JPH07175533A - Rush current preventing circuit - Google Patents
Rush current preventing circuitInfo
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- JPH07175533A JPH07175533A JP5345310A JP34531093A JPH07175533A JP H07175533 A JPH07175533 A JP H07175533A JP 5345310 A JP5345310 A JP 5345310A JP 34531093 A JP34531093 A JP 34531093A JP H07175533 A JPH07175533 A JP H07175533A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源を用いたモー
タ制御装置に用いられる電源コンデンサや、交流電源か
らの全波整流による直流電源装置に用いられる平滑コン
デンサなどの大容量コンデンサへの急激で過大な突入電
流を防止する突入電流防止回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a large-capacity capacitor such as a power supply capacitor used in a motor control device using a DC power supply or a smoothing capacitor used in a DC power supply device by full-wave rectification from an AC power supply. The present invention relates to an inrush current prevention circuit that prevents an excessive inrush current.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、交流電源からの電流を全波整流を
行って直流電流を生成する直流電源装置において、交流
リップル電圧を除去する目的で平滑コンデンサが設けら
れている。また、直流電源を用いたシステムにおけるモ
ータなどの制御装置において、配線の浮遊インダクタン
スによる電圧サージを防ぐ目的で、電源入力側に電源コ
ンデンサを設けている。このような目的で使用されるコ
ンデンサは電源投入時に充電が行われるが、容量が大き
く、またインピーダンスが低いため急速に充電され、該
コンデンサに大きな突入電流が流れる。この突入電流は
電源開閉器としてのリレーの接点を溶着させるほどの大
電流が流れるため、何らかの手段で抑制する必要性があ
った。2. Description of the Related Art Conventionally, a smoothing capacitor has been provided for the purpose of removing an AC ripple voltage in a DC power supply device which generates a DC current by full-wave rectifying a current from an AC power supply. Further, in a control device such as a motor in a system using a DC power supply, a power supply capacitor is provided on the power supply input side for the purpose of preventing voltage surge due to stray inductance of wiring. The capacitor used for such a purpose is charged when the power is turned on, but it is charged rapidly because of its large capacity and low impedance, and a large rush current flows through the capacitor. Since this rush current is large enough to weld the contacts of a relay as a power switch, it is necessary to suppress it by some means.
【０００３】特開平５−１５０５４号公報において突入
電流防止回路が開示されている。それによると図４に示
すように、トライアック８に抵抗７を並列接続し、その
Ｔ１端子に平滑コンデンサ１１の一端を接続し、前記平
滑コンデンサ１１から前記Ｔ１端子とそのゲートを経る
閉回路を形成し、前記平滑コンデンサ１１が前記第１の
トライアック８をトリガーし始める前記平滑コンデンサ
１１の電圧所定値を決める、第１のトリガー電圧決定手
段である抵抗９，１０を設けたことを特徴としている。
該突入電流防止回路によると、前記抵抗７によって急激
で過大な突入電流が平滑コンデンサ１１に流れるのを防
止している。そして、負荷電流による突入電流防止用の
抵抗７の発熱を防止するために、平滑コンデンサ１１の
充電終了後にはトライアック８を導通させて負荷電流を
迂回させている。Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-15054 discloses an inrush current prevention circuit. According to this, as shown in FIG. 4, a resistor 7 is connected in parallel to the triac 8 and one end of the smoothing capacitor 11 is connected to the T1 terminal thereof to form a closed circuit from the smoothing capacitor 11 through the T1 terminal and its gate. However, the smoothing capacitor 11 is provided with resistors 9 and 10 which are first trigger voltage determining means for determining a predetermined voltage value of the smoothing capacitor 11 which starts to trigger the first triac 8.
According to the inrush current prevention circuit, the resistor 7 prevents a sudden and excessive inrush current from flowing into the smoothing capacitor 11. After the charging of the smoothing capacitor 11 is completed, the triac 8 is made conductive to bypass the load current in order to prevent the load current from generating heat in the resistor 7 for preventing the inrush current.
