JPS6329843B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6329843B2 JPS6329843B2 JP17957280A JP17957280A JPS6329843B2 JP S6329843 B2 JPS6329843 B2 JP S6329843B2 JP 17957280 A JP17957280 A JP 17957280A JP 17957280 A JP17957280 A JP 17957280A JP S6329843 B2 JPS6329843 B2 JP S6329843B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- drain
- voltage
- fet
- gate
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はマイクロ波弁別器に係りFETを使用
することで簡単な構成で可能なマイクロ波弁別器
に関する。
することで簡単な構成で可能なマイクロ波弁別器
に関する。
従来マイクロ波弁別器は主としてローカル信号
周波数の自動周波数調整用として使用されてい
る。この場合は空胴共振器にシヨツトキーバリヤ
ダイオード又はポイントコンタクトダイオード等
を２個接続してこれにより得られる２つの直流信
号を合成してマイクロ波弁別器として使用してい
た。この場合は特殊モードを使ふ必要があるので
空胴共振器が大形で複雑になると共に周波数変化
による振巾の差を電圧として取出しているので比
較的大きな入力電力が必要であり又上記の如く２
つの直流信号の合成器が必要である欠点がある。
周波数の自動周波数調整用として使用されてい
る。この場合は空胴共振器にシヨツトキーバリヤ
ダイオード又はポイントコンタクトダイオード等
を２個接続してこれにより得られる２つの直流信
号を合成してマイクロ波弁別器として使用してい
た。この場合は特殊モードを使ふ必要があるので
空胴共振器が大形で複雑になると共に周波数変化
による振巾の差を電圧として取出しているので比
較的大きな入力電力が必要であり又上記の如く２
つの直流信号の合成器が必要である欠点がある。
本発明の目的は上記の欠点をなくすために
FETのドレイン・ソース間に直流電圧を印加し
ない状態でゲートの直流バイアス電圧を変化さし
た時ドレイン・ソース間のインピーダンスが大き
く変化することを利用して位相検波を行なうこと
により簡単な構成で少ない入力電力でしかも復調
感度の高いマイクロ波弁別器の提供にある。
FETのドレイン・ソース間に直流電圧を印加し
ない状態でゲートの直流バイアス電圧を変化さし
た時ドレイン・ソース間のインピーダンスが大き
く変化することを利用して位相検波を行なうこと
により簡単な構成で少ない入力電力でしかも復調
感度の高いマイクロ波弁別器の提供にある。
本発明は上記の目的を達成するためにマイクロ
波入力信号をハイブリド回路で分配し、一方を帯
域波器を介してFETのドレインに接続し、他
方を該帯域波器の中心周波数で90度位相差を持
つ伝送線路を介して該FETのゲートに接続し該
FETのソースを接地すると共にドレイン・ソー
ス間に直流電圧を印加せず直流出力をFETのド
レインより取出すことを特徴とするマイクロ波弁
別器の提供である。
波入力信号をハイブリド回路で分配し、一方を帯
域波器を介してFETのドレインに接続し、他
方を該帯域波器の中心周波数で90度位相差を持
つ伝送線路を介して該FETのゲートに接続し該
FETのソースを接地すると共にドレイン・ソー
ス間に直流電圧を印加せず直流出力をFETのド
レインより取出すことを特徴とするマイクロ波弁
別器の提供である。
以下本発明の実施例につき図に従つて説明す
る。本発明はFETのドレイン・ソース間に直流
電圧を印加しない状態でゲートの直流バイアス電
圧を変化するとドレイン・ソース間のインピーダ
ンスが大きく変化することを利用してドレイン及
