JP2004266970A - Rectification switching circuit - Google Patents

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Hiroshi Kitagawa
浩 北川
Shoichi Nishibori
正一 西堀
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a reliable rectification switching circuit which does not use gate elements or triacs as switch elements, is highly efficient due to remarkable reduction of driving power and reduction of loss at energization, and is free from a possibility that the rectification mode is repeated in proximity to the threshold of input voltage at which the rectification mode is switched. <P>SOLUTION: The rectification switching circuit detects alternating-current input voltage through a control circuit. According to its switching signal, the switching circuit switches between voltage doubler rectification mode for 100V AC and bridge rectification mode for 200V AC through switch elements so that the direct-current output voltage will be substantially identical. The rectification switching circuit uses field-effect transistors whose sources are connected in common as the switch elements. The common source of the field-effect transistors is connected with the zero volt line of the control circuit so that the field-effect transistors can be directly driven. The control circuit is provided with a hysteresis so that the input voltage at switching of the rectification mode and that at canceling are different from each other. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【0001】
【発明が属する技術分野】
本発明は交流入力電圧に応じて整流モードを自動的に切り換える整流切換回路に関する。さらに詳しく云えば、入力電源がAC100V系の場合には倍電圧整流モードに、AC200V系の場合にはブリッジ整流モード に自動的に切り換えて、本装置の後段に接続されて本機の負荷となるスイッチング電源などの装置への直流出力電圧を一定にする整流切換回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般にこの種の回路の基本形は図4に示すように、ブリッジ整流器D01のプラス出力とマイナス出力間に同容量の平滑用キャパシタC01、C02を直列に接続し、入力がAC100V系のときはこのキャパシタC01とC02の中点とAC入力の一端をスイッチ素子でショートすることにより倍電圧整流回路を形成し、入力がAC200V系のときは前記スイッチ素子をオープンにすることでブリッジ整流回路を形成して、異なる入力電圧系でもほぼ同様の出力電圧を得るものである。なお、C01、C02にそれぞれ並列に接続してある抵抗器R01、R02は、ブリッジ整流モードの際のキャパシタC01、C02の容量誤差による印加電圧の不均等を防ぐためのバランス用抵抗である。
【0003】
前記スイッチ素子の動作を、入力電圧を監視することによって自動で行うようにした回路が発明されており、例えば特許文献1では、前記スイッチ素子にパルス駆動により駆動損失を低減したゲート素子(トライアック)を用い、且つAC200Vを投入する際その経過においてAC100V系入力を検出して倍電圧整流モードのまま入力電圧がAC200Vに達し、本装置の出力電圧が異常な高電圧となる誤動作に対しては制御回路内に遅延回路を設け、一定時間後に倍電圧整流モードとなるようにする解決方法、AC200V系で使用中の瞬時停電や瞬時電圧低下時に倍電圧整流モードに移行したままAC200Vに復帰することによる出力電圧が異常に高くなる誤動作に対しては、制御回路内にラッチ回路を設け、ブリッジ整流モードに固定する等の解決方法、および、制御回路への給電入力をACの全波整流として正負両位相を監視して切換動作の信頼性を高めること等が提案されている。
【0004】
【特許文献1】
特開平5−30729号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記の従来の整流切換回路は、倍電圧整流モードとブリッジ整流モードを切り換えるスイッチ素子にトライアックを使用しているため、以下のような問題があった。
(1)トライアックの駆動に電力を要する。
(2)トライアックの導通時の順方向電圧による損失がある。
(3)1度ONすると入力商用電源の周波数の半周期の間OFF出来ず、その間の制御が出来ない。
さらに、回路構成上以下の問題もあった。
(4)入力電圧を監視して上記スイッチ素子の駆動信号を出力する検出回路の電位と、上記スイッチ素子の電位が異なるため、フォトカプラ等で絶縁して信号を伝達する必要があった。
(5)初期状態から倍電圧モードに切り換わる入力電圧、倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへ切り換わるそれぞれの入力電圧の閾値付近では、検出回路の動作用電源電圧に含まれるリップル電圧の影響で、倍電圧整流モード→ブリッジ整流モード→倍電圧整流モードの様に動作を繰り返してしまう恐れがあった。
【0006】
本発明は上記の問題点に鑑みて提案されたもので、電界効果トランジスタ(FET)のソースを共通に接続した回路をスイッチ素子として使用し、その駆動電力の著しい低減、およびFETのON抵抗を適宜選定することによる導通時の損失低減による本装置の高効率化と、信頼性の高い回路を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明に係る整流切換回路は以下の構成としたものである。即ち本発明に係る整流切換回路は、交流入力電圧を制御回路で検出し、該制御回路の切り換え信号によって、AC100V系の時の倍電圧整流モードと、AC200V系の時のブリッジ整流モードとをスイッチ素子で切り換えて、直流出力電圧がほぼ同じになるようにする整流切換回路において、前記スイッチ素子としてソースを共通に接続した電界効果トランジスタ(FET)を用いたことを特徴とする。
【0008】
上記本発明において、電界効果トランジスタ(FET)の共通ソースを制御回路のゼロボルトラインに接続して、該電界効果トランジスタを直接駆動できるようにしたことを特徴とする。
【0009】
本発明に係る整流切換回路は、入力投入の際、制御回路内に設けた駆動回路により、入力投入直後の初期状態を電界効果トランジスタのゲート電圧が閾値以下であるように制御してブリッジ整流モードから動作を開始させ、AC100V系入力の場合には制御回路内に別途設けた遅延回路で一定時間後に前記駆動回路を制御して電界効果トランジスタを駆動してONさせ、ゲート電圧を閾値以上にして倍電圧整流モードとする構成とした。これは入力投入直後の初期状態がブリッジ整流モードであることを確実にするためである。
【0010】
また、本発明に係る整流切換回路は、制御回路内に、前記駆動回路と共に、AC200V系入力の場合、前記遅延回路がAC100V系入力を検出して前記駆動回路に信号を送出するより早くAC200V系入力を検出する回路を設け、前記スイッチ素子をOFFに保ち、入力電圧上昇の過程において(AC100Vを検出して)倍電圧整流モードになることなく、ブリッジ整流モードになる構成としたものである。
【0011】
本発明に係る整流切換回路においては、制御回路を、倍電圧整流モードが解除されブリッジ整流モードに戻る入力電圧が、初期状態のブリッジ整流モードから倍電圧整流モードとなる入力電圧より低くなるように設定した。
【0012】
また、AC200V系入力投入の場合、前記制御回路を、ブリッジ整流モードとなる入力電圧に対し、ブリッジ整流モードが解除され、入力投入直後の初期状態に戻る入力電圧を、初期状態から倍電圧整流モードとなる入力電圧より低くなるように設定した。さらに、前記制御回路を、AC100V系から入力電圧を徐々に上昇させた際の、倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへ切り換わる入力電圧が、AC200V系入力投入においてブリッジ整流モードとなる入力電圧より高くなるように設定した。
【0013】
【作用】