【０００４】それに対して、特開平５−１１１１４９号
公報記載の突入電流防止回路は、マイクロコンピュータ
を用いた構成によって、インターロックスイッチがＯＦ
ＦからＯＮに切り替わった時に過大な突入電流がコンデ
ンサＣ１に流れるのを防止している。それによると図５
に示すように、プリンタのカバーが開けられた時にＯＦ
ＦとなるインターロックスイッチＳＷ１と直列に電流制
御素子１８を配設するとともに、そのプリンタのカバー
が開けられたか否かを検出するカバーオープン検出回路
２２を設け、カバーオープン検出回路２２によりカバー
の開状態の検出信号ＳＤが出されるとマイクロコンピュ
ータ１２が信号ＳＤ２をＬレベルとしトランジスタＱ１
をＯＦＦしてトライアックＴＲＣ１を遮断状態とし、カ
バーオープン検出回路２２によりカバーの閉状態が検出
されても、コンデンサＣ１が充電されるのに必要な一定
時間を経過するまではトライアックＴＲＣ１の遮断状態
を継続することを特徴としている。該突入電流防止回路
によると、前記特開平５−１５０５４号公報記載の突入
電流防止回路と同様に、電流制限抵抗Ｒ１によって過大
な突入電流が流れるのを防止している。そして、負荷電
流による電流制限抵抗Ｒ１の発熱を防止するために、コ
ンデンサＣ１の充電終了後にはマイクロコンピュータ１
２からの信号によってトライアックＴＲＣ１を導通させ
て電流を迂回させている。On the other hand, in the inrush current prevention circuit described in Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-111149, the interlock switch has the OF
An excessive inrush current is prevented from flowing into the capacitor C1 when the F is switched to ON. According to it,
When the printer cover is opened, as shown in
The current control element 18 is arranged in series with the F interlock switch SW1, and a cover open detection circuit 22 for detecting whether or not the cover of the printer is opened is provided, and the cover open detection circuit 22 opens the cover. When the state detection signal SD is issued, the microcomputer 12 sets the signal SD2 to the L level and the transistor Q1.
Is turned off to turn off the triac TRC1, and even if the cover open detection circuit 22 detects the closed state of the cover, the triac TRC1 is turned off until the fixed time required for charging the capacitor C1 elapses. It is characterized by continuing. According to the inrush current prevention circuit, an excessive inrush current is prevented from flowing by the current limiting resistor R1 as in the inrush current prevention circuit described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-15054. Then, in order to prevent heat generation of the current limiting resistor R1 due to the load current, after the charging of the capacitor C1 ends, the microcomputer 1
The signal from 2 causes the triac TRC1 to conduct, thereby bypassing the current.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記特
開平５−１５０５４号公報記載および前記特開平５−１
１１１４９号公報記載の突入電流防止回路では、電源と
直列にトライアック８またはトライアックＴＲＣ１のよ
うなスイッチング素子を配設している。従って、負荷電
流がスイッチング素子を流れるため、該スイッチング素
子が発熱するという課題があった。また、何らかの不具
合によって前記迂回路たるトライアック８またはトライ
アックＴＲＣ１のようなスイッチング素子の導通が妨げ
られた場合には、電流制限抵抗に負荷電流が過大に流れ
該電流制限抵抗が過度に発熱する危険性があった。However, the description in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-15054 and the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-1.
In the inrush current prevention circuit described in Japanese Patent No. 11149, a switching element such as a triac 8 or a triac TRC1 is arranged in series with a power supply. Therefore, since the load current flows through the switching element, there is a problem that the switching element generates heat. Further, when the conduction of a switching element such as the triac 8 or the triac TRC1 which is the detour is hindered by some trouble, there is a risk that the load current excessively flows into the current limiting resistor and the current limiting resistor excessively heats. was there.
