモータに供
給される電流を検出する電流検出回路、この電流検出回
路の出力を前記第1設定部により設定された上限値と比
較する比較器、この比較器の出力により電流が前記上限
値を超えるときパルス幅変調によりモータの実効トルク
を前記第2設定部により設定された下限値に保持するス
イッチング回路、およびモータの起動電流によっては前
記比較器もしくはスイッチング回路が作動しないように
するための起動電流トラップ回路を含むことを特徴とす
るモータ用トルクリミッタ。 2)前記2端子に、前記モータに供給される電機子電流
の方向に拘わらず前記電流検出回路に一定方向の電流を
供給する整流部が接続されていることを特徴とする特許
請求の範囲第1項記載のモータ用トルクリミッタ。 3)前記モータが直流モータであることを特徴とする特
許請求の範囲第1項もしくは第2項記載のモータ用トル
クリミッタ。 4)前記モータが交流モータであることを特徴とする特
許請求の範囲第1項もしくは第2項記載のモータ用トル
クリミッタ。
[Scope of Claims] 1) A torque limiter that is connected in series between a power source and a motor and limits the torque of the motor to a predetermined range by limiting the range of armature current flowing through the motor. The current supplied from the power source to the motor includes two terminals for connection to the motor, a first setting section for setting the upper limit of the current range, and a second setting section for setting the lower limit of the torque range. a current detection circuit that detects the current, a comparator that compares the output of this current detection circuit with the upper limit value set by the first setting section, and when the output of this comparator causes the current to exceed the upper limit value, the motor is controlled by pulse width modulation. a switching circuit that maintains the effective torque of the motor at a lower limit value set by the second setting section, and a starting current trap circuit that prevents the comparator or the switching circuit from operating depending on the starting current of the motor. Features: Torque limiter for motors. 2) A rectifier unit is connected to the two terminals to supply a current in a constant direction to the current detection circuit regardless of the direction of the armature current supplied to the motor. Torque limiter for the motor described in item 1. 3) The torque limiter for a motor according to claim 1 or 2, wherein the motor is a DC motor. 4) The torque limiter for a motor according to claim 1 or 2, wherein the motor is an AC motor.
JP62070880A 1987-01-30 1987-03-25 Torque limiter for motor Pending JPS63302793A (en)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19980071368A (en) * 1997-02-17 1998-10-26 랄프 홀거 베렌스 Drive control device of wiper motor

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR19980071368A (en) * 1997-02-17 1998-10-26 랄프 홀거 베렌스 Drive control device of wiper motor

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