本発明に係る上記の整流切換回路において、スイッチ素子として用いる電界効果トランジスタ(FET)は、そのゲート電圧を閾値以下に保つとOFFで、倍電圧整流モードが解除されてブリッジ整流モードとなり、ゲート電圧を閾値以上にするとONして、倍電圧整流モードとなる。このゲート電圧を閾値以下に保つ回路が前記駆動回路であり、その回路を開いてゲート電圧を閾値以上にし、FETをONする機構は遅延回路による駆動回路の制御であって、これらの回路は制御回路に内在する。本発明に係る整流切換回路は上記の構成により、AC入力投入の初期状態においては、スイッチ素子である電界効果トランジスタ(FET)のゲート電圧を閾値以下に保つ回路(駆動回路)により制御されて、電界効果トランジスタ(FET)はOFFなので、必ずブリッジ整流モードとなっている。
【0014】
入力電圧がAC100V系(例えば、100V、110V、115V、120Vなど)の場合は、入力投入して一定時間後に電界効果トランジスタ(FET)のゲート電圧を閾値以下に保つ駆動回路を開いてゲート電圧を閾値以上にし、電界効果トランジスタをONさせて倍電圧整流モードにする。また、倍電圧整流モードが解除される入力電圧が、初期状態から倍電圧整流モードに移行する入力電圧より低くなるように制御回路の動作を設定してあるので、入力電圧を徐昇した場合や、倍電圧整流モードとなる入力電圧付近で動作させた場合、倍電圧整流モード→ブリッジ整流モード→倍電圧整流モードのように動作を繰り返してしまうことがない。
【0015】
入力電圧がAC200V系(例えば、200V、220V、230V、240Vなど)の場合は、倍電圧整流モードになるより早く前記電界効果トランジスタ(FET)のゲート電圧を閾値以下に保つ駆動回路を閉じてゲート電圧を閾値以下に保ち、電界効果トランジスタ(FET)をOFFに保つことで、倍電圧整流モードになることなくブリッジ整流モードとなる。また、倍電圧整流モードからブリッジ整流モードに移行する入力電圧よりブリッジ整流モードが解除される入力電圧が、前記初期状態から倍電圧整流モードになる入力電圧より低くなるよう制御回路の動作を設定してあるので、AC100V系から入力電圧を徐昇させた場合や、倍電圧整流モードからブリッジ整流モードとなる入力電圧付近で動作させた場合、倍電圧整流モード→ブリッジ整流モード→倍電圧整流モードのように動作を繰り返してしまうことがない。
【0016】
同時に入力電圧が、前記初期状態から倍電圧整流モードになる入力電圧より低く設定したブリッジ整流モードの解除電圧以上である場合、その入力電圧の瞬時低下を生じたときは、ブリッジ整流モードを維持しているので、入力電圧が復帰しても倍電圧整流を行わないので、異常な高電圧を出力しない。また、入力電圧が、前記初期状態から倍電圧整流モードになる入力電圧より低く設定したブリッジ整流モードの解除電圧以下である場合、その入力電圧の瞬時低下や瞬時停電に対しても、ほぼ初期状態からの動作となるので異常な高電圧を出力しない。スイッチ素子は電界効果トランジスタ(FET)であるので、駆動信号は理論的には電圧のみでよく、駆動損失がない。同時に電界効果トランジスタ(FET)のボディーダイオードの存在を活用し、制御回路のゼロボルト(0V)ラインをスイッチ素子の共通ソース部に接続することができ、直接電界効果トランジスタ(FET)のゲートを駆動することができる。
【0017】
【発明の実施の形態】
本発明に係る整流切換回路を、図に示す実施例に基づいて具体的に説明する。図1は本発明に係る整流切換回路の一実施例を示す回路図である。図1において、入力であるAC電圧は1極はヒューズF1を経て、他極は直接ブリッジダイオードD01に接続され、ブリッジダイオードD01の出力側には平滑用キャパシタC0lとC02が直列に接続されている。このキャパシタC0lとC02には、ブリッジ整流モードの時、そのキャパシタの容量誤差による印加電圧の不均等を防ぐためのバランス用抵抗R01、R02がそれぞれ並列に接続されている。更にブリッジダイオードD01の出力側には本整流回路の負荷となるスイッチング電源装置などが接続される。
【0018】
また、ヒューズF1を挿入していない側の極とブリッジダイオードD01との接続部と前記キャパシタC0lとC02の直列接続の中点の間にスイッチ素子1が接続されている。このスイッチ素子1は、電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12で構成され、それぞれのソースS、Sを接続して共通とし、制御回路2のゼロボルト(0V)ラインに接続する。また、前記電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12のゲートG、Gを接続して共通とし、制御回路2のトランジスタQ3のコレクタに接続する。さらにトランジスタQ11、Q12のドレインD、Dは片方を前記ブリッジダイオードD01のヒューズF1を挿入していない側の交流入力端子に接続し、他方を前記キャパシタC0lとC02の直列接続の中点に接続して構成されている。
【0019】
制御回路2はAC入力電圧を検知し、AC100V系入力の時はある一定時間後に倍電圧整流モードに、AC200V系入力の時は上記AC100V系入力の時の倍電圧整流モードになる時間より十分早くブリッジ整流モードとなるよう制御して、スイッチ素子1の電界効果トランジスタ(FET)Q11とQ12のゲートを駆動する回路である。
【0020】
制御回路2においてQ1は第1のトランジスタ、Q2は第2のトランジスタ、Q3は第3のトランジスタ、IC1は第1の集積回路、D1は第1のダイオード、D2は第2のダイオード、D3は第3のダイオード。D4は第4のダイオード、Zdlは第1のツェナーダイオード、Zd2は第2のツエナーダイオード、Zd3は第3のツェナーダイオード、C1〜C4はキャパシタ(4個)、抵抗器は15個使用しておりR1〜R15のように示した。
【0021】
制御回路2の構成は以下のとおりである。AC入力の一端に接続したヒューズF1とブリッジダイオードD01との接続部に第1のダイオードD1のアノードを接続し、カソード側には第1の抵抗器R1を接続する。R1の他端は第1のキャパシタC1を接続し、C1の他端は制御回路2のゼロボルト(0V)ライン(以下「0Vライン」と記載)に接続する。抵抗器R1とキャパシタC1の接続部に抵抗器R2及びR7を接続する。抵抗器R2の他端は第1のツェナーダイオードZd1のカソードおよび各抵抗器R3、R5、R6、R10を接続し、抵抗器R7の他端は、第1のトランジスタQ1のコレクタ、キャパシタC3、抵抗器R8、第2のツエナーダイオードZd2のカソードおよび抵抗器R11を接続する。第1のツェナーダイオードZd1のアノードは制御回路2の0Vラインに接続し、抵抗器R3の他端は集積回路IC1の入力端子i(電源端子を兼ねる)、抵抗器R4、キャパシタC2、および第2のダイオードD2のカソードとの接続部に接続し、抵抗器R4とキャパシタC2の他端及び集積回路IC1のグランド端子gは制御回路2の0Vラインに接続する。
【0022】
抵抗器R5の他端は第2のダイオードD2のアノード、集積回路IC1の出力端子oおよび第3のダイオードD3のカソードとの接続部に接続し、抵抗器R6の他端は、第1のトランジスタQ1のベースと前記ダイオードD3のアノードとの接続部に接続し、抵抗器R10の他端は、第2のトランジスタQ2のコレクタと抵抗器R12およびR13の接続部に接続し、R13の他端は第3のトランジスタQ3のベースに接続し、Q3のエミッタは制御回路2の0Vラインに接続する。トランジスタQ1のエミッタは第4のダイオードD4のアノードと接続し、D4のカソード、キャパシタC3の他端および抵抗器R8の他端は前記制御回路2の0Vラインに接続する。
【0023】
第2のツェナーダイオードZd2のアノードは第2のトランジスタQ2のベースと、抵抗器R9およびキャパシタC4の接続部に接続し、第2のトランジスタQ2のエミッタと、抵抗器R9の他端およびキャパシタC4の他端を制御回路2の0Vラインに接続する。抵抗器R11の他端は第3のトランジスタQ3のコレクタおよびスイッチ素子1の電界効果トランジスタ(FET)のゲートG・Gと抵抗器R14との接続部に接続する。抵抗器R15をブリッジダイオードD01と平滑用キャパシタC0lの接続部に接続し、R15の他端を第3のツェナーダイオードZd3のカソードと接続し、Zd3のアノードは制御回路2の0Vラインに接続する。抵抗器R15と第3のツェナーダイオードZd3の接続部には抵抗器R12の他端と抵抗器R14の他端を接続する。
【0024】
上記回路における各部の動作の一例を以下に説明する。図2(A)、(B)は、入力時の各部の動作モードを示すグラフである。各部の符号は図2に併記した。図3(A)、(B)は入力を徐昇、徐降した場合の各部の動作モードを示すグラフである。図2および図3に付記したように、(A)は入力電圧がAC100V系の場合、(B)は入力電圧がAC200V系の場合である。図3において、各部の符号は図2と同じである。
1.スイッチ素子1の電界効果トランジスタ(FET)Q11とQ12の共通ソースS、Sを、制御回路2の0Vラインに接続すれば、第1のダイオードD1、抵抗器R1、キャパシタC1からなる入力電圧を監視するための半波整流回路は、電界効果トランジスタQ11の寄生ダイオード(波線で示す)により電流環路が形成される。同様に、電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12のゲート電圧を閾値以下に保つための抵抗器R15、R12、R13、R14および第3のトランジスタQ3からなる回路は前記駆動回路を形成し、電界効果トランジスタ(FET)Q12の寄生ダイオード(波線で示す)により電流環路が形成され、平滑用キャパシタC0lの電圧で動作できる。これにより本整流切換回路の構成が可能となっている。
【0025】
