JPS63276914A

JPS63276914A - 電池駆動オシレータ装置

Info

Publication number: JPS63276914A
Application number: JP63067993A
Authority: JP
Inventors: チャールズ　ダブリュ．オーウェン; ロバート　エイ．　ガルシア
Original assignee: EREKUSUIZU CORP
Current assignee: EREKUSUIZU CORP
Priority date: 1987-03-20
Filing date: 1988-03-22
Publication date: 1988-11-15
Also published as: AU1329388A; EP0282673A3; US4725993A; EP0282673A2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】技術分野本発明は、二元状態の無活性の状態において漏れ電流の
みを引きかつ二元状態間の遷移状態にある間は増大した
電流を引く能動素子を用いた電池駆動弛緩オシレータ回
路に関し、特に、二元状態間の遷移が起こり電池から引
かれた電流を減少させる間において能動素子と電池との
間に比較的高いインピーダンスを生ぜしめる装置に関す
る。

背景技術ある装置、特にＣＭ　ＯＳ　（Ｃｏｍｐｌｅｎ＋ｅｎＬ
ａｒｙ　ｍａｔａｌｏｘｉｄｅ　５ｅ１ｃｏｎｄｕｃｔ
ｏｒ　）　）ランジスタはその安定な二元状態の間は非
常に低い電力要件を有しているが、二元状態間の遷移中
においては実質的通過電流を引く。このことは、幾多の
刊行物に記載されＣＭＯ３特性として知られている。例
えばＮａｔｉｏｎａｌ　Ｓｅｎ＋１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ
　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ　ｌ１ａｎｄｂｏｏｋのＭＭ
５４ＨＣ／７４ＨＣｌｌｌｇｈ−８ｐｅｅｄ　ＣＭＯ３
Ｆａｍｉｌｙ　Ｄａｔａｂｏｏｋに示されている。これ
らの特性の故に、ＣＭＯ８素子は過去において携帯用装
置であって、６ケ月を越える程の長期期間に亘って電池
から必要とする低出力電力でも使用される装置に用いら
れている。例えば、ＣＭＯＳの回路は市販されているの
み駆除装置の弛緩オシレータに用いられている。かかる
装置はＢＩａｎｃｏ等による１９８５年６月７日に米国
に出願された出願番号第７４２．２３２号の出願に開示
されている。

かかるのみ駆除装置は駆動させるＣＭＯＳゲートを通し
て超音波周波数オシレータを駆動させるＣＭＯ８阻止装
置を有する低デユーティサイクル弛緩オシレータを含む
ものである。オシレータは電気圧縮波トランスデユーサ
へ接続されている。

低い周波数及びデユーティサイクルはトランスデユーサ
へ供給される超音波周波数と同様にトランスデユーサに
よって発散されるべき圧縮波を発生させる。圧縮波はの
みに投射されのみを撃退する。

オシレータ及びゲートは一対の′直列接続された電池例
えば約６ケ月の寿命を有するリチウム電池によって電力
を供給される。従来装置は退治すべきのみが付いた犬や
猫等の家庭内勤物の首輪に担持したケースに搭載される
。トランスデユーサによって発せられた超音波圧縮波は
動物の下の地面に反射して動物の体に戻る。従来装置に
おいては、かかる期待する機能を果しているけれども、
装置の必要とする電力を減少させ、ケース及びその中味
を小さく軽くすること、さらには電池の寿命を延ばすこ
となどが望まれている。

発明の概要したがって、本発明の目的は、必要とする電力が低い電
池駆動オシレータ装置であって小型化された装置を提供
することにある。

本発明の他の目的は、大きさ及びエネルギ一定格が小さ
い電池を用いても長寿命な携帯用の電池駆動オシレータ
装置を提供することにある。

本発明の更なる他の目的は同様の目的を果す従来装置よ
りも小さい電池しか必要とせずに圧縮波を発散させる携
帯用の電気のみ駆除装置を提供することにある。

市販されている従来の電気のみ首輪の製造における問題
は素子感度が非常に高いことである。ある素子例えばト
ランスデユーサが異なる供給者から古られたとすると、
好適な超音波周波数の振幅を得るためにはしばしば回路
を再設計し直さなければならなかった。異なったトラン
スデユーサは異った特性やインピーダンスを有し、駆動
回路に適合させるために異なるインピーダンスを必要と
する。この問題は、トランスデユーサがフィードバック
回路中において超音波周波数オシレータの一部へ接続さ
れていることから起こることが分った。

したがって、本発明の更なる目的は、特に素子感度の必
要性がなくとも高い効率でのみの駆除が行なえる携帯用
の電気のみ駆除装置を提供することにある。

本発明の他の目的は異なる供給者からの電気圧縮波トラ
ンスデユーサが該トランスデユーサを駆動させる回路の
いかなる再設計をも必要とせずに用いることができる携
帯用の電気のみ駆除装置を提供することにある。

本発明によれば、ＣＭＯＳインバータを含む弛緩オシレ
ータへ供給される電流はインバータの状態遷移が発生し
た時点において減衰される。この減衰は、その遷移中の
インバータにおけるＣＭＯＳトランジスタの電力供給端
子に直列に高インピーダンスが接続されることによって
得られる。