びゲートに同一周波数の信号を入力し両信号の位
相差を変化させることにより位相検波が出来るこ
とを利用して検波された直流出力をドレインより
取出すことによりマイクロ波弁別器を構成するも
のである。
る。本発明はFETのドレイン・ソース間に直流
電圧を印加しない状態でゲートの直流バイアス電
圧を変化するとドレイン・ソース間のインピーダ
ンスが大きく変化することを利用してドレイン及
びゲートに同一周波数の信号を入力し両信号の位
相差を変化させることにより位相検波が出来るこ
とを利用して検波された直流出力をドレインより
取出すことによりマイクロ波弁別器を構成するも
のである。
今この検波特性の概要を説明する。
第１図はFETのドレイン・ソース間のインピ
ーダンス測定回路、第２図は第１図の測定結果を
スミスチヤトにプロツトしたゲートバイアス電圧
の変化にたいしインピーダンスの変化を示した図
でこの場合は伝送線路の特性インピーダンスは50
オームである。第３図はFETのドレイン及びゲ
ートに同一周波数のパルスを入力させた場合の位
相検波の状況を示すタイムチヤートでＡはゲート
電圧によるインピーダンスの変化を示しこの場合
はゲートに入力する信号パルスにより説明の都合
上インピーダンスが０から∞に変化するものとし
てある。Ｂはドレインより入力する信号パルスで
ゲートに入力する信号パルスと同位相の場合で電
圧は０を中心として上下に変化している。ＣはＢ
に示す信号を入力した場合の検波された電圧で平
均直流電圧はV1になることを示す。Ｄはドレイ
ンより入力する信号パルスでゲートに入力する信
号パルスより90度位相差を持つた場合で電圧は０
を中心として上下に変化している。ＥはＤに示す
信号を入力した場合の検波された電圧で平均直流
電圧としては０になることを示している。
ーダンス測定回路、第２図は第１図の測定結果を
スミスチヤトにプロツトしたゲートバイアス電圧
の変化にたいしインピーダンスの変化を示した図
でこの場合は伝送線路の特性インピーダンスは50
オームである。第３図はFETのドレイン及びゲ
ートに同一周波数のパルスを入力させた場合の位
相検波の状況を示すタイムチヤートでＡはゲート
電圧によるインピーダンスの変化を示しこの場合
はゲートに入力する信号パルスにより説明の都合
上インピーダンスが０から∞に変化するものとし
てある。Ｂはドレインより入力する信号パルスで
ゲートに入力する信号パルスと同位相の場合で電
圧は０を中心として上下に変化している。ＣはＢ
に示す信号を入力した場合の検波された電圧で平
均直流電圧はV1になることを示す。Ｄはドレイ
ンより入力する信号パルスでゲートに入力する信
号パルスより90度位相差を持つた場合で電圧は０
を中心として上下に変化している。ＥはＤに示す
信号を入力した場合の検波された電圧で平均直流
電圧としては０になることを示している。
図中１は入力信号端子、２は伝送線路FET1は
FET、Ｄ，Ｓ，ＧはFET1のドレイン、ソース、
ゲート、E1はゲートバイアス用電源、R1はゲー
トバイアス調整用ボテンシヨメータ、第２図中の
×印の場所の数字はゲートバイアス電圧、V1は
位相検波された直流電圧を示す。
FET、Ｄ，Ｓ，ＧはFET1のドレイン、ソース、
ゲート、E1はゲートバイアス用電源、R1はゲー
トバイアス調整用ボテンシヨメータ、第２図中の
×印の場所の数字はゲートバイアス電圧、V1は
位相検波された直流電圧を示す。
第１図に示す測定回路でFETのゲートに印加
するバイアス電圧をパラメータとして反射係数を
スミスのインピーダンスチヤートにプロツトする
と第２図に示す如くドレイン・ソース間のインピ
ーダンスが大きく変化していることを示してい
る。この場合は伝送線路２を介して端子１にてイ
ンピーダンスを測定しているのでイマジナリパー
トを含んでいるがFET1のドレイン・ソース間で
はイマジナリパートはなくドレイン・ソース間の
インピーダンスは第２図に示すインピーダンス特
性をリアルパート軸に位相を変化さした特性にほ
ぼ近くなる。今FETのゲートにパルス電圧を加