2.入力電圧がAC100V系の時〔図2(A)および図3(A)〕:入力されたAC電圧はブリッジダイオードD01で整流され、直列接続の平滑用キャパシタC0l、C02に充電される。入力電圧が数Vで駆動回路の抵抗器R15、R12およびR13を流れる電流で第3のトランジスタQ3はONとなり、スイッチ素子1の電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12をOFFにする。同時に前記半波整流回路の第1のダイオードD1と抵抗器R1を通してキャパシタC1にも充電する。キャパシタC1は抵抗器R1と時定数になるので制御回路2が動作状態になるまで時間を要する。よって、スイッチ素子1は入力投入直後の初期状態においてOFFを保ち、ブリッジ整流モードから動作開始する。次いで時間経過と共にキャパシタC1の電圧が上昇していき、集積回路IC1の入力端子iの電圧がIC1の動作電圧以上になるとIC1の出力端子oはONして第1のトランジスタQ1をOFFにする。
【0026】
更にキャパシタC1の電圧が上昇して、第2のツェナーダイオードZd2のカソードZd2−kの電圧(=Zd2のツエナー電圧+第2のトランジスタQ2のベース−エミッタ間電圧)が約16Vに達すると前記Q2(コレクタ:Q2c)がONするが、そのZd2−kの電圧が約16Vになるまでの時間は、抵抗器R7とキャパシタC3による遅延回路により、キャパシタC1の充電完了時間および集積回路IC1の動作開始時間より十分遅く設定されている。本実施例では第2のツェナーダイオードZd2のカソードZd2−kの電圧を約16Vに設定しているが、他の電圧として設計することも可能である。
【0027】
集積回路IC1の動作開始電圧は入力電圧AC10V程度なので、集積回路IC1の出力端子IC1oはIC1が動作開始するまでOFFであるが、その出力電圧は第1のトランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧以下なのでトランジスタQ1(コレクタ:Q1c)をONさせることはない。第2のトランジスタQ2がONすると、抵抗器R15、R12、R13をとおして供給していた第3のトランジスタQ3のベース電流が抵抗器R15、R12、第2のトランジスタQ2と流れるため第3のトランジスタQ3(コレクタ:Q3c)はOFFとなる。
【0028】
第3のトランジスタQ3がOFFとなると、Q3のコレクタQ3cの電圧がスイッチ素子1の電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12のゲート電圧の閾値以上となり、Q11、Q12はONして倍電圧整流モードとなる。この動作の過程において最初第3のトランジスタQ3はONしているので、そのコレクタ電流は抵抗器R14およびR11から供給されている。第2のトランジスタQ2がONし始めると第3のトランジスタQ3はOFFに向かいコレクタ電流が減少していく。すると抵抗器R11からトランジスタQ3へ流れる電流も減少し、その減少した分は第2のツェナーダイオードZd2へ流入する。これは第2のトランジスタQ2のベース電流増であるからQ2は急激にONする。この結果Q3は急激に○FFし、電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12は急激にONする。
【0029】
倍電圧整流モードは第2のトランジスタQ2がOFFで解除されるが、前記のとおり倍電圧整流モードとなる前の抵抗器R11から第3のトランジスタQ3への電流が倍電圧整流モードの時には、トランジスタQ2のベース電流の増加分となっているので、第2のツェナーダイオードZd2のカソードZd2−kの電圧が、Zd2のツエナー電圧+Q2のベース−エミッタ間電圧より低くなってQ2をOFFさせるためには、入力電圧を低くしてC1に発生している整流電圧を下げ、前記トランジスタQ2のベース電流の増加分に見合った分だけR7に流れる電流を減じる必要がある。本実施例では入力投入直後の初期状態から倍電圧整流モードに切り換わる入力電圧約AC50Vよりも低い入力電圧である約AC30Vとなるように設定してある〔図3(A)〕。
【0030】
上記の動作の過程において第2のトランジスタQ2がOFFし始めると第3のトランジスタQ3がONに向かう。すると抵抗器R11から第3のトランジスタQ3への電流が流れ始めるので、第2のツェナーダイオードZd2へ流入する電流即ち第2のトランジスタQ2のベース電流が減少するのでQ2は急激にOFFする。この結果第3のトランジスタQ3は急激にONし、電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12も急激にOFFして倍電圧整流モードは解除される。
【0031】
AC200V入力系でブリッジ整流モードとさせるための検出は集積回路IC1で行っており、その検出電圧は約AC140Vに設定してあるので〔図3(B)〕、AC100V系入力の時は集積回路IC1はAC200V系を検出せず、ブリッジ整流モードになることはない。抵抗器R8は、倍電圧整流モードとなる入力電圧を設定するための分圧抵抗である。抵抗器R9とキャパシタC4は第2のトランジスタQ2を安定動作させるためのフィルタである。ツェナーダイオードZd3はトランジスタQ11およびQ12のゲート電圧を保護するためのものである。
【0032】
3.入力電圧がAC200V系の時〔図2(B)および図3(B)〕:入力されたAC電圧はブリッジダイオードD01で整流され、直列接続の平滑用キャパシタC0l、C02に充電される。入力電圧が数Vで抵抗器R15、R12、R13を流れる電流で第3のトランジスタQ3はONとなり、スイッチ素子1の電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12をOFFにする。同時に第1のダイオードD1、抵抗器R1を通してキャパシタC1にも充電する。キャパシタC1は抵抗器R1と時定数になるので制御回路2が動作状態になるまで時間を要する。よって、スイッチ素子1は入力投入直後の初期状態においてOFFを保ちブリッジ整流モードから動作開始する。
【0033】
次いで時間経過と共にキャパシタC1の電圧が上昇してゆき、集積回路IC1の入力端子iの電圧がIC1の動作電圧以上になると、IC1の出力端子IC1oはONして第1のトランジスタQ1をOFFにする。キャパシタC1の電圧が更に上昇して抵抗器R2、R3、R4の分圧回路で決定される集積回路IC1の入力端子iの電圧がIC1の閾値に達すると、IC1はOFFして出力端子oはH(ハイレベル)となる。この集積回路IC1の出力がH(ハイレベル)となる時間は、前記AC100V系入力時の倍電圧整流モードとなる抵抗器R7、キャパシタC3による遅延時間より十分早く設定してある。
【0034】
集積回路IC1の出力がH(ハイレベル)となると、第1のトランジスタQ1がONして第2のツェナーダイオードZd2のカソードZd2−kの電圧は約1V(=Q1のコレクタ−エミツタ間飽和電圧+第4のダイオードD4の順方向電圧)に保持される。これにより前記AC100V系入力の際説明した倍電圧整流モードになるための第2のツェナーダイオードZd2のカソードZd2−kの電圧の上昇は阻止される。従って第2のトランジスタQ2がOFF、第3のトランジスタQ3がON、電界効果トランジスタ(FET)Q11、Q12がOFFの初期状態が維持され、倍電圧整流モードになることなくブリッジ整流モードで動作する。
【0035】
この動作の過程において集積回路IC1がOFFし始めると、IC1の出力端子oはH(ハイレベル)に向かい、その電圧がIC1の入力端子iの電圧+第2のダイオードD2の順方向電圧を超えると、抵抗器R5、ダイオードD2、抵抗器R4の経路で電流が流れ、集積回路IC1の入力端子iの電圧を上昇させるのでIC1は急激にOFFする。ブリッジ整流モードは前記集積回路IC1の入力端子iの電圧がIC1の閾値以下となることで解除されるが、ブリッジ整流モードで動作中はIC1がOFFであり、抵抗器R5とダイオードD2の直列回路が抵抗器R3に並列になるので、抵抗器R3とR4の分圧比が変わり、IC1の入力端子iの電圧が上昇しているので、入力電圧を低くしてキャパシタC1に発生している整流電圧を下げてIC1の入力端子iの電圧を下げる必要がある。本実施例ではブリッジ整流モードになる入力電圧約140Vに対し十分低い入力電圧である約AC40Vとなるように設定してある〔図3(B)〕。
【0036】
また、前記ブリッジ整流モードになる入力電圧AC約140Vは、AC200V系入力電圧を投入した場合の動作電圧であり、AC100V系入力で倍電圧整流モードで動作中に入力電圧が上昇した場合にブリッジ整流モードに切り換わる入力電圧はAC約150Vに設定してある。これは、AC100V系入力で倍電圧整流モードで動作中は第2のトランジスタQ2がONしており、抵抗器R10をとおしてコレクタ電流が流れていて、その分抵抗器R2の電圧降下が大きくなっている。AC200V系入力電圧を投入した場合は、その経過中トランジスタQ2はOFFなので抵抗器R10をとおしてのコレクタ電流は無く、その分抵抗器R2の電圧降下が小さくなっている。
【0037】
その結果、AC100V系入力時の倍電圧整流モードから入力電圧が上昇してブリッジ整流モードに切り換わる入力電圧の方が、AC200V系入力電圧を投入してブリッジ整流モードとなる入力電圧より高くなる。第1のツェナーダイオードZd1は、集積回路IC1の動作電圧保護用のダイオードである。キャパシタC2は、集積回路IC1の入力のノイズフィルタ、第3のダイオードD3は、IC1の出力端子oがH(ハイレベル)の時、抵抗器R5の電流が第2のトランジスタQ2のベースに流入するのを阻止するダイオード、第4のダイオードD4は前記ダイオードD3使用のためトランジスタQ2のベース電位バランス用のダイオードである。集積回路IC1は、3端子のシステムリセット用ICを活用したが、検出端子電圧が閾値以下で出力L(ローレベル)、閾値以上で出力H(ハイレベル)のモードであれば一般のコンパレータIC、オペレーショナルアンブ等を使用しても同様に動作させられる。