本発明においては、小型低エネルギー電池からパルス化
波形を負荷へ周期的に供給する装置は、パルス化波形を
発生する弛緩オシレータを有している。かかるオシレー
タは、指数関数型充電及び放電電圧波形が一方のインバ
ータの入力へ印加されるように抵抗及びコンデンサ手段
をフィードバック回路中に接続された一対のＣＭＯＳイ
ンバータを含んでいる。インバータ中の一対の相補型Ｃ
ＭＯ８）ランジスタは電池の端子に直列に接続されたソ
ースドレイン経゛路を有している。トランジスタは指数
関数型波形に応じたゲート電極を有しており、指数関数
型波形電圧が電池電圧の最大及び最小値間の所定範囲に
あることに応じて両トランジスタは同時に順方向にバイ
アスされており、実質的通過電流は両ソースドレイン経
路を同時に流れる傾向がある。一方のインバータの出力
における急峻な遷移は、所定範囲を通る指数関数型波形
に応じて発生する。インバータ出力に応じて、電流制限
インピーダンスは、実質的電流が急峻な遷移の発生に実
質的に影響を及ぼことなく、通過電流の量を実質的に減
衰させて流れる傾向を有する時点においてソースドレイ
ン経路及び電池端子間に直列に接続される。

更に本発明による装置は、携帯用の電池駆動のみ駆除装
置であって所定デユーティサイクル及び所定周波数を有
するパルスを発生させる弛緩オシレータを有している。

パルスによって阻止されるゲート超音波周波数オシレー
タは超音波電気圧縮波トランスデユーサを駆動する。デ
ユーティサイクル、パルス周波数及び超音波周波数は、
トランスデユーサから発せられた圧縮波はトランスデユ
ーサが配置された領域からのみを撃退する。弛緩オシレ
ータ及びゲートオシレータ中の能動素子はそれらの二元
状態出力間の遷移状態にある間のみ電池から実質的電流
を引く。弛緩オシレータによって発せられたパルスに応
じて、電流制限インピーダンスは、弛緩オシレータ中の
遷移がその間中に能動素子によって引かれた電流の量を
実質的に減衰するように起こる間において、能動素子と
電池の電極に直列に接続されている。装置の一部として
の電流制限インピーダンス接続手段による超音波振幅は
電流制限手段を有していない超音波振幅と実質的に同一
である。

所望の素子感度を得るために超音波周波数オシレータは
プッシュプルドライバを介してトランスデユーサに結合
されている。プッシュプルドライバーはゲート及び弛緩
オシレータに含まれているような同様な能動素子を含む
一対のインバータを有している。

本発明の装置は、各々が高周波数振幅を含む周期パルス
を発生させる装置であって、低エネルギー電池と、低周
波数弛緩オシレータとを有しており、低周波オシレータ
は電池によって電力を供給され低デユーティサイクルを
有するパルスすなわち３０％より小さいものを発生させ
る。さらに該装置は、ゲート高周波数オシレータをも有
しており、該高周波数オシレータは電池により該パルス
に応じて電力を供給されパルスが発生されている間だけ
振幅を発生させる。弛緩及びゲートオシレータは、それ
らの高低の固定状態間の遷移中においては電池からの電
流に対する低インピーダンスを有しかつ高低固定状態中
においては電池からの電流に対する高インピーダンスを
有している。弛緩及びゲートオシレータの能動素子は高
低周波数における状態を変化させる。弛緩及び高周波数
振幅は、低インピーダンスをもたらす傾向にある低周波
数オシレータの固定状態間の遷移が比較的長く、低イン
ピーダンスもたらす傾向にある高周波数オシレータの固
定状態間の遷移が比較的短くなるように配置されている
。弛緩オシレータにより発せられた波形に応じて、電流
制限インピーダンスは、比較的長い遷移が起る間、弛緩
オシレータの能動素子及び電池間に接続される。電池の
電圧は、高周波数オシレータが低周波数パルスによって
阻止される間、能動素子に印加される。

本発明の実施例によれば、低周波数オシレータは、低周
波数オシレータが固定された状態の一方から固定された
状態の他方への第１極性方向において変化している間、
比較的長い遷移が起こる。

弛緩オシレータのより短い遷移は、低周波オシレータが
固定状態の他方から固定状警手の一方へ向かう第２極性
方向において変化している間に起こる。第１極性方向の
遷移から生じる波形に応じて電流制限インピーダンスは
弛緩オシレータの能動素子間に直列に接続される。電流
制限インピーダンスは、第２極性方向の遷移中短絡され
て、能動素子は第２極性遷移が発生する間は電池に亘っ
て接続される。

更に本発明の目的は、以下の実施例によって得られる効
果を発揮させることにある。

実施例、以下、本発明による実施例を図面を参照しつつ説明する
。

第１図において、ケース３が取り付けられた首輪２をは
めた犬１が図示されている。ケース３に含まれているも
のは、電気信号から圧縮波に変換する圧電素子形態の超
音波電気信号圧縮波トランスデユーサ１５である。トラ
ンスデユーサ１５はケース３に収納された電気回路によ
って駆動されかつ同様にケース３に収納されたリチウム
乾電池により電力を供給されている。ケース３は犬１の
首の周りにある首輪２に配置されており、トランスデユ
ーサ１５から発せられた超音波圧縮波が下方に向けて発
射され犬から離れるようになっている。超音波圧縮波は
、犬１が立っていたり、座っていたり、溝たわっていた
りしている地面５に向けて広い角度範囲に向けて発射さ
れている。

トランスデユーサ１５から発射された圧縮波ビームのエ
ネルギーは、犬１の立っている地面５から反射されて、
地面５に当たる圧縮波線の入射角度はその反射角度と等
しくなる。これらによって、地面５から反射した超音波
圧縮′波エネルギーは犬１の下方部分６のすべてに実質
上、投射される。