【０００６】図５に示す従来技術の課題について更に説
明する。インターロックスイッチンＳＷ１の投入により
抵抗Ｒを介してバッテリＥによりコンデンサＣ１が充電
される。このコンデンサＣ１が充電されると、トライア
ックＴＲＣ１は両端の電圧差が小さくなり、マイクロコ
ンピュータ１２から指令信号ＳＤ２が発生しても点弧し
ないことがある。圧電ヘッド１４の負荷に対して圧電ヘ
ッド制御回路１０のスイッチング素子が、トライアック
ＴＲＣ１と直列に挿入されてバッテリＥに接続されてい
る。このため、トライアックＴＲＣ１に電流を流すため
には圧電ヘッド制御回路１０と常に同じタイミングで、
トライアックＴＲＣ１を駆動する必要がある。しかし、
トライアックＴＲＣ１から圧電ヘッド制御回路１０まで
の通電回路には、配線による浮遊のインダクタンスが存
在するため電圧と電流と位相がずれることから、トライ
アックＴＲＣ１と圧電ヘッド制御回路１０の電圧波形が
異なる。従って、ゲート駆動してもトライアックＴＲＣ
１が点弧しない可能性が残る。このように、スイッチン
グ素子を直列接続する場合は、駆動法が問題となる。ま
た、トライアックＴＲＣ１が点弧しないと負荷電流が抵
抗Ｒ１を流れるので、抵抗Ｒ１が発熱する。しかも、ト
ライアックＴＲＣ１は負荷電流により発熱を発生し、負
荷電流の増加と比例して大きくなる。このように、トラ
イアックを用いる従来の突入電流防止回路は、いずれも
発熱の問題が大きくなる。The problem of the prior art shown in FIG. 5 will be further described. When the interlock switch SW1 is turned on, the capacitor C1 is charged by the battery E through the resistor R. When this capacitor C1 is charged, the voltage difference between both ends of the triac TRC1 becomes small, and even if the command signal SD2 is generated from the microcomputer 12, it may not fire. The switching element of the piezoelectric head control circuit 10 for the load of the piezoelectric head 14 is inserted in series with the triac TRC1 and connected to the battery E. Therefore, in order to pass a current through the triac TRC1, the piezoelectric head control circuit 10 always has the same timing.
It is necessary to drive the triac TRC1. But,
In the energizing circuit from the triac TRC1 to the piezoelectric head control circuit 10, there is a floating inductance due to the wiring, and therefore the voltage and current are out of phase with each other, so the voltage waveforms of the triac TRC1 and the piezoelectric head control circuit 10 are different. Therefore, even if the gate is driven, the triac TRC
There is a possibility that 1 will not fire. As described above, when the switching elements are connected in series, the driving method becomes a problem. If the triac TRC1 is not ignited, the load current flows through the resistor R1, and the resistor R1 generates heat. Moreover, the triac TRC1 generates heat due to the load current, and increases in proportion to the increase in the load current. As described above, the conventional inrush current prevention circuit using the triac has a large problem of heat generation.
【０００７】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたもので、電源と並列にスイッチング素子を配設し、
電源と負荷の間には抵抗やスイッチング素子などの発熱
性を有する電気部品を介在させないようにして、電源か
ら直接負荷に負荷電流を供給することによって発熱量を
低下させ、安全である突入電流防止回路を提供すること
を目的とする。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and a switching element is arranged in parallel with a power source,
It is safe to prevent inrush current from flowing by directly supplying the load current from the power supply to the load by not interposing heat-generating electrical parts such as resistors or switching elements between the power supply and the load. The purpose is to provide a circuit.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するための具体的手段として、直流電源手段に開閉器
を経て負荷及び前記直流電源手段と並列に挿入される大
容量コンデンサへの突入電流を防止する突入電流防止回
路において、該大容量コンデンサと直列にかつ前記負荷
と並列にスイッチング素子を配設すると共に、前記開閉
器の投入時より前記スイッチング素子の導通を緩やかに
行う緩和手段を設けることを特徴とする突入電流防止回
路が提供される。As a concrete means for solving the above-mentioned problems, the present invention relates to a load and a large-capacity capacitor inserted in parallel with the DC power supply means through a switch in the DC power supply means. In a rush current prevention circuit for preventing an inrush current, a switching element is arranged in series with the large-capacity capacitor and in parallel with the load, and a moderating means for gently conducting the switching element from when the switch is turned on. An inrush current prevention circuit is provided which is characterized in that:
【０００９】[0009]
【作用】上記構成の突入電流防止回路によれば、大容量
コンデンサと直列にかつ負荷と並列の回路に配設された
スイッチング素子の導通が開閉器投入時より緩やかに行
われることによって、電源開閉器投入時などの大容量コ
ンデンサへの急激で過大な突入電流を防止する。According to the inrush current prevention circuit having the above structure, the switching element provided in the circuit in series with the large-capacity capacitor and in parallel with the load conducts power more slowly than when the switch is turned on, thereby opening and closing the power supply. Prevents a sudden and excessive inrush current to a large capacity capacitor when the device is turned on.