【0038】
4. 電源電圧異常時。先ずAC100V系入力時〔図3(A)〕では、集積回路IC1がAC200V系入力電圧を検出しないので、入力の瞬時低下や瞬時停電に対し倍電圧整流モードに復帰する。また、入力過電圧が発生した場合は、集積回路IC1がAC200V系入力電圧を検出して、約AC150V以上でブリッジ整流モードに切り換える〔図3(B)〕。第1のダイオードD1が接続されている相において入力過電圧が発生した場合は、その電圧上昇を集積回路IC1で検出して、そのサイクルの途中であってもブリッジ整流モードに切り換える。入力電圧が正規AC100V系入力電圧に復帰しても前記説明のとおり、入力電圧が約AC40V以下に下がらないとブリッジ整流モードは解除されない。
【0039】
AC200V系入力時〔図3(B)〕では、入力の瞬時低下が発生した場合は前記説明のとおり、その低下した時の電圧が約AC40V以上であればブリッジ整流モードを維持しているので、入力の復帰に従いブリッジ整流モードのまま本整流回路の出力電圧も復帰する。入力の瞬時低下時の電圧が約AC40V以下の時や瞬時停電の時は、ブリッジ整流モードで動作中はトランジスタQ1がONしているので、ツェナーダイオードZd2のカソードの電圧は約1Vとなっているから、入力復帰後のZd2のカソード電圧の上昇は初期投入とほぼ等価であり、これにより本整流回路の出力電圧は倍電圧整流モードになること無くブリッジ整流モードで復帰する。
【0040】
以上本発明に係る整流切換回路の実施の1例について詳細に説明し、本実施例で整流モードの切り換わりおよび解除電圧に関して実際の数値を記載したが、本発明の実施においてはこの数値に限定されるものではなく、その他の電圧での設計も可能である。
【0041】
【発明の効果】
以上説明したように本発明に係る整流切換回路は上記の構成であるから、以下の諸効果を奏する。
1.スイッチ素子として電界効果トランジスタ(FET)を使用したので、FETのゲート駆動電力が殆ど不要になると共に、スイッチ素子にトライアックを使用した場合は順方向電圧による損失が発生するが、電界効果トランジスタ(FET)を使用した場合は、適宜ON抵抗の低い部品を選定することにより導通時の損失を減らすことが出来る。同時に制御回路の0Vラインとスイッチ素子のFETの共通ソースを接続したので、フォトカプラ等で絶縁すること無く前記FETの駆動を制御回路から直接行うことが出来る。フォトカプラ等は高温および経時変化で信号伝達率が悪化するので、使用温度範囲をカバーし、経時劣化後の信号伝達率を加味した発光側の駆動電力が必要となるが、本発明ではこれらを必要としないので回路の高効率化を計ることが出来る。
【0042】
2.スイッチ素子は従来トライアックが多く使用されている。トライアックはゲート信号を断っても保持電流以下にならないとOFFしないので、AC100V系入力で動作中にAC200V系入力を検出して制御回路からのゲート信号を断ってもその半サイクルの間はOFFにならない。しかし本発明では、スイッチ素子に電界効果トランジスタ(FET)を使用しているので、制御回路からの信号に対し瞬時にスイッチ素子の動作モードが切り換わる。このことは整流回路の出力電圧が異常に高くなる確率を減じることとなり、信頼性が向上する。
【0043】
3.AC200V系入力電圧を投入する際、AC100V系入力を検出して倍電圧整流モードとなる時間よりブリッジ整流モードとなる時間を短くしているので、入力電圧投入後の経過において倍電圧整流モードになることはなく、異常な高電圧を出力しない信頼性の高い回路を供給できる。
【0044】
4.倍電圧整流モードになる閾値の入力電圧、ブリッジ整流モードになる閾値の入力電圧付近で入力電圧が固定された場合、前記それぞれのモードが解除される入力電圧を前記それぞれの閾値の入力電圧より低く設定したので、制御回路の動作電圧に含まれるリップル電圧の影響で、倍電圧整流モード→ブリッジ整流モード→倍電圧整流モードのように動作を繰り返してしまうことがない。
【0045】
5.AC200V系入力電圧でブリッジ整流モードで動作中の入力電圧の瞬時低下に対し、その低下した時の電圧が約AC40V以上であればブリッジ整流モードを維持しているので、入力の復帰に従いブリッジ整流モードのまま本整流回路の出力電圧も復帰する。入力の瞬時低下時の電圧が約AC40V以下の時や瞬時停電の時は、ブリッジ整流モードで動作中はトランジスタQ1がONしているので、第2のツェナダイオードZd2のカソードZd2−kの電圧は約1Vとなっていることから、入力復帰後のZd2のカソードZd2−kの電圧の上昇は初期投入とほぼ等価であり、これにより本整流回路の出力電圧は倍電圧整流モードとなること無くブリッジ整流モードで復帰する。従って、このような入力電圧異常時にAC200V系入力電圧が復帰する際、倍電圧整流モードとなって異常な高電圧を出力することはなく信頼性の高い回路を提供できる。
【0046】
6.入力電圧徐昇時のブリッジ整流モードへ切り換わる入力電圧は約AC150V、入力を投入した時ブリッジ整流モードになる入力電圧は約AC140Vに設定してあるので、AC100V系入力時に入力過電圧が発生した時にはブリッジ整流モードになってしまうことに対しての入力電圧のマージンがあることになる。また、AC200V系入力電圧で入力を投入した場合はその電圧が約AC140V以上であればブリッジ整流モードになるので負荷装置に対して安全性が高くなる。
【0047】
7.倍電圧整流モードが解除される入力電圧が約AC30Vに設定してあるので、AC100V系入力時負荷装置へより広入力範囲な電源電圧を供給できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る整流切換回路の1実施例を示す回路図
【図2】AC100V系及びAC200V系の入力を投入した時の各部の動作モードの1例を示すグラフ。
【図3】AC100V系及びAC200V系の入力を徐昇、徐降した時の各部の動作モードの1例を示すグラフ。
【図4】従来の整流切換回路の1例を示す回路図
【符号の説明】
1 スイッチ素子
2 制御回路
3 交流電源
4 負荷装置
5 制御回路の0Vライン
Q11、Q12 電界効果トランジスタ(FET)
Q1〜Q3 トランジスタ
C01、C02 平滑用キャパシタ
C1〜C4 キャパシタ
D01 ブリッジダイオード
D1〜D4 ダイオード
IC1 集積回路
R1〜R15 抵抗器
Zd1〜Zd3 ツェナーダイオード
[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rectification switching circuit that automatically switches a rectification mode according to an AC input voltage. More specifically, when the input power is 100 V AC, the mode is automatically switched to the double voltage rectification mode, and when the input power is 200 V, the mode is automatically switched to the bridge rectification mode. The present invention relates to a rectification switching circuit for making a DC output voltage to a device such as a switching power supply constant.
[0002]
[Prior art]
Generally, as shown in FIG. 4, the basic form of this type of circuit is to connect smoothing capacitors C01 and C02 of the same capacity in series between the plus output and minus output of the bridge rectifier D01. A voltage doubler rectifier circuit is formed by short-circuiting the midpoint between C01 and C02 and one end of the AC input with a switch element, and a bridge rectifier circuit is formed by opening the switch element when the input is 200 V AC. In addition, almost the same output voltage can be obtained with different input voltage systems. Note that resistors R01 and R02 connected in parallel to C01 and C02, respectively, are balance resistors for preventing imbalance in applied voltage due to a capacitance error of capacitors C01 and C02 in the bridge rectification mode.