以下に述べる実施例においては、ケース３のほぼ真下に
おける範囲面積の中心において約２．４ｍ（約８フイー
ト）の全長を有する有効範囲面積を備えたものを提供し
ている。地面５からのトランスデユーサ１５のエネルギ
ーの反射によって、犬１の下部の大部分を都合良く覆う
ことができる。

犬１上に投射され反射した超音波圧縮波エネルギーは、
５０％より少ない比較的低いデユーティ周期、好ましく
は約７％から３０％の範囲で２゜〜３００サイクル／秒
の可聴範囲の割合でパルス化されることが好ましい。ト
ランスデユーサ１５から発せられた圧縮波パルスの各々
は、好ましくは３５　Ｋ　Ｈｚ〜４５　Ｋ　Ｈｚの範囲
内で単一超音波周波数を有している。実際に行なわれた
試験によると、ケース３を備えた装置を付けた犬の高い
割合の部分において、これらの範囲のパラメータでのみ
やその他の同様の生き物を撃退するのに効果があること
が分った。

パルス割合が２０サイクル／秒より小さい場合、害虫駆
除割合はかなり減少する。同様に、約２０Ｈｚよりも小
さいパルス割合では一般的に人間に知覚されないので人
間の聴覚によって回路が動作しているかどうか試すこと
はむずかしい。パルス化された低デユーティサイクル変
化（最大的３０％）は連続波エネルギーに応じてこれら
の好ましくない害虫を駆除する点で装置の効果をかなり
増加させる。デユーティサイクルが約７％より下に低下
する場合、害虫駆除効果は実質上零に落ちる。

低デユーティサイクルはトランスデユーサ１５を駆動さ
せるケース３中の電気回路に必要な電力をも減少させる
。３５ＫＨｚ〜４５ＫＨｚ周波数範囲は犬や猫等の家庭
内勤物の耳によって知覚される範囲を越えており、トラ
ンスデユーサ１５によって発せられた超音波圧縮波エネ
ルギーによって怒らすこともない。トランスデユーサ１
５から発せられかつ犬１に反射して戻った圧縮波のパワ
ーが犬に付いた害虫を殺虫するのに充分でない範囲にお
いても、犬から害虫を駆除するのに十分である。トラン
スデユーサ１５を駆動させる電気回路に約５００ミリア
ンペアを供給するだけで害虫を殺虫することができる。

このレベルは、例えばケース３巾に収納されるような携
帯用電池電源の製品を浪費させるレベルではなく数カ月
間に亘って有効に使用できるレベルである。本発明によ
る図示した実施例における実際の使用を通して上記した
のみ駆除機能を発揮することが見出された。

人は、ケース３中の電気回路が適正に動作しているか、
及びトランスデユーサ１５を駆動させる電気回路を励起
する電池が犬１に付いた害虫を駆除するに十分な電力を
有しているかどうかを容易に知ることができる。トラン
スデユーサ１５が人間の耳から３から６インチ間の範囲
で離れている時には、トランスデユーサ１５から発せら
れる可聴周波数音は、大多数（約８５％）の人にも聞き
とれる。これらによって、はとんどの人は、都合よくケ
ース３中の電気回路が適正にトランスデユーサ１５が活
性化しているかどうかを知ることができる。

トランスデユーサ１５によって発せられた超音波圧縮波
エネルギーの強度レベルは、発光ダイオード２７形態の
光源がケース３中に収納されているので、適正な値とな
るように選択的に予め決定される。トランスデユーサ１
５を駆動する電気回路に電力を供給する電池が害虫駆除
作用を発揮するのに適当な電力を有している場合、ケー
ス３の上部面のスプリング付勢押しボタンスイッチ２６
が下方に押されて通常位置から試験位置に位置した時に
発光ダイオード２７は励起される。通常位置においては
、ケース３中の電力供給用の電池はそのダイオードから
断絶されている。しかしながら、もし電池がのみ駆除機
能を発揮させるだけのエネルギーを有していない場合は
試験位置でも発光ダイオード２７を発光させることはな
く、この場合、人は電池を交換する必要がある。

第１図に示した装置は、先に述べた出願に開示した装置
と同様のものであるが、本発明によれば、ケース３中に
収納された電気回路が改善されている。

第２図の参照例は、第１図に示したのみ駆除装置のケー
ス３中に採用された改良型電気回路の回路図を示してい
る。第２図に図示する装置は、電池及び電池寿命表示部
１１と、低周波数紙デニーティサイクル弛緩オシレータ
１２と、ゲート超音波周波数弛緩オシレータ１３と、プ
ッシュプルドライバ１４と、電気超音波圧縮波トランス
デユーサ１５とを有している。電池寿命表示回路１１の
端子、オシレータ１２及びオシレータ１３の端子、同様
にドライバ１４の能動素子との端子の間においては、オ
シレータ１２における遷移（ｔｒａｎｓｌｔｉｏｎ）の
開催動素子に供給される電流を制限する回路網１６が接
続されている。

電池及び電池寿命表示回路１１は単一の３ボルトリチウ
ム電池２１を含んでおり、電池２１は電源供給端子２２
及び接地端子２３に各々接続されている正負の電極を有
している。実施例におけるリチウム電池２１は２５０ミ
リアンペア時間又は５００ミリアンペア時間の容量を有
している。この前者及び後者の容量は、それぞれ６〜１
２ケ月を越える間、本発明ののみ駆除装置を稼動させる
ことができる電池容量である。

電池２１の状態をモニターするためには、端子２２及び
２３は通常は開放されているスプリング付勢スイッチ２
６が閉状態になされている間、直列に接続された抵抗器
２４及び２５によって選択的に分岐される。発光ダイオ
ード２７は分岐において抵抗器２５と接続される。抵抗
器２４及び２５の値は約１＝４の割合であり、スイッチ
２６が閉じたとき、発光ダイオード２７が励起される。