【００１０】[0010]
【実施例】本発明の実施例を添付図面を参照して説明す
る。図１は本発明による突入電流防止回路をモータ制御
のインバータに使用した実施例を示す回路図である。直
流電源１は、リレースイッチ２及びヒューズ８を介して
モータ７を制御するインバータ６に接続される。該イン
バータ６及び直流電源１と並列に大容量の電源コンデン
サ３（大容量コンデンサ）が接続され、該電源コンデン
サ３と直列にパワーＭＯＳＦＥＴ４が接続される。パワ
ーＭＯＳＦＥＴ４と並列に逆極性のダイオード５が接続
される。このダイオード５は、パワーＭＯＳＦＥＴ４内
蔵のダイオードにより代用することもできる。Embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment in which a rush current prevention circuit according to the present invention is used in a motor-controlled inverter. The DC power supply 1 is connected to an inverter 6 that controls a motor 7 via a relay switch 2 and a fuse 8. A large-capacity power supply capacitor 3 (large-capacity capacitor) is connected in parallel with the inverter 6 and the DC power supply 1, and a power MOSFET 4 is connected in series with the power supply capacitor 3. A reverse polarity diode 5 is connected in parallel with the power MOSFET 4. The diode 5 may be replaced by a diode built in the power MOSFET 4.
【００１１】パワーＭＯＳＦＥＴ４のゲートにはコンデ
ンサ１４が接続される。該コンデンサ１４は、抵抗１１
（第１の抵抗器）を介して充電され、その充電電圧は、
コンデンサ１４、抵抗１１と抵抗１５による分圧比、及
び電源１の電圧によって決定される。抵抗１１及び１５
とコンデンサ１４は、パワーＭＯＳＦＥＴ４を緩やかに
導通するための緩和手段をなす。また、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ４はゲート・ソース間に過大な電圧が印加されない
ようにツェナーダイオード１６によって保護している。
抵抗１２とダイオード１３は、リレースイッチ２の開放
時にコンデンサ１４の電荷を早く放出するための回路で
ある。この場合に、抵抗１２は抵抗１１に比べて十分小
さな抵抗である。A capacitor 14 is connected to the gate of the power MOSFET 4. The capacitor 14 has a resistor 11
(First resistor), the charging voltage is
It is determined by the capacitor 14, the voltage division ratio of the resistors 11 and 15, and the voltage of the power supply 1. Resistors 11 and 15
The capacitor 14 and the capacitor 14 form a relaxation means for gently conducting the power MOSFET 4. In addition, power MOSF
ET4 is protected by a Zener diode 16 so that an excessive voltage is not applied between the gate and the source.
The resistor 12 and the diode 13 are circuits for quickly discharging the electric charge of the capacitor 14 when the relay switch 2 is opened. In this case, the resistance 12 is sufficiently smaller than the resistance 11.