[0003]
A circuit in which the operation of the switch element is automatically performed by monitoring an input voltage has been invented. For example, in Patent Document 1, a gate element (triac) in which drive loss is reduced by pulse driving of the switch element And when AC200V is turned on, the AC100V system input is detected in the process, and the input voltage reaches AC200V in the double voltage rectification mode and the output voltage of the device becomes abnormally high. A solution for providing a delay circuit in the circuit so as to enter the voltage doubler rectification mode after a certain period of time, by returning to AC200V while shifting to the voltage doubler rectification mode in the event of an instantaneous power failure or an instantaneous voltage drop in the AC200V system For malfunctions in which the output voltage becomes abnormally high, a latch circuit is provided in the control circuit to enable bridge rectification mode. Resolution for fixing, and the like to improve the reliability of the switching operation to monitor the positive and negative phases have been proposed power supply input as AC full-wave rectification to the control circuit.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-5-30729
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above-described conventional rectification switching circuit uses a triac as a switch element for switching between the voltage doubler rectification mode and the bridge rectification mode, and thus has the following problems.
(1) Power is required for driving the triac.
(2) There is a loss due to a forward voltage when the triac is conducting.
(3) Once turned on, it cannot be turned off for a half cycle of the frequency of the input commercial power supply, and control cannot be performed during that time.
Further, there is the following problem in the circuit configuration.
(4) Since the potential of the detection circuit that monitors the input voltage and outputs the drive signal of the switch element is different from the potential of the switch element, it is necessary to insulate the signal with a photocoupler or the like to transmit the signal.
(5) In the vicinity of the threshold of the input voltage that switches from the initial state to the double voltage mode and the threshold of each input voltage that switches from the double voltage rectification mode to the bridge rectification mode, the influence of the ripple voltage included in the power supply voltage for operation of the detection circuit causes There is a possibility that the operation may be repeated as in the voltage doubler rectification mode → bridge rectification mode → voltage doubler rectification mode.
[0006]
The present invention has been proposed in view of the above problems, and uses a circuit in which the sources of a field effect transistor (FET) are commonly connected as a switching element, significantly reduces the driving power, and reduces the ON resistance of the FET. It is an object of the present invention to provide a highly reliable circuit by reducing the loss at the time of conduction by appropriately selecting the circuit, and to provide a highly reliable circuit.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a rectification switching circuit according to the present invention has the following configuration. That is, the rectification switching circuit according to the present invention detects the AC input voltage by the control circuit, and switches between the double voltage rectification mode in the AC 100 V system and the bridge rectification mode in the AC 200 V system by the switching signal of the control circuit. In a rectification switching circuit in which switching is performed by elements to make DC output voltages substantially the same, a field effect transistor (FET) having a source connected in common is used as the switching element.
[0008]
In the present invention, a common source of a field effect transistor (FET) is connected to a zero volt line of a control circuit so that the field effect transistor can be directly driven.
[0009]
In the rectification switching circuit according to the present invention, when the input is turned on, the drive circuit provided in the control circuit controls the initial state immediately after the input is turned on so that the gate voltage of the field-effect transistor is equal to or lower than the threshold value. From the start, and in the case of AC100V system input, after a certain period of time by a delay circuit separately provided in the control circuit, the drive circuit is controlled to drive the field-effect transistor to be turned on, and the gate voltage is set to a threshold value or more. It was configured to be the voltage doubler rectification mode. This is to ensure that the initial state immediately after the input is turned on is the bridge rectification mode.
[0010]
Also, in the rectification switching circuit according to the present invention, in the control circuit, in the case of an AC200V system input together with the drive circuit, the AC200V system is input earlier than the delay circuit detects the AC100V system input and sends a signal to the drive circuit. A circuit for detecting an input is provided, the switch element is kept OFF, and a bridge rectification mode is set without a double voltage rectification mode (by detecting 100 VAC) in a process of increasing the input voltage.
[0011]
In the rectification switching circuit according to the present invention, the control circuit is controlled so that the input voltage at which the double voltage rectification mode is released and returns to the bridge rectification mode is lower than the input voltage at which the bridge rectification mode in the initial state is changed to the double voltage rectification mode. Set.
[0012]
Further, in the case of AC 200 V system input input, the control circuit changes the input voltage, which is released from the bridge rectification mode and returned to the initial state immediately after the input is turned on, to the input voltage in the bridge rectification mode, from the initial state to the voltage double rectification mode. It was set to be lower than the input voltage. Further, the input voltage at which the control circuit is switched from the double voltage rectification mode to the bridge rectification mode when the input voltage is gradually increased from the AC 100 V system is higher than the input voltage at which the AC 200 V system input is switched to the bridge rectification mode. It was set to become.
[0013]
[Action]
In the above-described rectification switching circuit according to the present invention, the field effect transistor (FET) used as a switch element is turned off when the gate voltage is kept below the threshold, the voltage doubler rectification mode is released, and the bridge rectification mode is set, and the gate voltage becomes higher. Is set to be equal to or larger than the threshold value, it is turned on to enter the voltage double rectification mode. The driving circuit is a circuit that keeps the gate voltage at or below the threshold value, and the mechanism that opens the circuit to make the gate voltage at or above the threshold value and turns on the FET is control of the driving circuit by a delay circuit. Inherent in the circuit. With the above configuration, the rectification switching circuit according to the present invention is controlled by a circuit (drive circuit) that keeps the gate voltage of a field-effect transistor (FET) that is a switch element equal to or lower than a threshold value in the initial state when the AC input is turned on. Since the field effect transistor (FET) is OFF, the mode is always the bridge rectification mode.
[0014]
When the input voltage is an AC 100 V system (for example, 100 V, 110 V, 115 V, 120 V, etc.), a drive circuit that keeps the gate voltage of the field effect transistor (FET) at a threshold value or less after a certain time after the input is turned on is opened to reduce the gate voltage. The threshold value or more is set, and the field effect transistor is turned on to set the voltage doubler rectification mode. In addition, since the operation of the control circuit is set so that the input voltage at which the voltage doubler rectification mode is released is lower than the input voltage at which the voltage shifts from the initial state to the voltage doubler rectification mode, the input voltage may be gradually increased. In the case of operating near the input voltage in the voltage doubler rectification mode, the operation does not repeat as in the voltage doubler rectification mode → bridge rectification mode → voltage doubler rectification mode.
[0015]
When the input voltage is 200V AC (for example, 200V, 220V, 230V, 240V, etc.), close the drive circuit that keeps the gate voltage of the field effect transistor (FET) below the threshold value before entering the double voltage rectification mode. By keeping the voltage below the threshold and keeping the field effect transistor (FET) OFF, the bridge rectification mode is set without the voltage doubler rectification mode. Further, the operation of the control circuit is set such that the input voltage at which the bridge rectification mode is released is lower than the input voltage at which the bridge rectification mode is released from the input voltage at which the voltage shifts from the voltage doubled rectification mode to the bridge rectification mode. Therefore, when the input voltage is gradually increased from the AC 100 V system, or when it is operated near the input voltage at which the double voltage rectification mode is changed to the bridge rectification mode, the double voltage rectification mode → bridge rectification mode → double voltage rectification mode The operation is not repeated as described above.
[0016]
At the same time, if the input voltage is equal to or higher than the release voltage of the bridge rectification mode which is set lower than the input voltage at which the voltage becomes the voltage doubler rectification mode from the initial state, the bridge rectification mode is maintained when the input voltage instantaneously decreases. Therefore, even if the input voltage is restored, the double voltage rectification is not performed, so that an abnormally high voltage is not output. Further, when the input voltage is equal to or lower than the release voltage of the bridge rectification mode which is set lower than the input voltage at which the voltage becomes the double voltage rectification mode from the initial state, the instantaneous drop of the input voltage and the instantaneous power failure substantially reduce the initial state. No abnormal high voltage is output. Since the switch element is a field effect transistor (FET), the drive signal theoretically only needs to be a voltage, and there is no drive loss. At the same time, by utilizing the existence of the body diode of the field effect transistor (FET), the zero volt (0 V) line of the control circuit can be connected to the common source of the switch element, thereby directly driving the gate of the field effect transistor (FET). be able to.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
A rectification switching circuit according to the present invention will be specifically described based on an embodiment shown in the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of a rectification switching circuit according to the present invention. In FIG. 1, one pole of the input AC voltage is connected to a bridge diode D01 via a fuse F1 and the other pole is directly connected to a bridge diode D01. Smoothing capacitors C01 and C02 are connected in series to the output side of the bridge diode D01. . Balancing resistors R01 and R02 are connected in parallel to the capacitors C01 and C02, respectively, in the bridge rectification mode to prevent imbalance in applied voltage due to a capacitance error of the capacitors. Further, the output side of the bridge diode D01 is connected to a switching power supply device or the like which is a load of the rectifier circuit.