抵抗器２４及び２５並びに発光ダイオード２７を含む回
路は好適である。なぜなら索子感度が必要でなくかつツ
ェナーダイオード等の高価な素子を用いる必要がないか
らである。スイッチ２６がスプリングで付勢されている
ので、操作者は電池２１を使い果すＯＮ状態においてス
イッチを離すことができない。スプリング付勢は、金属
形成接点２８のスプリング特性によって得られることが
好ましい。

弛緩オシレータ１２、超音波周波数オシレータ１３及び
ドライバ１４の各々は一対のインバータを有しており、
オシレータ１２はインバータ３１及び３２を有し、さら
にオシレータ１３はインバータ３３及び３４を有し、ま
たドラ゛イバ１４はインバータ３５及び３６を有してい
る。インバータ３１ないし３６の各々において含まれる
回路はシリコンゲートＣＭＯ３型のもので第３図に図示
されているものである。このようなインバータは、人力
及び出力端子４１及び４２や同様に正負のＤＣ電力供給
端子４３及び４４を有している。本実施例においては、
インバータ３１〜３６は共通一体回路チツブの部分をな
しており、インバータのすべては共通の電力供給端子４
３及び４４を有している。

三つの並列分岐４５．４６及び４７は電力供給端子４３
及び４４間において接続されている。分岐４５はＰチャ
ンネル金属酸化物半導体（ＣＭＯ８）トランジスタ４８
のソースドレイン経路を有しており、順に、Ｎチャンネ
ルＣＭＯＳトランジスタ４９のソースドレイン経路に直
列に接続されている。トランジスタ４８及び４９のゲー
ト電極は入力端子４１に接続されている。トランジスタ
４８及び４９のソースドレイン経路のための共通接合５
１はＰ及びＮチャンネルＣＭＯ８）ランジスタ５２及び
５３のゲート電極に共通に接続されている。トランジス
タ５２及び５３のソースドレイン経路のための共通端子
５４はＰ及びＮチャンネルＣＭＯＳトランジスタ５５及
び５６のゲート電極に共通に接続されている。ＣＭＯＳ
トランジスタ５５及び５６のソースドレイン経路の共通
端子は出力端子４２に接続されている。

知られているように出力端子４２における電圧は双安定
であり、実質的に端子４３及び４４における電圧が端子
４１における入力電圧の極性の機能として働くと考えら
れる。出力端子４２における信号の二元状態は入力端子
４１の電圧の二元状態と補数（Ｃｏａ＋ｐ　Ｉ　ｅａ＋
ｅｎｔａｒｙ）である。典型的には入力端子４１の電圧
及び出力端子４２の電圧は電力供給端子４３及び端子４
４における電圧間で変化する。端子４１の電圧が二元“
１″状態にある間は、出力端子４２の電圧は二元“０゛
状態であり、逆に、端子４１の二元“０°状態が出力端
子４２の二元“１″状態をもたらす。

端子４１における電圧が二元１又は０状態において固定
されている間は、漏れ電流は端子４３及び４４間におい
て分岐４５．４６及び４７のトランジスタを通って流れ
る。入力端子４１の電圧のために二元状態の遷移におい
て発生するような所定振幅を通した端子４１における電
圧に対応して、通過電流（漏れ電流に比較される実質的
電流）が分岐４５．４６及び４７中のトランジスタのソ
ーストレイン経路間を流れる。各分岐における両トラン
ジスタは、入力電圧が所定振幅を通過している間、同時
に順方向にバイアスされる故に、電流は各分岐における
トランジスタを通って流れる。

これらによって比較的低いインピーダンス状態の経路が
端子４３及び４４間のトランジスタソースドレイン経路
を通って得られる。通過電流は、端子４１の電圧が端子
４３及び４４間の電圧の中間点において最大となる。端
子４３の電圧と等しく又は端子４４の電圧に等しくなる
端子４１の電圧に対応して通過電流がなくなり、さら端
子４３及び４４間に流れる電流だけがインバータ中のト
ランジスタの漏れ電流となる。

本発明の他の実施例によれば、インバータ３１〜３６の
トランジスタ中の通過電流は、比較的ゆっくりと進む遷
移がインバータ３１の入力端子において発生する間にお
いて実質的に減衰される。

これらによって、電池２１から引かれるエネルギーの量
は実質的に減少し、電池寿命は実質的に増加する。

２０　Ｈｚ　〜３００　Ｈｚ間の周波数と２％〜３０９
６間のデユーティサイクルを有する周期パルスを発生す
るように設計された弛緩オシレータ１２は、第３図に示
す各配置のようなカスケードインバータ３１及び３２を
有している。インバータ３１の出力端子はインバータ３
２の入力端子に直接接続されている。インバータ３２の
出力端子はコンデンサ６１及び安定化抵抗６２を介して
インバータ３１の入力端子に結合されており、正フィー
ドバック回路を形成している。

コンデンサ６１の放電経路はインバータ３１の出力端子
からインバータ３２の出力端子及びダイオード６３及び
抵抗器６４の直列組を含む分岐を介して接地されて設定
されている。この分岐は抵抗器６４より大きな値を有す
る抵抗器６５によって分岐されている。ダイオード６３
を通したコンデンサ６１の放電は、インバータ３１に含
まれるＰチャンネルトランジスタのソースドレイン経路
を通ってインバータ３１の端子４３に印加されるＤＣ電
源洪給電圧に対応している。放電経路はインバータ３２
のＮチャンネルトランジスタを通って接地されて完了す
る。