【００１２】次に上記した構成による本実施例の突入電
流防止回路の作動を説明する。パワーＭＯＳＦＥＴ４は
図３に示すように前記ゲート・ソース間電圧ＶGSがスレ
ッシュホールド電圧ＶGS(Th)を越えるとターンオンして
導通状態になりドレイン電流ＩDを流す。リレースイッ
チ２が導通して電源１が投入されると図２に示すように
ゲート・ソース間電圧ＶGSは、コンデンサ１４の充電波
形によって緩やかに上昇する。それによって、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ４の前記ゲート・ソース間電圧ＶGSを緩やか
に上昇させ、該ゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッシュ
ホールド電圧ＶGS(Th)を越えるとパワーＭＯＳＦＥＴ４
はターンオンして導通状態になりドレイン電流ＩDが流
れる。このように、ゲート・ソース間電圧を緩やかに変
化させることにより、パワーＭＯＳＦＥＴ４は非導通状
態から徐々に導通状態へと移行する。この結果、図２に
示すようにドレイン・ソース間電圧ＶDSは時間ｔ1後緩
やかに減少し、ドレイン電流ＩDもリレースイッチ２投
入後時間ｔ1遅れて緩やかに流れる。Next, the operation of the inrush current prevention circuit of this embodiment having the above structure will be described. As shown in FIG. 3, when the gate-source voltage V GS exceeds the threshold voltage V GS (Th) , the power MOSFET 4 is turned on to be in a conductive state, and a drain current I D flows. When the relay switch 2 is turned on and the power supply 1 is turned on, the gate-source voltage V GS gradually rises due to the charging waveform of the capacitor 14, as shown in FIG. Power M
When the gate-source voltage V GS of the OSFET 4 is gradually increased and the gate-source voltage V GS exceeds the threshold voltage V GS (Th) , the power MOSFET 4
Turns on and becomes conductive, and a drain current I D flows. In this way, by gradually changing the gate-source voltage, the power MOSFET 4 gradually shifts from the non-conducting state to the conducting state. As a result, as shown in FIG. 2, the drain-source voltage V DS gradually decreases after the time t 1 and the drain current I D also gently flows after the time t 1 after the relay switch 2 is turned on.
【００１３】本実施例の回路はリレースイッチ２の出力
電圧で動作するため、まずリレースイッチ２が導通状態
になってから動作を開始し、時間ｔ1後に電源コンデン
サ３の充電電流が流れる。即ち、リレースイッチ２が確
実に動作してから充電電流が流れることになる。Since the circuit of this embodiment operates with the output voltage of the relay switch 2, the relay switch 2 first becomes conductive and then starts to operate, and the charging current of the power supply capacitor 3 flows after time t 1 . That is, the charging current will flow after the relay switch 2 operates reliably.
【００１４】また、図２のドレイン電流ＩDは、ゲート
・ソース間電圧ＶGSによって図３に示すように最大電流
が制限されるため、突入電流が抑制されヒューズ８を溶
断するような短絡電流は流れない。つまり、従来の制限
抵抗９の役割をパワーＭＯＳＦＥＴ４が行う。The drain current ID of FIG. 2 is limited by the gate-source voltage V GS as shown in FIG. 3, so that the inrush current is suppressed and the fuse 8 is blown. Does not flow. That is, the power MOSFET 4 plays the role of the conventional limiting resistor 9.
【００１５】そして、リレー２投入後時間ｔ2が経過す
ると、ゲート・ソース間電圧ＶGSには十分な電圧が供給
されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ４は常時導通状態に保
たれる。逆方向の電流に対しては、ダイオード５によっ
て導通状態である。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ４は
短絡状態となり、インバータ６の入力端に電源コンデン
サ３が常時接続された状態になる。When a time t 2 has elapsed after the relay 2 was turned on, a sufficient voltage is supplied to the gate-source voltage V GS , so that the power MOSFET 4 is always kept in a conducting state. The diode 5 is in a conducting state for a reverse current. That is, the power MOSFET 4 is short-circuited, and the power supply capacitor 3 is always connected to the input terminal of the inverter 6.