[0018]
Further, the switch element 1 is connected between a connection point between the pole on the side where the fuse F1 is not inserted and the bridge diode D01 and a middle point of the series connection of the capacitors C01 and C02. The switch element 1 is composed of field effect transistors (FETs) Q11 and Q12. The respective sources S and S are connected to be common and connected to a zero volt (0 V) line of the control circuit 2. The gates G of the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 are connected to be common and connected to the collector of the transistor Q3 of the control circuit 2. Further, one of the drains D, D of the transistors Q11, Q12 is connected to the AC input terminal of the bridge diode D01 on the side where the fuse F1 is not inserted, and the other is connected to the midpoint of the series connection of the capacitors C01 and C02. It is configured.
[0019]
The control circuit 2 detects the AC input voltage, and enters a voltage doubler rectification mode after a certain period of time when the input is AC 100 V, and sufficiently earlier than the time when the voltage doubler rectification mode when the input is AC 100 V is input when the input is AC200 V. This circuit drives the gates of the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 of the switch element 1 by controlling the bridge rectification mode.
[0020]
In the control circuit 2, Q1 is a first transistor, Q2 is a second transistor, Q3 is a third transistor, IC1 is a first integrated circuit, D1 is a first diode, D2 is a second diode, and D3 is a second diode. 3 diode. D4 is a fourth diode, Zdl is a first Zener diode, Zd2 is a second Zener diode, Zd3 is a third Zener diode, C1 to C4 are capacitors (four), and fifteen resistors are used. These are shown as R1 to R15.
[0021]
The configuration of the control circuit 2 is as follows. The anode of the first diode D1 is connected to the connection between the bridge diode D01 and the fuse F1 connected to one end of the AC input, and the first resistor R1 is connected to the cathode. The other end of R1 is connected to a first capacitor C1, and the other end of C1 is connected to a zero volt (0V) line (hereinafter referred to as "0V line") of the control circuit 2. The resistors R2 and R7 are connected to the connection between the resistor R1 and the capacitor C1. The other end of the resistor R2 connects the cathode of the first Zener diode Zd1 and each of the resistors R3, R5, R6, R10. The other end of the resistor R7 is connected to the collector of the first transistor Q1, the capacitor C3, and the resistor. The resistor R8, the cathode of the second Zener diode Zd2 and the resistor R11 are connected. The anode of the first Zener diode Zd1 is connected to the 0 V line of the control circuit 2, and the other end of the resistor R3 is connected to the input terminal i (also serving as a power supply terminal) of the integrated circuit IC1, the resistor R4, the capacitor C2, and the second And the other end of the resistor R4 and the capacitor C2 and the ground terminal g of the integrated circuit IC1 are connected to the 0V line of the control circuit 2.
[0022]
The other end of the resistor R5 is connected to a connection between the anode of the second diode D2, the output terminal o of the integrated circuit IC1 and the cathode of the third diode D3, and the other end of the resistor R6 is connected to the first transistor. The other end of the resistor R10 is connected to the connection between the base of Q1 and the anode of the diode D3, and the other end of the resistor R10 is connected to the connection of the collector of the second transistor Q2 and the resistors R12 and R13. It is connected to the base of the third transistor Q3, and the emitter of Q3 is connected to the 0V line of the control circuit 2. The emitter of the transistor Q1 is connected to the anode of the fourth diode D4, and the cathode of D4, the other end of the capacitor C3, and the other end of the resistor R8 are connected to the 0V line of the control circuit 2.
[0023]
The anode of the second Zener diode Zd2 is connected to the base of the second transistor Q2, the connection between the resistor R9 and the capacitor C4, the emitter of the second transistor Q2, the other end of the resistor R9 and the capacitor C4. The other end is connected to the 0V line of the control circuit 2. The other end of the resistor R11 is connected to the collector of the third transistor Q3 and the connection between the gate GG of the field effect transistor (FET) of the switch element 1 and the resistor R14. The resistor R15 is connected to the connection between the bridge diode D01 and the smoothing capacitor C01, the other end of R15 is connected to the cathode of the third Zener diode Zd3, and the anode of Zd3 is connected to the 0V line of the control circuit 2. The other end of the resistor R12 and the other end of the resistor R14 are connected to the connection between the resistor R15 and the third Zener diode Zd3.
[0024]
An example of the operation of each unit in the above circuit will be described below. FIGS. 2A and 2B are graphs showing operation modes of respective units at the time of input. The reference numerals of the respective parts are also shown in FIG. FIGS. 3A and 3B are graphs showing operation modes of respective units when the input is gradually increased and decreased. As shown in FIGS. 2 and 3, (A) shows the case where the input voltage is 100 V AC, and (B) shows the case where the input voltage is 200 V AC. In FIG. 3, the reference numerals of the respective units are the same as those in FIG.
1. If the common sources S, S of the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 of the switch element 1 are connected to the 0V line of the control circuit 2, the input voltage composed of the first diode D1, the resistor R1, and the capacitor C1 is monitored. In the half-wave rectifier circuit for performing the operation, a current path is formed by a parasitic diode (shown by a broken line) of the field-effect transistor Q11. Similarly, a circuit comprising resistors R15, R12, R13, R14 and a third transistor Q3 for keeping the gate voltages of the field effect transistors (FETs) Q11, Q12 below a threshold forms the drive circuit, and A current path is formed by a parasitic diode (shown by a dashed line) of the transistor (FET) Q12, and operation can be performed with the voltage of the smoothing capacitor C01. This enables the configuration of the present rectification switching circuit.
[0025]
2. When the input voltage is an AC 100 V system (FIGS. 2A and 3A): The input AC voltage is rectified by the bridge diode D01 and charged to the series-connected smoothing capacitors C01 and C02. When the input voltage is several volts, the current flowing through the resistors R15, R12 and R13 of the drive circuit turns on the third transistor Q3 and turns off the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 of the switch element 1. At the same time, the capacitor C1 is charged through the first diode D1 and the resistor R1 of the half-wave rectifier circuit. Since the capacitor C1 has a time constant equal to that of the resistor R1, it takes time for the control circuit 2 to be activated. Therefore, the switch element 1 keeps OFF in the initial state immediately after the input is turned on, and starts operating from the bridge rectification mode. Then, as the time elapses, the voltage of the capacitor C1 rises, and when the voltage of the input terminal i of the integrated circuit IC1 becomes higher than the operating voltage of the IC1, the output terminal o of the IC1 turns on and the first transistor Q1 turns off.
[0026]
When the voltage of the capacitor C1 further rises and the voltage of the cathode Zd2-k of the second Zener diode Zd2 (= the Zener voltage of Zd2 + the base-emitter voltage of the second transistor Q2) reaches about 16V, the voltage of Q2 is reduced. (Collector: Q2c) is turned on, but the time until the voltage of Zd2-k becomes approximately 16 V is determined by the delay circuit including the resistor R7 and the capacitor C3, the charging completion time of the capacitor C1 and the operation start of the integrated circuit IC1. It is set much later than the time. In the present embodiment, the voltage of the cathode Zd2-k of the second Zener diode Zd2 is set to about 16 V, but it is possible to design the voltage as another voltage.
[0027]
Since the operation start voltage of the integrated circuit IC1 is about 10 V input voltage, the output terminal IC1o of the integrated circuit IC1 is OFF until the operation of the IC1 starts, but the output voltage is lower than the base-emitter voltage of the first transistor Q1. The transistor Q1 (collector: Q1c) is not turned on. When the second transistor Q2 is turned on, the base current of the third transistor Q3 supplied through the resistors R15, R12, and R13 flows through the resistors R15, R12, and the second transistor Q2. Q3 (collector: Q3c) is turned off.
[0028]
When the third transistor Q3 is turned off, the voltage of the collector Q3c of Q3 becomes equal to or higher than the threshold of the gate voltage of the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 of the switch element 1, and Q11 and Q12 are turned on to enter the double voltage rectification mode. Become. In the course of this operation, the third transistor Q3 is initially ON, so that its collector current is supplied from the resistors R14 and R11. When the second transistor Q2 starts to turn on, the third transistor Q3 turns off and the collector current decreases. Then, the current flowing from the resistor R11 to the transistor Q3 also decreases, and the reduced amount flows into the second Zener diode Zd2. Since this is an increase in the base current of the second transistor Q2, Q2 turns on rapidly. As a result, Q3 is rapidly turned off, and the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 are rapidly turned ON.