インバータ３２の出力端子が電力供給端子４３の電圧に
なりかつインバータ３１の出力が接地されるようにイン
バータ３１及び３２が状態を変化させたとき、コンデン
サ６１は放電される。コンデンサ６１の放電中、電流は
端子４３からコンデンサ６１及び抵抗器６５を通ってイ
ンバータ３１の出力端子を介して接地まで流れる。コン
デンサ６１の充電経路における抵抗がコンデンサ６１放
電経路における抵抗よりもかなり小さいので、コンデン
サ６１はその放電よりも速い割合で充電される。これら
によって、比較的長短の期間の指数関数型波形が、コン
デンサ６１の放電及び充電の間、インバータ３１の入力
端子に各々印加される。

インバータ３１の入力端子における指数関数型波形に応
じてインバータはその出力端子において比較的短期間の
正電圧パルスを発生する。

インバータ３１のＰチャンネルトランジスタが動作して
いる間に発生するようなインバータ３１の出力端子にお
ける周期的短期間、すなわち、低デユーティサイクルの
正パルスの各々はオシレータ１３を阻止して動作状態に
なる。この間において、インバータ３１の出力は接地電
位になる、すなわち、インバータ３１のＮチャンネルト
ランジスタが動作し、オシレータ１３が阻止される。

オシレータ１３は矩形波超音波弛緩オシレータであって
、等期間二元１及び０状態を有するパルスを発生する。

本実施例においては超音波周波数は約４０ＫＨｚである
。インバータ３３及び３４は接続され、インバータ３３
の出力端子はインバータ３４の入力端子に直接接続され
ており、かつ、インバータ３４の出力端子はコンデンサ
６６及び安定化抵抗器６７の直列組を介してインバータ
３３の入力端子に接続されている。コンデンサ６６は可
変抵抗器６８及び固定抵抗器６９の直列組を介して基本
的に充電及び放電され、インバータ３３及び３４の共通
の入出力端子とコンデンサ６６及び抵抗器６７の共通端
子との間に接続されている。コンデンサ６６、抵抗器６
８及び６つの値は、約４０ＫＨｚのオシレータ周波数と
なるように選択される。インバータ３３及び３４の出力
が各々、端子４３及び接地の電圧になるようにインバー
タ３３及び３４が励起されるオシレータ１３の半サイク
ルの間においては、コンデンサ６６は端子４３からイン
バータ３３の出力、抵抗器６８及び６９を通ってインバ
ータ３４の出力端子を介して接地して充電される。イン
バータ３３及び３４の出力が各々接地及び端子４３の電
圧となる半サイクルの間においては、コンデンサ６６は
インバータ３４の出力から抵抗器６８及び６つを通って
インバータ３３の出力端子を介して接地して放電される
。

抵抗器６２及び６７はインバータ３１及び３３の入力端
子へ供給される電流の安定性を確保する。

典型的には抵抗器６２及び６３は各々１００キロオーム
及び２００キロオームの値を有しており、インバータ３
１及び３３へ供給される電流の量を安定化させる。抵抗
器６２及び６７はインバータ３１及び３３の入力端子に
印加される電圧の振幅を安定化し、オシレータ１２及び
１３の振幅周波□数は一方のインバータから他方へ予報
できるようになり、インバータ型の機能又はインバータ
周囲特性の機能をしなくなる。

インバータ３３の入力端子はダイオード７１を介してイ
ンバータ３１の出力端子に接続されており、ダイオード
７１はそのカソードがインバータ３１の出力に接続され
かつダイオードのアノードがインバータ３３の入力端子
に接続されるような極性になっている。インバータ３１
の出力が高いときであって、インバータによって類デユ
ーティサイクル正電圧パルスが発せられている間、ダイ
オード７１は逆方向にバイアスされオシレータ１３を超
音波周波数にて振幅させることができる。

インバータ３１の出力が低いとき、すなわち接地されて
いる間においては、ダイオード７１は順方向にバイアス
され、かつインバータ３１の出力端子における基本的接
地電圧はダイオード７１を介してインバータ３３の入力
端子に結合されて、インバータ３３の入力を多少接地よ
り上の電圧にクランプする。インバータ３３の入力を接
地より多少高い電圧にクランプすることは、インバータ
３３及び３４が状態を変化させることを防止して、イン
バータ３３の出力電圧が電力供給端子４３の電圧になる
ようになる。

これらによって、オシレータ１３は比較的低いデユーテ
ィサイクル（２％から３０％の間）包路線を発生させ、
これは２０Ｈｚ〜３００Ｈｚ間（７）パルス繰返し数を
有している。オシレータ１２によってオシレータ１３へ
供給された低デユーティサイクルパルスがある間、オシ
レータ１３はドライバ１４へ超音波周波数振幅を供給す
る。オシレータ１３は３ボルトピーク対ピーク値の高周
波振幅を供給する。ドライバ１４はトランスデユーサ１
５の対向する電極７２及び７３においてこの３ボルトピ
ーク対ピーク値変化を６ボルトビーク対ピーク値変化に
変換する。