えた場合ドレイン・ソース間のインピーダンスが
大きく変化するが第３図Ａに示す如く説明の都合
上０から∞に変化するものとする。第３図Ｂに示
すゲートに加えたパルス信号と同相同一周波数の
パルス信号をドレインに加えるとドレイン・ソー
ス間の電圧はパルスが（＋）の場合はドレイン・
ソース間のインピーダンスが∞故其の侭の電圧が
発生するがパルスが（−）の場合はドレイン・ソ
ース間のインピーダンスが０であるので電圧は発
生しない。この状態を第３図Ｃに示してある。従
つて直流分としてはこのパルスの大きさの平均値
V1が発生する。ドレインに加えるパルス信号を
第３図Ｄに示す如くゲートに加えたパルス信号よ
り90度位相差を持たせると第３図Ａに示すインピ
ーダンスの関係で発生する電圧は第３図Ｅに示す
如くなり直流分としては０となる。ドレイン・ゲ
ートに入力する信号の位相差が中間の場合は発生
する平均直流電圧は第３図Ｃと第３図Ｅに示す場
合の中間となり位相検波が出来るわけである。
するバイアス電圧をパラメータとして反射係数を
スミスのインピーダンスチヤートにプロツトする
と第２図に示す如くドレイン・ソース間のインピ
ーダンスが大きく変化していることを示してい
る。この場合は伝送線路２を介して端子１にてイ
ンピーダンスを測定しているのでイマジナリパー
トを含んでいるがFET1のドレイン・ソース間で
はイマジナリパートはなくドレイン・ソース間の
インピーダンスは第２図に示すインピーダンス特
性をリアルパート軸に位相を変化さした特性にほ
ぼ近くなる。今FETのゲートにパルス電圧を加
えた場合ドレイン・ソース間のインピーダンスが
大きく変化するが第３図Ａに示す如く説明の都合
上０から∞に変化するものとする。第３図Ｂに示
すゲートに加えたパルス信号と同相同一周波数の
パルス信号をドレインに加えるとドレイン・ソー
ス間の電圧はパルスが（＋）の場合はドレイン・
ソース間のインピーダンスが∞故其の侭の電圧が
発生するがパルスが（−）の場合はドレイン・ソ
ース間のインピーダンスが０であるので電圧は発
生しない。この状態を第３図Ｃに示してある。従
つて直流分としてはこのパルスの大きさの平均値
V1が発生する。ドレインに加えるパルス信号を
第３図Ｄに示す如くゲートに加えたパルス信号よ
り90度位相差を持たせると第３図Ａに示すインピ
ーダンスの関係で発生する電圧は第３図Ｅに示す
如くなり直流分としては０となる。ドレイン・ゲ
ートに入力する信号の位相差が中間の場合は発生
する平均直流電圧は第３図Ｃと第３図Ｅに示す場
合の中間となり位相検波が出来るわけである。
第４図に本発明の実施例でマイクロ波のローカ
ル信号周波数の自動周波数調整器に使用する場合
の弁別器のブロツク構成図を示す。
ル信号周波数の自動周波数調整器に使用する場合
の弁別器のブロツク構成図を示す。
第５図〜第８図は周波数を中心周波数より変化
さした場合の位相検波された直流電圧の変化を示
し第５図はFET2のゲートからドレインへの洩れ
により生ずる電圧特性、第６図は端子８より取出
す直流電圧特性、第７図は第６図の周波数軸を拡
大した電圧特性図、第８図はゲートに加える信号
の位相を伝送線路６にて上記の場合よりさらに
180度ずらした場合の電圧特性を示す。
さした場合の位相検波された直流電圧の変化を示
し第５図はFET2のゲートからドレインへの洩れ
により生ずる電圧特性、第６図は端子８より取出
す直流電圧特性、第７図は第６図の周波数軸を拡
大した電圧特性図、第８図はゲートに加える信号
の位相を伝送線路６にて上記の場合よりさらに
180度ずらした場合の電圧特性を示す。
図中３は３dbハイブリド回路、４は帯域波
器、５，６は伝送線路、７はローカル周波数信号
入力端子、８は直流信号出力端子、C1，C2は直
流阻止用コンデンサ、L1，L2はローカル周波数
信号阻止用チヨーク、FET2はFET、Ｄ，Ｓ，Ｇ
はFETのドレイン、ソース、ゲート、E2はゲー
トバイアス用直流電源、R2はゲートバイアス調
整用ボテンシヨメータである。
器、５，６は伝送線路、７はローカル周波数信号