[0029]
The double voltage rectification mode is released by turning off the second transistor Q2. However, when the current from the resistor R11 to the third transistor Q3 before the double voltage rectification mode is in the double voltage rectification mode as described above, the transistor Since the base current of Q2 is increased, the voltage of the cathode Zd2-k of the second Zener diode Zd2 becomes lower than the Zener voltage of Zd2 + the base-emitter voltage of Q2 to turn off Q2. It is necessary to lower the input voltage to lower the rectified voltage generated in C1 and to reduce the current flowing through R7 by an amount corresponding to the increase in the base current of the transistor Q2. In this embodiment, the input voltage is set to be about 30 VAC, which is an input voltage lower than about 50 VAC that switches from the initial state immediately after the input to the double voltage rectification mode (FIG. 3A).
[0030]
In the course of the above operation, when the second transistor Q2 starts to turn off, the third transistor Q3 turns on. Then, a current starts flowing from the resistor R11 to the third transistor Q3, so that the current flowing into the second Zener diode Zd2, that is, the base current of the second transistor Q2 decreases, so that Q2 turns off rapidly. As a result, the third transistor Q3 turns on rapidly, the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 also turn off rapidly, and the double voltage rectification mode is released.
[0031]
The detection for setting the bridge rectification mode in the AC 200 V input system is performed by the integrated circuit IC 1, and the detection voltage is set to about AC 140 V [FIG. 3 (B)]. Does not detect the AC 200 V system and does not enter the bridge rectification mode. The resistor R8 is a voltage-dividing resistor for setting an input voltage for the double voltage rectification mode. The resistor R9 and the capacitor C4 are filters for stably operating the second transistor Q2. Zener diode Zd3 is for protecting the gate voltages of transistors Q11 and Q12.
[0032]
3. When the input voltage is an AC 200 V system [FIGS. 2 (B) and 3 (B)]: The input AC voltage is rectified by the bridge diode D01 and charged to the series-connected smoothing capacitors C01 and C02. When the input voltage is several volts, the current flowing through the resistors R15, R12, and R13 turns on the third transistor Q3 and turns off the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 of the switch element 1. At the same time, the capacitor C1 is charged through the first diode D1 and the resistor R1. Since the capacitor C1 has a time constant equal to that of the resistor R1, it takes time for the control circuit 2 to be activated. Therefore, the switch element 1 is kept off in the initial state immediately after the input is turned on, and starts operating from the bridge rectification mode.
[0033]
Next, as the time elapses, the voltage of the capacitor C1 increases, and when the voltage of the input terminal i of the integrated circuit IC1 becomes higher than the operating voltage of the IC1, the output terminal IC1o of the IC1 turns on and the first transistor Q1 turns off. . When the voltage of the capacitor C1 further rises and the voltage of the input terminal i of the integrated circuit IC1 determined by the voltage dividing circuit of the resistors R2, R3 and R4 reaches the threshold value of the IC1, the IC1 is turned off and the output terminal o is turned off. H (high level). The time when the output of the integrated circuit IC1 becomes H (high level) is set sufficiently earlier than the delay time due to the resistor R7 and the capacitor C3 in the double voltage rectification mode when the AC 100 V system is input.
[0034]
When the output of the integrated circuit IC1 becomes H (high level), the first transistor Q1 is turned on, and the voltage of the cathode Zd2-k of the second Zener diode Zd2 becomes about 1 V (= the collector-emitter saturation voltage of Q1 + (The forward voltage of the fourth diode D4). As a result, an increase in the voltage of the cathode Zd2-k of the second Zener diode Zd2 for entering the voltage doubler rectification mode described in the case of the AC 100 V system input is prevented. Accordingly, the initial state in which the second transistor Q2 is turned off, the third transistor Q3 is turned on, and the field effect transistors (FETs) Q11 and Q12 are kept off, operates in the bridge rectification mode without entering the voltage doubler rectification mode.
[0035]
When the integrated circuit IC1 starts to turn off in the course of this operation, the output terminal o of the IC1 goes to H (high level), and its voltage exceeds the voltage of the input terminal i of IC1 + the forward voltage of the second diode D2. Then, a current flows through the path of the resistor R5, the diode D2, and the resistor R4, and the voltage of the input terminal i of the integrated circuit IC1 is increased, so that the IC1 is rapidly turned off. The bridge rectification mode is released when the voltage of the input terminal i of the integrated circuit IC1 becomes equal to or lower than the threshold value of the IC1, but during operation in the bridge rectification mode, the IC1 is OFF and a series circuit of a resistor R5 and a diode D2. Becomes parallel to the resistor R3, the voltage division ratio of the resistors R3 and R4 changes, and the voltage at the input terminal i of the IC1 rises. To lower the voltage of the input terminal i of the IC1. In this embodiment, the input voltage is set to about 40 V, which is a sufficiently low input voltage, to about 140 V for the input voltage in the bridge rectification mode (FIG. 3B).
[0036]
The input voltage of about 140 V in the bridge rectification mode is an operating voltage when an input voltage of 200 V AC is applied. When the input voltage rises during operation in the double voltage rectification mode with an input voltage of 100 V AC, bridge rectification is performed. The input voltage for switching to the mode is set to about 150 V AC. This is because the second transistor Q2 is turned on during operation in the double voltage rectification mode with an AC 100 V system input, the collector current flows through the resistor R10, and the voltage drop of the resistor R2 increases accordingly. ing. When an AC 200 V input voltage is applied, the transistor Q2 is turned off during that time, so that there is no collector current through the resistor R10, and the voltage drop of the resistor R2 is reduced accordingly.
[0037]
As a result, the input voltage at which the input voltage rises from the double voltage rectification mode at the time of the AC 100 V system input and switches to the bridge rectification mode is higher than the input voltage at which the AC 200 V system input voltage is turned on to enter the bridge rectification mode. The first Zener diode Zd1 is a diode for operating voltage protection of the integrated circuit IC1. The capacitor C2 is a noise filter at the input of the integrated circuit IC1, and the third diode D3 is such that when the output terminal o of the IC1 is at H (high level), the current of the resistor R5 flows into the base of the second transistor Q2. The fourth diode D4 is a diode for balancing the base potential of the transistor Q2 because the diode D3 is used. The integrated circuit IC1 utilizes a three-terminal system reset IC. However, if the detection terminal voltage is in a mode of output L (low level) below the threshold and output H (high level) above the threshold, a general comparator IC, The same operation can be performed by using an operational umbrella or the like.
[0038]
4. When power supply voltage is abnormal. First, at the time of AC 100 V input (FIG. 3A), since the integrated circuit IC1 does not detect the AC 200 V input voltage, it returns to the double voltage rectification mode in response to an instantaneous drop of input or an instantaneous power failure. When an input overvoltage occurs, the integrated circuit IC1 detects the AC200V system input voltage and switches to the bridge rectification mode at about AC150V or more [FIG. 3 (B)]. When an input overvoltage occurs in the phase to which the first diode D1 is connected, the rise in the voltage is detected by the integrated circuit IC1, and the mode is switched to the bridge rectification mode even during the cycle. As described above, even if the input voltage returns to the normal AC 100 V system input voltage, the bridge rectification mode is not released unless the input voltage falls to about AC 40 V or less.
[0039]
At the time of AC 200 V system input (FIG. 3 (B)), if an instantaneous drop of the input occurs, as described above, the bridge rectification mode is maintained if the voltage at the time of the drop is about AC 40 V or more. As the input returns, the output voltage of the rectifier circuit also returns in the bridge rectification mode. When the voltage at the moment of the instantaneous drop of the input is about 40 VAC or less, or at the time of an instantaneous power failure, the transistor Q1 is ON during operation in the bridge rectification mode, so that the voltage at the cathode of the Zener diode Zd2 is about 1V. Therefore, the rise of the cathode voltage of Zd2 after the input is restored is almost equivalent to the initial application, whereby the output voltage of the present rectifier circuit returns to the bridge rectification mode without the double voltage rectification mode.
[0040]
An embodiment of the rectification switching circuit according to the present invention has been described in detail above, and actual values for switching and release voltage of the rectification mode have been described in the present embodiment. However, other voltage designs are possible.
[0041]
【The invention's effect】
As described above, the rectification switching circuit according to the present invention has the above configuration, and thus has the following effects.