ドライバ１４はインバータ３５を有しており、インバー
タ３５はインバータ３３の出力端子に接続された入力端
子を有している。インバータ３５はインバータ３６の入
力端子に接続された出力端子を有している。インバータ
３５及び３６の出力端子はトランスデユーサ１５の対向
する電極７２及び７３に接続されている。トランスデユ
ーサ１５の対向する電極７２及び７３はインバータ３５
及び３６の対向する極性の出力端子に亘って接続されて
いるので、６ボルトピーク対ピーク値、４０ＫＨｚ電圧
は２％デユーティサイクルで電極間に亘って展開される
。　　　　″ トランスデユーサ１５の２％デユーティサイクルの励起
はトランスデユーサの７％デユーティサイクル圧縮波の
発生をもたらす。なぜならば、（１）オシレータ１２か
らのパルスは順に、はとんど同時に圧縮波をトランスデ
ユーサから発生せしめられるオシレータ１３からの４０
ＫＨｚ波をすぐに発生させるからであり、（２）トラン
スデユーサ１５はオシレータ１２からのパルスの間、オ
シレータ１３の出力の圧縮波の繰返しを生ぜしめるから
であり、（３）圧縮波は、オシレータ１３がオシレータ
１２からのパルスによって切替った後の実質的期間の間
、トランスデユーサがら発生せしめられるからである。

トランスデユーサ１５はオシレータ１３からの４０ＫＨ
ｚ電気波によって駆動されなくなった後に４０ＫＨｚ波
を発生し続ける。なぜなら、（１）トランスデユーサは
前述の８Ｊａｎｃｏ等の出願に開示されたように、高Ｑ
共振空洞に設けられた高Ｑ索子であるからであり、（２
）トランスデユーサ及び空洞はオシレータ１３及びドラ
イバ１４によってトランスデユーサに印加された駆動周
波数と同一の共振周波数を有しているからである。

上記したように、コンデンサ６゛１の放電サイクル中に
おいて、比較的長時間一定な指数関数型減衰電圧はイン
バータ３１の入力端子に印加される。

インバータ３１の入力に印加される指数関数型減衰電圧
は長時間の一定性を有しているので、インバータ３１中
のトランジスタは比較的長い間、端子４３及び４４にお
ける電圧間の遷移状態に維持する傾向を有している。こ
れらによって、実質的通過電流はオシレータ１３の各サ
イクルの比較的長時間においてインバータ３１中のトラ
ンジスタ中を流れる傾向を有している。インバータ３１
のトランジスタ中を流れる電流の実質的長期間はリチウ
ム電池２１の寿命を減少させる傾向にある。

本発明によれば、オシレータ１３のトランジスタに供給
された通過電流の量は、比較的長期間一定である指数関
数型減衰電圧がインバータ３１の入力端子に印加される
間において、実質的に減衰する。

この目的のために、抵抗器７４は端子２２及び４３間は
直列に接続され、一方、長期間一定指数波形がインバー
タ３１の入力端子に印加される。

比較的短期間のパルスは、インバータ３１の出力端子に
おいて発せられている間において、抵抗器７４は有効に
短絡され、電池２１の全電圧を端子２２及び２３間、端
子４３及び接地間に印加して、こうして、インバータ３
１〜３６中のＣＭＯＳトランジスタのソースドレイン経
路に亘って印加するのである。

抵抗器７４は端子２２及び４３間の回路において選択的
に接続されており、ＰＮＰバイポーラトランジスタ７５
のエミッターコレクタ経路によって短絡されており、ト
ランジスタ７５は抵抗器７７によってＮＰＮ共通エミッ
タバイポーラトランジスタ７６のコレクタに直流結合さ
れたベースを有している。トランジスタ７６のベースは
抵抗器７８を介してインバータ３１の出力端子に接続さ
れている。高低インピーダンス状態へ活性化されたトラ
ンジスタ７５のエミッターコレクタ経路に応じて発生す
る遷移振幅を抑制するために、抵抗器７４は平滑コンデ
ンサ７９によって分岐されている。

インバータ３１の出力における比較的短期間の正パルス
に応じてトランジスタ７５及び７６のエミッターコレク
タ経路は低インピーダンス状態へ活性化され、抵抗器７
４及びコンデンサ７９を短絡し、端子２２における電圧
はインバータ３１〜３６の電力供給端子４３へ直接接続
される。インバータ３１の出力端子における電圧が比較
的低い電圧状態にある間、トランジスタ７５及び７６は
逆方向にバイアスされ、端子２２におけるｉ電圧は抵抗
器７４を介して電力供給端子４３に結合される。抵抗器
７４の値は比較的大きく例えば２００キロオームである
ので、インバータ３１の入力端子における電圧の長期一
定指数減衰に応じた遷移中に、インバータ３１中に流れ
る通過電流を実質的に減衰させる。さらに、端子４３に
おける減少した電圧は、ある範囲までこの時点における
ＣＭＯＳインバータ３２〜３５を介して漏れ電流を減少
させる。全電圧及び電流が端子４３へ端子２２によって
供給されているので、コンデンサ６１が充電されている
間、すなわちインバータ３１の出力端子において短期間
パルスが発生している間、最大電力は電池２１によって
超音波圧縮波周波数にてトランスデユーサ１５に供給さ
れる。

抵抗器７４を含む電流制限回路及びオシレータ１２の動
作の理解を助けるために第４図を参照しつつ説明する。

第４図においては０Ｎ−ＯＦＦ間隔が１ニアすなわちデ
ユーティサイクルが約１４％の矩形波が示されている。

インバー・夕３１の出ツノ端子における各サイクルの間
隔の約１４％を形成するために、供給電圧端子２２の付
近の正電圧（波形部分８１）はダイオード７１のカソー
ドとトランジスタ７６のベースとに並列に結合されてい
る。波形部分８１の間においては、オシレータ１３は活
性化されており、抵抗器７４はトランジスタ７５のエミ
ッターコレクタ経路によって短絡されている。第４Ａ図
の残る約８６％の間（波形部分８２）においては、イン
バータ３１の出力端子の電圧は実質的に接地電位となる
。波形部分８２の間では、オシレータ１３は不活性化で
あり、トランジスタ７５のエミッターコレクタ経路は開
放されており、抵抗器７４は端子２２及び端子４３間で
直列であり、端子４３における電圧を減少させる。