【００１６】上記した構成からなる本実施例の突入電流
防止回路は、ゲート・ソース間電圧ＶGSを緩やかに変化
させることによって、パワーＭＯＳＦＥＴ４が非導通状
態から導通状態へ徐々に移行する。それによって、図２
に示すようにドレイン・ソース間電圧ＶDSは緩やかに下
降する。従って、ドレイン電流ＩDも緩やかに増減する
ため、従来のように電流制限抵抗を用いなくても急激で
過大な突入電流が流れることがない。更に、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ４はインバータ６と並列に接続されるため、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ４に負荷電流が流れずコンデンサ１４
に流れる電流しか流れない。従って、負荷電流を供給で
きる能力が必要ないため容量を小さくすることができ
る。更に、電源１とインバータ６の間にはリレー２とヒ
ューズ８以外は介在していないため、何らかの不具合に
よってパワーＭＯＳＦＥＴ４の導通が妨げられた場合で
も、負荷電流が直接インバータ６に流れるため発熱する
危険性がない。パワーＭＯＳＦＥＴ４は、トライアック
のようにスイッチングさせないのでスイッチング損失は
なく、ピーク電流は流れるが連続でないので通電損失は
なく、電流容量の小さなものでよい。In the inrush current prevention circuit of the present embodiment having the above-mentioned configuration, the power MOSFET 4 gradually shifts from the non-conducting state to the conducting state by gently changing the gate-source voltage V GS . Thereby, FIG.
As shown in, the drain-source voltage V DS gradually drops. Therefore, since the drain current I D also gradually increases and decreases, abrupt and excessive inrush current does not flow even without using a current limiting resistor as in the conventional case. Furthermore, power MO
Since the SFET 4 is connected in parallel with the inverter 6, the load current does not flow through the power MOSFET 4 and the capacitor 14
Only the electric current that flows to is flowing. Therefore, the capacity to supply the load current is not required, and the capacity can be reduced. Further, since the relay 2 and the fuse 8 are not interposed between the power source 1 and the inverter 6, even if the conduction of the power MOSFET 4 is hindered due to some trouble, the load current directly flows to the inverter 6 and there is a danger of heat generation. There is no nature. Since the power MOSFET 4 does not switch like a triac, there is no switching loss, and a peak current flows but is not continuous, so there is no conduction loss, and a small current capacity is sufficient.
【００１７】以下、従来の方式と本実施例による突入電
流防止回路のその他の特徴を列記する。 （従来の方式） １）リレースイッチの投入により電流制限抵抗を介して
コンデンサが充電されると、トライアックの電圧差が小
さくなり、トライアックが点弧しない可能性がある。 ２）モータ負荷に対してインバータのスイッチング素子
とトライアックが直列に直流電源に接続されているた
め、常にインバータと同じタイミングでトライアックを
駆動しなければならない。しかしながら、回路の配線に
よる浮遊のインダクタンスによって電圧と電流の位相が
ずれるためトライアックとインバータの電圧波形が異な
り、ゲート駆動しても点弧しない可能性がある。 ３）電流制限抵抗を使用しているため発熱量が大きく、
電力の損失が大きい。The other features of the conventional system and the inrush current prevention circuit according to this embodiment will be listed below. (Conventional method) 1) When the capacitor is charged through the current limiting resistor when the relay switch is turned on, the voltage difference of the triac becomes small and the triac may not be ignited. 2) Since the switching element of the inverter and the triac are connected to the DC power supply in series with respect to the motor load, the triac must always be driven at the same timing as the inverter. However, since the phases of the voltage and the current are deviated by the floating inductance due to the wiring of the circuit, the voltage waveforms of the triac and the inverter are different, and there is a possibility that the gate will not be ignited. 3) The amount of heat generated is large because the current limiting resistor is used.
Power loss is large.