1. Since a field effect transistor (FET) is used as a switch element, almost no gate drive power is required for the FET, and when a triac is used for the switch element, a loss due to a forward voltage occurs. In the case of using), the loss during conduction can be reduced by appropriately selecting a component having a low ON resistance. At the same time, since the 0V line of the control circuit is connected to the common source of the FET of the switch element, the FET can be driven directly from the control circuit without insulation by a photocoupler or the like. Since the signal transmission rate of a photocoupler or the like deteriorates due to high temperature and aging, the driving power on the light emitting side is required to cover the operating temperature range and take into account the signal transmission rate after the aging degradation. Since it is not necessary, the efficiency of the circuit can be improved.
[0042]
2. Conventionally, triacs are often used as switch elements. Even if the gate signal is cut off, the triac will not be turned off unless the current drops below the holding current. Therefore, even if the AC200V system input is detected during operation with the AC100V system input and the gate signal from the control circuit is cut off, the triac is turned off for half a cycle. No. However, in the present invention, since the field effect transistor (FET) is used for the switch element, the operation mode of the switch element switches instantaneously in response to a signal from the control circuit. This reduces the probability that the output voltage of the rectifier circuit becomes abnormally high, and improves reliability.
[0043]
3. When the input voltage of the AC 200 V system is applied, the time of the bridge rectification mode is shorter than the time of the voltage rectification mode by detecting the AC 100 V system input. Therefore, a highly reliable circuit that does not output an abnormally high voltage can be supplied.
[0044]
4. When the input voltage of the threshold to be in the voltage doubler rectification mode is fixed near the input voltage of the threshold to be in the bridge rectification mode, the input voltage at which the respective modes are released is lower than the input voltage of the respective thresholds. Since the setting is performed, the operation is not repeated as in the voltage doubler rectification mode → bridge rectification mode → doubler voltage rectification mode due to the influence of the ripple voltage included in the operation voltage of the control circuit.
[0045]
5. In response to an instantaneous drop in the input voltage during operation in the bridge rectification mode with an AC 200 V system input voltage, the bridge rectification mode is maintained if the voltage at the time of the drop is approximately 40 V or more. The output voltage of the present rectifier circuit is restored as it is. When the voltage at the instantaneous drop of the input is about 40 VAC or less or at the time of an instantaneous power failure, since the transistor Q1 is ON during operation in the bridge rectification mode, the voltage of the cathode Zd2-k of the second Zener diode Zd2 becomes Since the input voltage is about 1 V, a rise in the voltage of the cathode Zd2-k of Zd2 after the input is restored is substantially equivalent to an initial turn-on. Return in rectification mode. Therefore, when the input voltage of the AC 200 V is restored at the time of such an input voltage abnormality, a highly reliable circuit can be provided without entering an overvoltage rectification mode and outputting an abnormally high voltage.
[0046]
6. The input voltage that switches to the bridge rectification mode when the input voltage gradually increases is set to about 150 V AC, and the input voltage that enters the bridge rectification mode when the input is turned on is set to about 140 V AC. There will be an input voltage margin for the bridge rectification mode. Further, when an input is applied with an input voltage of 200 VAC, if the voltage is about 140 VAC or more, the bridge rectification mode is set, so that the safety of the load device is enhanced.
[0047]
7. Since the input voltage at which the double voltage rectification mode is canceled is set to about 30 VAC, a power supply voltage in a wider input range can be supplied to the load device at the time of 100 VAC input.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of a rectification switching circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a graph showing an example of an operation mode of each unit when an input of an AC 100V system and an input of an AC 200V system is applied.
FIG. 3 is a graph showing an example of an operation mode of each unit when the input of the AC100V system and the AC200V system is gradually increased and decreased.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional rectification switching circuit.
[Explanation of symbols]
1 Switch element
2 Control circuit
3 AC power supply
4 Load device
5 0V line of control circuit
Q11, Q12 Field Effect Transistor (FET)
Q1-Q3 transistor
C01, C02 Smoothing capacitor
C1-C4 capacitor
D01 Bridge diode
D1 to D4 Diode
IC1 integrated circuit
R1-R15 resistor
Zd1 to Zd3 Zener diode

Claims (7)

交流入力電圧を制御回路で検出し、該制御回路の切り換え信号によって、AC100V系の時の倍電圧整流モードと、AC200V系の時のブリッジ整流モードとをスイッチ素子で切り換えて、直流出力電圧がほぼ同じになるようにする整流切換回路において、前記スイッチ素子としてソースを共通に接続した電界効果トランジスタを用いたことを特徴とする整流切換回路。An AC input voltage is detected by a control circuit, and a switching signal of the control circuit is used to switch between a voltage doubler rectification mode for an AC 100 V system and a bridge rectification mode for an AC 200 V system with a switch element, so that the DC output voltage is substantially reduced. In a rectification switching circuit having the same configuration, a field effect transistor having a source connected in common is used as the switch element. 電界効果トランジスタの共通ソースを制御回路のゼロボルトラインに接続して、該電界効果トランジスタを直接駆動できるようにしたことを特徴とする請求項1記載の整流切換回路。2. The rectification switching circuit according to claim 1, wherein a common source of the field effect transistor is connected to a zero volt line of the control circuit so that the field effect transistor can be directly driven. 入力投入の際、制御回路内に設けた駆動回路により、入力投入直後の初期状態を電界効果トランジスタのゲート電圧が閾値以下であるように制御してブリッジ整流モードから動作を開始させ、AC100V系入力の場合には制御回路内に別途設けた遅延回路で一定時間後に前記駆動回路を制御して電界効果トランジスタを駆動させ、ゲート電圧を閾値以上にして倍電圧整流モードとする構成とした請求項1または2記載の整流切換回路。When the input is turned on, the drive circuit provided in the control circuit controls the initial state immediately after the input is turned on so that the gate voltage of the field effect transistor is equal to or lower than the threshold value, and starts the operation from the bridge rectification mode. In the case of (1), the driving circuit is controlled after a predetermined time by a delay circuit separately provided in the control circuit to drive the field-effect transistor, and the gate voltage is equal to or higher than the threshold value, so that the double voltage rectification mode is set. Or the rectification switching circuit according to 2. 制御回路内に、前記駆動回路と共に、AC200V系入力の場合に前記遅延回路がAC100V系入力を検出して前記駆動回路に信号を送出するより早くAC200V系入力を検出する回路を設け、前記スイッチ素子をOFFに保ち、入力電圧上昇の過程においてAC100Vを検出して倍電圧整流モードになることなく、ブリッジ整流モードになる構成とした請求項3記載の整流切換回路。A control circuit provided in the control circuit, together with the drive circuit, for detecting the AC 200 V input earlier than the delay circuit detects the AC 100 V input and sends a signal to the drive circuit in the case of the AC 200 V input; 4. The rectification switching circuit according to claim 3, wherein the rectification switching circuit is configured to keep the power supply OFF and to enter the bridge rectification mode without detecting the AC 100 V in the process of increasing the input voltage and entering the voltage double rectification mode. 制御回路を、倍電圧整流モードが解除されブリッジ整流モードに戻る入力電圧が、初期状態のブリッジ整流モードから倍電圧整流モードとなる入力電圧より低くなるように設定した請求項1または2記載の整流切換回路。3. The rectifier according to claim 1, wherein the control circuit is configured such that an input voltage at which the double voltage rectification mode is released and returns to the bridge rectification mode is lower than an input voltage at which the bridge rectification mode changes from the initial state to the double voltage rectification mode. Switching circuit. 制御回路を、AC200V系入力投入の場合、ブリッジ整流モードとなる入力電圧に対し、ブリッジ整流モードが解除され、入力投入直後の初期状態に戻る入力電圧を、初期状態から倍電圧整流モードとなる入力電圧より低くなるように設定した請求項1または2記載の整流切換回路。When the input voltage of the control circuit is 200 V AC input, the bridge rectification mode is released with respect to the input voltage of the bridge rectification mode, and the input voltage which returns to the initial state immediately after the input is turned on is changed from the initial state to the double voltage rectification mode. 3. The rectification switching circuit according to claim 1, wherein the rectification switching circuit is set to be lower than the voltage. 制御回路を、AC100V系から入力電圧を徐々に上昇させた際の、倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへ切り換わる入力電圧が、AC200V系での入力投入においてブリッジ整流モードとなる入力電圧より高くなるように設定した請求項1または2記載の整流切換回路。When the control circuit gradually increases the input voltage from the AC 100 V system, the input voltage that switches from the double voltage rectification mode to the bridge rectification mode becomes higher than the input voltage that enters the bridge rectification mode when the AC 200 V system is turned on. 3. The rectification switching circuit according to claim 1, wherein the rectification switching circuit is set as follows.
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