入力端子、８は直流信号出力端子、C1，C2は直
流阻止用コンデンサ、L1，L2はローカル周波数
信号阻止用チヨーク、FET2はFET、Ｄ，Ｓ，Ｇ
はFETのドレイン、ソース、ゲート、E2はゲー
トバイアス用直流電源、R2はゲートバイアス調
整用ボテンシヨメータである。
第４図においてゲートバイアス電圧はFET2の
ドレイン・ソース間のインピーダンスが帯域波
器４の特性インピーダンスに合致するように調整
しておく。伝送線路５の長さはローカル信号周波
数にて位相がπ／４ずれる如くにする。又伝送線
路６の長さはこれを通る信号がローカル信号周波
数にて帯域波器４及び伝送線路５を通つて
FET2のドレインＤに加はる信号と位相がπ／２
ずれる如くしておく。帯域波器４はローカル信
号の周波数が中心になつており、これによる損失
は殆どなく、周波数が上下に変化した時殆ど同じ
程度に位相が進み遅れし又損失も同じ程度に変化
するものである。このことによりローカル信号の
中心周波数ではFET2のドレインＤとゲートＧに
加わるローカル周波数信号はπ／２位相差がある
のでこの点では直流出力電圧は０になる。周波数
がかわりドレインＤに加わる信号とゲートＧに加
わる信号の位相がπ／２より上下にずれると同じ
程度に位相が変化し直流電圧も同じ程度変化し同
相になれば最大になる。
ドレイン・ソース間のインピーダンスが帯域波
器４の特性インピーダンスに合致するように調整
しておく。伝送線路５の長さはローカル信号周波
数にて位相がπ／４ずれる如くにする。又伝送線
路６の長さはこれを通る信号がローカル信号周波
数にて帯域波器４及び伝送線路５を通つて
FET2のドレインＤに加はる信号と位相がπ／２
ずれる如くしておく。帯域波器４はローカル信
号の周波数が中心になつており、これによる損失
は殆どなく、周波数が上下に変化した時殆ど同じ
程度に位相が進み遅れし又損失も同じ程度に変化
するものである。このことによりローカル信号の
中心周波数ではFET2のドレインＤとゲートＧに
加わるローカル周波数信号はπ／２位相差がある
のでこの点では直流出力電圧は０になる。周波数
がかわりドレインＤに加わる信号とゲートＧに加
わる信号の位相がπ／２より上下にずれると同じ
程度に位相が変化し直流電圧も同じ程度変化し同
相になれば最大になる。
しかしFET2のゲートＧからドレインＤに高周
波の場合は洩れがあるのでこれによる直流出力電
圧は第５図に示す如くなる。この場合ゲートＧか
らドレインＤに洩れた信号は伝送線路５を通り帯
域波器４にて反射されて又ドレインＤに帰つて
くるので伝送線路５を往復する故元の洩れた信号
よりπ／２位相差を持つことになる。このことは
正規の信号と同相になるので位相検波された直流
電圧はこの分だけ（＋）されたことになり復調感
度が向上する。又この洩れた信号即ち帯域炉波器
４にて反射されて伝送線路５を往復した信号はロ
ーカル信号周波数より少し位ずれた点では位相差
は90度とならず第５図に示す如く検波された直流
電圧は傾斜を持つた特性となるので実際の位相検
波された直流電圧は第６図の如くになる。又伝送
線路６でFET2のドレインＤとゲートＧに印加さ
れるローカル周波数信号の位相を上記の場合より
さらにπずれるようにすると第８図に示す如き出
力が得られる。第６図及び第８図に示す特性を利
用すればローカル信号周波数の自動周波数制御が
出来るのは勿論何かの原因で大きく周波数がずれ
た場合でも従来例の如く電圧が０にならないので
この場合でも自動周波数制御が可能である。又そ
のゲートバイアス電圧の変化によりドレイン・ソ
ース間のインピーダンスが変化する特性を利用し
帯域波器４の中心周波数を変化させることが出
来るので帯域波器４の温度による特性変化も補
償出来る。
波の場合は洩れがあるのでこれによる直流出力電
圧は第５図に示す如くなる。この場合ゲートＧか
らドレインＤに洩れた信号は伝送線路５を通り帯
域波器４にて反射されて又ドレインＤに帰つて
くるので伝送線路５を往復する故元の洩れた信号
よりπ／２位相差を持つことになる。このことは