【００１８】（本実施例） １）パワーＭＯＳＦＥＴは原理的に抵抗素子であるた
め、バイポーラのように電流集中が発生しないため、容
量負荷のある場合に適し、壊れにくい。 ２）パワーＭＯＳＦＥＴは充電が終了すると自動的に遮
断するため、設計以上の電流が流れない。 ３）モータ負荷が大きくなってインバータのＰＷＭ信号
のデューティ比が１００％になると電源コンデンサに電
流が流れなくなる。従って、パワーＭＯＳＦＥＴの発熱
はインバータ出力電流に比例しないので熱設計に余裕を
持たせることができる。 ４）特別な回路や信号を必要とせず、簡略な受動素子で
自動的に電源投入を判別することができる。 ５）図１において、リレースイッチ２が導通してから回
路が作動を開始するため、リレースイッチ２が導通し図
２に示す時間ｔ1経過後に電源コンデンサ３の充電電流
が流れる。すなわち、リレースイッチ２が確実に動作し
てからドレイン電流ＩDが流れることになるためリレー
スイッチ２が安定する。 ６）図２に示すリレー投入時からゲート・ソース間電圧
ＶGSがスレッシュホールド電圧ＶGS(Th)に達するまでの
時間ｔ1、およびゲート・ソース間電圧ＶGSに十分な電
圧が供給されパワーＭＯＳＦＥＴ４が導通状態に保たれ
るまでの時間ｔ2は、パワーＭＯＳＦＥＴ４のゲート側
に接続されるコンデンサ１４の容量及び抵抗１１と１５
によって決定される。そのため、コンデンサ１４の容量
及び抵抗１１と１５を選択することによって、電源コン
デンサ３の充電開始時間を任意に選択することができ
る。従って、リレースイッチ２の性能に準じて、電源コ
ンデンサ３の充電開始時間を自在に設定することができ
る。 ７）電流制限抵抗を使用していないため、電力の損失が
少ない。(Embodiment 1) 1) Since the power MOSFET is a resistance element in principle, current concentration does not occur unlike a bipolar transistor, so that it is suitable when there is a capacitive load and is not easily broken. 2) The power MOSFET automatically shuts off after charging, so no more current than designed will flow. 3) When the motor load increases and the duty ratio of the PWM signal of the inverter reaches 100%, no current flows in the power supply capacitor. Therefore, the heat generation of the power MOSFET is not proportional to the inverter output current, so that a margin can be given to the thermal design. 4) No special circuit or signal is required, and power-on can be automatically determined by a simple passive element. 5) In FIG. 1, since the circuit starts to operate after the relay switch 2 becomes conductive, the relay switch 2 becomes conductive and the charging current of the power supply capacitor 3 flows after the time t 1 shown in FIG. 2 has elapsed. That is, since the drain current I D flows after the relay switch 2 operates reliably, the relay switch 2 becomes stable. 6) Time t 1 from when the relay shown in FIG. 2 is turned on to when the gate-source voltage V GS reaches the threshold voltage V GS (Th) , and a sufficient voltage is supplied to the gate-source voltage V GS to supply power. The time t 2 until the MOSFET 4 is kept conductive is the capacitance of the capacitor 14 and the resistors 11 and 15 connected to the gate side of the power MOSFET 4.
Determined by Therefore, the charging start time of the power supply capacitor 3 can be arbitrarily selected by selecting the capacitance of the capacitor 14 and the resistors 11 and 15. Therefore, the charging start time of the power supply capacitor 3 can be freely set according to the performance of the relay switch 2. 7) Since no current limiting resistor is used, power loss is small.
【００１９】本発明は当然ながら本実施例に限定される
わけではなく、パワーＭＯＳＦＥＴの駆動をマイクロコ
ンピュータによって制御する構成とすることも可能であ
る。Of course, the present invention is not limited to this embodiment, and the driving of the power MOSFET can be controlled by a microcomputer.
【発明の効果】本発明の突入電流防止回路は上記した構
成を有し、直流電源と負荷の間には電流制限抵抗やトラ
イアックなどの発熱性を有する電気部品を介在させない
ようにし、電源から直接負荷電流を負荷に供給すること
によって発熱を低下させ、安全であるという優れた効果
がある。The inrush current prevention circuit of the present invention has the above-mentioned configuration, and does not allow heat-generating electric parts such as a current limiting resistor and a triac to be interposed between the DC power supply and the load, and directly connects the power supply to the load. By supplying the load current to the load, the heat generation is reduced, and there is an excellent effect that it is safe.
【図１】本実施例の全体構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing the overall configuration of this embodiment.