波形部分８１の間ではコンデンサ６１は抵抗器６４及び
６５を介して充電され、指数関数型波形部分８３（第４
Ｂ図）は入端子３１に印加される。

コンデンサ６１が抵抗器６５の比較的大きいインピーダ
ンスを介して放電される間では、指数関数型波形部分８
４（第４Ｂ図）は波形部分８１の入力端子へ結合される
。実質的通過電流は時点Ｔ１近傍におけるインバータ３
１中のＰ及びＮチャンネルトランジスタを通って流れ、
負方向へ進む遷移８５が起る時点Ｔ２まで持続する。時
点Ｔ１及び１２間の期間は長期間一定な波形部分８４の
長さの約１／３が適当である。このように、通過電流は
インバータ３１を通ってオシレータ１２の各動作サイク
ルの実質部分へ向けて流れる傾向にある。しかしながら
、抵抗器７４が端子２２及び４３の間に接続されている
ので、波形部分８４が発せられている間、時点Ｔ２及び
１２間の通過電流の量は急に減衰され、電池２１の寿命
に特に悪影響を及ぼすことはない。

波形部分８３の間においては、コンデンサ６１は充電さ
れている間、正方向へ進む遷移８６が発生した時インバ
ータ３１中の通過電流は時点Ｔ３から時点Ｔ４へ流れる
。時点Ｔ３においては、インバータ３１の入力端子にお
ける電圧が時点Ｔ２におけるインピーダンスの入力電圧
と等しくなる。

一方、遷移８６が起こるのは、インバータ３１の入力に
おける電圧が時点Ｔ１におけるインバータの入力におけ
る電圧に等しくなる時である。時点Ｔ３及び１４間の間
隔の期間は波形部分８３の期間の約１／３である。波形
部分８３は波形部分８４よりかなり短いので電池２１に
よってオシレータ１３へ供給されるエネルギー量は比較
的少ない。

このことは全電流及び電圧を電池２１によって端子４３
へ印加させることを可能にする一方、トランスデユーサ
は電池２１の寿命に悪影響を過度に及ぼすことなく超音
波周波数において駆動される。