正規の信号と同相になるので位相検波された直流
電圧はこの分だけ（＋）されたことになり復調感
度が向上する。又この洩れた信号即ち帯域炉波器
４にて反射されて伝送線路５を往復した信号はロ
ーカル信号周波数より少し位ずれた点では位相差
は90度とならず第５図に示す如く検波された直流
電圧は傾斜を持つた特性となるので実際の位相検
波された直流電圧は第６図の如くになる。又伝送
線路６でFET2のドレインＤとゲートＧに印加さ
れるローカル周波数信号の位相を上記の場合より
さらにπずれるようにすると第８図に示す如き出
力が得られる。第６図及び第８図に示す特性を利
用すればローカル信号周波数の自動周波数制御が
出来るのは勿論何かの原因で大きく周波数がずれ
た場合でも従来例の如く電圧が０にならないので
この場合でも自動周波数制御が可能である。又そ
のゲートバイアス電圧の変化によりドレイン・ソ
ース間のインピーダンスが変化する特性を利用し
帯域波器４の中心周波数を変化させることが出
来るので帯域波器４の温度による特性変化も補
償出来る。
本発明によればFETのドレイン・ソース間に
直流電圧を印加しない状態でゲートの直流バイア
ス電圧を変化さした時ドレイン・ソース間のイン
ピーダンスの大きく変化することを利用した位相
検波を利用しているので簡単な構成で少ない入力
電力でしかも復調感度の高いマイクロ波弁別器が
得られる効果がある。
直流電圧を印加しない状態でゲートの直流バイア
ス電圧を変化さした時ドレイン・ソース間のイン
ピーダンスの大きく変化することを利用した位相
検波を利用しているので簡単な構成で少ない入力
電力でしかも復調感度の高いマイクロ波弁別器が
得られる効果がある。
第１図はFETのドレイン・ソース間のインピ
ーダンス測定回路、第２図は第１図の測定結果を
スミスチヤートにプロツトしたゲートバイアス電
圧の変化にたいしインピーダンスの変化を示した
図、第３図はFETのドレイン及びゲートに同一
周波数のパルスを入力させた場合の位相検波の状
況を示すタイムチヤートでＡはゲート電圧による
インピーダンスの変化を示す。Ｂはドレインより
入力する信号パルスでゲートに入力する信号パル
スと同位相の場合。ＣはＢに示す信号を入力した
場合の検波された電圧。Ｄはドレインより入力す
る信号パルスでゲートに入力する信号パルスより
90度位相差を持つた場合。ＥはＤに示す信号を入
力した場合の検波された電圧。第４図は本発明の
実施例でマイクロ波ローカル信号周波数の自動周
波数調整器に使用する場合の弁別器のブロツク構
成図。第５図〜第８図は周波数を変化さした場合
の位相検波された直流電圧の変化を示し第５図は
FET2のゲートからドレインへの洩れにより生ず
る電圧特性、第６図は端子８より取出す電圧特
性、第７図は第６図の周波数軸を拡大した電圧の
特性図、第８図はゲートに加える信号の位相を伝
送線路６にて上記の場合よりさらに180度ずらし
た場合の電圧特性を示す。 図中１は入力信号端子、２，５，６は伝送線
路、FET1，FET2はFET、Ｄ，Ｓ，ＧはFETの
ドレイン、ソース、ゲート、E1，E2はゲートバ
イアス用電源、R1，R2はゲートバイアス調整用
ポテンシヨメータ、３は3dbバイブリド回路、４
は帯域波器、７はローカル周波数信号入力端
子、８は直流信号出力端子、C1，C2は直流阻止
用コンデンサ、L1，L2はローカル周波数信号阻
止用チヨークである。
ーダンス測定回路、第２図は第１図の測定結果を
スミスチヤートにプロツトしたゲートバイアス電
圧の変化にたいしインピーダンスの変化を示した
図、第３図はFETのドレイン及びゲートに同一
周波数のパルスを入力させた場合の位相検波の状
況を示すタイムチヤートでＡはゲート電圧による
インピーダンスの変化を示す。Ｂはドレインより
入力する信号パルスでゲートに入力する信号パル
スと同位相の場合。ＣはＢに示す信号を入力した
場合の検波された電圧。Ｄはドレインより入力す
る信号パルスでゲートに入力する信号パルスより
90度位相差を持つた場合。ＥはＤに示す信号を入