【図２】リレースイッチ投入後のパワーＭＯＳＦＥＴの
ゲート・ソース間電圧、ドレイン・ソース間電圧、及び
ドレイン電流の関係を示すタイムチャートである。FIG. 2 is a time chart showing the relationship between the gate-source voltage, the drain-source voltage, and the drain current of the power MOSFET after the relay switch is turned on.
【図３】ゲート・ソース間電圧とドレイン電流との関係
を示す関係図である。FIG. 3 is a relationship diagram showing a relationship between a gate-source voltage and a drain current.
【図４】従来例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional example.
【図５】従来例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional example.
１...直流電源、 ２...リレースイッチ、 ３...電源コンデンサ、 ４...パワーＭＯＳＦＥＴ、 ５，１３...ダイオード、 ６...インバータ、 １１，１２，１５...抵抗器、 １４...コンデンサ。 1 ... DC power supply, 2 ... Relay switch, 3 ... Power supply capacitor, 4 ... Power MOSFET, 5, 13 ... Diode, 6 ... Inverter, 11, 12, 15 ... Resistor, 14 ... Capacitor.
Claims (6)
記直流電源手段と並列に挿入される大容量コンデンサへ
の突入電流を防止する突入電流防止回路において、該大
容量コンデンサと直列にかつ前記負荷と並列にスイッチ
ング素子を配設すると共に、前記開閉器の投入時より前
記スイッチング素子の導通を緩やかに行う緩和手段を設
けることを特徴とする突入電流防止回路。1. A rush current prevention circuit for preventing a rush current to a load and a large-capacity capacitor inserted in parallel to the DC power supply means via a switch, said rush current preventing circuit being connected in series with said large-capacity capacitor. A rush current prevention circuit, characterized in that a switching element is arranged in parallel with a load, and a mitigating means is provided to gently conduct the switching element from when the switch is turned on.
ＥＴであることを特徴とする請求項１に記載の突入電流
防止回路。2. The switching element is a power MOSF
The inrush current prevention circuit according to claim 1, wherein the inrush current prevention circuit is ET.
ス間電圧を前記開閉器の出力電圧から第１，第２の抵抗
器を直列接続する抵抗分圧器により供給すると共に、前
記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間に第２のコン
デンサを配設して前記緩和手段とすることを特徴とする
請求項２に記載の突入電流防止回路。3. The gate-source voltage of the power MOSFET is supplied from the output voltage of the switch by a resistance voltage divider that connects first and second resistors in series, and the gate-source voltage of the power MOSFET is supplied. The inrush current prevention circuit according to claim 2, wherein a second capacitor is disposed in the second capacitor to serve as the mitigating means.
ス間にツェナーダイオードを接続することを特徴とする
請求項３に記載の突入電流防止回路。4. The inrush current prevention circuit according to claim 3, further comprising a Zener diode connected between the gate and the source of the power MOSFET.
３抵抗器と第１逆極性ダイオードとの直列回路を設ける
ことを特徴とする請求項３又は請求項４記載の突入電流
防止回路。5. The inrush current prevention according to claim 3, wherein a series circuit of a third resistor and a first reverse polarity diode is provided in parallel with the first resistor of the resistance voltage divider. circuit.
ース間に第２逆極性ダイオードを並列に設けることを特
徴とする請求項２及至請求項５のいずれかに記載の突入
電流防止回路。6. The inrush current prevention circuit according to claim 2, wherein a second reverse polarity diode is provided in parallel between the drain and the source of the power MOSFET.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5345310A JPH07175533A (en) | 1993-12-20 | 1993-12-20 | Rush current preventing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5345310A JPH07175533A (en) | 1993-12-20 | 1993-12-20 | Rush current preventing circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07175533A true JPH07175533A (en) | 1995-07-14 |
Family
ID=18375735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5345310A Pending JPH07175533A (en) | 1993-12-20 | 1993-12-20 | Rush current preventing circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07175533A (en) |
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- 1993-12-20 JP JP5345310A patent/JPH07175533A/en active Pending
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