力した場合の検波された電圧。第４図は本発明の
実施例でマイクロ波ローカル信号周波数の自動周
波数調整器に使用する場合の弁別器のブロツク構
成図。第５図〜第８図は周波数を変化さした場合
の位相検波された直流電圧の変化を示し第５図は
FET2のゲートからドレインへの洩れにより生ず
る電圧特性、第６図は端子８より取出す電圧特
性、第７図は第６図の周波数軸を拡大した電圧の
特性図、第８図はゲートに加える信号の位相を伝
送線路６にて上記の場合よりさらに180度ずらし
た場合の電圧特性を示す。 図中１は入力信号端子、２，５，６は伝送線
路、FET1，FET2はFET、Ｄ，Ｓ，ＧはFETの
ドレイン、ソース、ゲート、E1，E2はゲートバ
イアス用電源、R1，R2はゲートバイアス調整用
ポテンシヨメータ、３は3dbバイブリド回路、４
は帯域波器、７はローカル周波数信号入力端
子、８は直流信号出力端子、C1，C2は直流阻止
用コンデンサ、L1，L2はローカル周波数信号阻
止用チヨークである。
Claims (1)
- １ マイクロ波入力信号をハイブリド回路で分配
し、一方を帯域濾波器を介してFETのドレイン
に接続し、他方を該帯域濾波器の中心周波数で90
度位相差を持つ伝送線路を介して該FETのゲー
トに接続し、該FETのソースを接地すると共に
ドレイン・ソース間に直流電圧を印加せず、直流
出力を該FETのドレインより取り出すことを特
徴とするマイクロ波弁別器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17957280A JPS57103413A (en) | 1980-12-18 | 1980-12-18 | Microwave discriminator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17957280A JPS57103413A (en) | 1980-12-18 | 1980-12-18 | Microwave discriminator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57103413A JPS57103413A (en) | 1982-06-28 |
| JPS6329843B2 true JPS6329843B2 (ja) | 1988-06-15 |
Family
ID=16068078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17957280A Granted JPS57103413A (en) | 1980-12-18 | 1980-12-18 | Microwave discriminator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57103413A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03159022A (ja) * | 1989-11-16 | 1991-07-09 | Samsung Electron Devices Co Ltd | 直熱型陰極構造体とその製造方法 |
-
1980
- 1980-12-18 JP JP17957280A patent/JPS57103413A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03159022A (ja) * | 1989-11-16 | 1991-07-09 | Samsung Electron Devices Co Ltd | 直熱型陰極構造体とその製造方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57103413A (en) | 1982-06-28 |
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