本発明の詳細な説明してきたが、かかる実施例の細部に
おいては変更が可能であることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による電気のみ駆除装置を付けた犬の図
である。第２図は第１図に示した電気のみ駆除装置に収
納された電子装置の回路図である。ｍ３図は第２図に示された装置に収納されたインバータ
の各々の回路図である。第４図は第２図に示された回路
の動作を説明するための連続波形図である。主要部分の符号の説明１・・・・・・犬　　　　　　　２・・・・・・首輪３
・・・・・・ケース　　　　１１・・・・・・表示回路
１２・・・・・・低デユーティサイクルオシレータ回路
１３・・・・・・弛緩オシレータ回路１４・・・・・・ドライバ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）低エネルギー電池からパルス化波形を負荷周期的
に供給する装置であって、電気パルスを発生する弛緩オ
シレータを有し、前記弛緩オシレータは抵抗及びコンデ
ンサ手段を有するフィードバック回路中に接続された一
対のインバータを有しており、指数関数型充電及び放電
電圧波形が前記インバータの一方の入力に印加されるよ
うになっており、前記一方のインバータは前記電池の端
子に直列に接続されたソースドレイン経路を有する一対
のＣＭＯＳトランジスタを有しており、前記トランジス
タは前記指数関数型波形に応答するゲート電極を有しか
つ電池電圧の最大及び最小値間の所定範囲にある指数関
数型電圧波形に応じて両ランジスタが同時に順方向にバ
イアスされるようになっており、両ソースドレイン経路
を通って実質的に流れる電流のために前記所定範囲を通
る指数関数型波形に応じて発生する前記一方のインバー
タの出力中に急峻な遷移が起こる傾向にあり、さらに、
前記一方のインバータの出力に応答する手段であってソ
ースドレイン経路及びその時点における電力供給端子に
直列に電流制限をインピーダンスに接続する手段を有し
ており、実質的電流は前記急峻な遷移の発生に実質的影
響を及ぼすことなく実質的な電流量を実質的に減衰させ
るように流れる傾向を有しており、前記急峻な遷移はパ
ルス化波形において実質的に繰り返すことを特徴とする
装置。
（２）前記抵抗及びコンデンサ手段は前記一方のインバ
ータの入力端子と他方のインバータの出力端子との間を
接続するコンデンサ及び安定化抵抗列を有しており、前
記安定化抵抗及びコンデンサは一方及び他方のインバー
タの入出力端子に各々接続されており、他の抵抗はコン
デンサと安定化抵抗との間に接続された第１端子を有し
、かつ前記他方のインバータの出力端子と前記他方のイ
ンバータの入力端子との間に接続された第２端子を有し
ていることを特徴とする請求項１記載の記載の装置。
（３）所定デューティサイクル及び所定周波数を有する
パルスを発生する弛緩オシレータと、前記パルスに応し
て超音波周波数範囲において電気的振幅を発生させるゲ
ートオシレータと、前記電気的振幅、デューティサイク
ル、パルス周波数及び超音波周波数に応じて接続された
電気的圧縮波トランスデューサとからなり、前記トラン
スデューサの近傍においてのみに投射する該トランスデ
ューサから発せられる超音波周波数における圧縮波パル
ス包絡線がのみを駆除し、前記弛緩オシレータ及びゲー
トオシレータに電力を供給する電池をも有して前記弛緩
オシレータ及びゲートオシレータ中の能動素子は遷移状
態になったときのみ電池から実質的に電流を引き、さら
に、前記弛緩オシレータ中の遷移が発生して遷移中の能
動素子によって引かれた電流の量を実質的に減衰させる
間、前記弛緩オシレータにより発せられたパルスに応じ
て電流制限インピーダンスを電池の電極及び能動素子に
直列に接続する手段を有していることを特徴とするのみ
駆除装置。
（４）電池によって電力を供給されかつ超音波電気振幅
を前記トランスデューサに結合させるドライバを有して
いることを特徴とする請求項３記載ののみ駆除装置。
（５）前記ドライバは遷移状態にある時のみ電池から実
質的電流を引き出す能動素子を有していることを特徴と
する請求項４記載ののみ駆除装置。
（６）前記弛緩オシレータ、ゲートオシレータ及びドラ
イバの各々は一対のインバータを有しており、インバー
タの各々は電池の端子に直列に接続したソースドレイン
経路を有するＣＭＯＳトランジスタの一対を有しており
、該トランジスタはインバータの入力端子における電圧
に応じたゲート電極を有しておりかつ電池電圧の最大及
び最小値間の所定範囲におけるインバータ入力電圧に応
じて両トランジスタが同時に順方向にバイアスされるよ
うになっており、両ソースドレイン経路を通って実質的
に流れる電流のために前記所定範囲を通るインバータ入
力端子における電圧に応じて発生する前記一方のインバ
ータの出力中に急峻な遷移が起る傾向にあることを特徴
とする請求項４記載ののみ駆除装置。
（７）前記オシレータの各々はそのインバータとフィー
ドバック回路中にて接続した抵抗及びコンデンサ手段を
有することを特徴とする請求項６記載ののみ駆除装置。
（８）前記抵抗及びコンデンサ手段は前記一方のインバ
ータの入力端子と他方のインバータの出力端子との間を
接続するコンデンサ及び安定化抵抗列を有しており、前
記安定化抵抗及び前記コンデンサは前記一方のインバー
タの入力端子及び前記他方のインバータの出力端子に各
々接続されており、他の抵抗は前記コンデンサと前記安
定化抵抗との間に接続された第１端子を有し、かつ前記
一方のインバータの出力端子と前記他方のインバータの
入力端子との間に接続された第２端子を有していること
を特徴とする請求項７記載ののみ駆除装置。
（９）前記ドライバは、第１インバータの出力端子が第
２インバータの入力端子に接続されかつ前記トランスデ
ューサの一方の電極に接続され、第２インバータの出力
端子が前記トランスデューサの他の電極に接続されるよ
うに、第１及び第２インバータを有していることを特徴
とする請求項４記載ののみ駆除装置。
（１０）前記弛緩オシレータは抵抗及びコンデンサ手段
を有するフィードバック回路中に接続された一対のイン
バータを有しており、指数関数型充電及び放電電圧波形
が前記インバータの一方の入力に印加されるようになっ
ており、前記一方のインバータは前記電池の端子に直列
に接続されたソースドレイン経路を有する一対のＣＭＯ
Ｓトランジスタを有しており、前記トランジスタは前記
機指数関数型波形に応答するゲート電極を有しかつ電池
電圧の最大及び最小値間の所定範囲にある指数関数型電
圧波形に応じて両トランジスタが同時に順方向にバイア
スされるようになっており、両ソースドレイン経路を通
って実質的に流れる電流のために前記所定範囲を通る指
数関数型波形に応じて発生する前記一方のインバータの
出力中に急峻な遷移が起こる傾向にあることを特徴とす
る請求項３記載ののみ駆除装置。
（１１）前記抵抗及びコンデンサ手段は前記一方のイン
バータの入力端子と他方のインバータの出力端子との間
を接続するコンデンサ及び安定化抵抗列を有しており、
前記安定化抵抗及び前記コンデンサは前記一方のインバ
ータの入力端子及び前記他方のインバータの出力端子に
各々接続されており、他の抵抗は前記コンデンサと前記
安定化抵抗との間に接続された第１端子を有し、かつ前
記一方のインバータの出力端子と前記他方のインバータ
の入力端子との間に接続された第２端子を有しているこ
とを特徴とする請求項１０記載ののみ駆除装置。
（１２）各々が高周波数振幅を有する周期パルスを発生
する装置であって、低エネルギー電池と、該電池により
電力を供給されかつ周期パルスを発生する低周波数弛緩
オシレータとを有し、前記周波パルスは５０％より実質
的に小さいデューティサイクルを有しており、該周期パ
ルスに応じて電池によって電力を供給されかつ前記パル
スが発生したときのみ高周波振幅を発生するゲートオシ
レータをも有し、前記弛緩及びゲートオシレータは高状
態及び低固定状態間の遷移の間に電池からの電流に対す
る低インピーダンスを有しかつ高低固定状態においては
電池からの電流に対して高インピーダンスを有する能動
素子を有しており、前記弛緩及びゲートオシレータは、
低周波数オシレータの固定状態間の遷移が比較的長く、
かつ高周波数オシレータの固定状態間の遷移は比較的短
くなるように配置されており、さらにまた、前記弛緩オ
シレータの波形に応答しかつ前記弛緩オシレータの前記
能動素子における比較的長い遷移が発生している間、電
池と弛緩オシレータの能動素子との間の電流制限インピ
ーダンスを接続し、かつ高周波オシレータがパルスによ
って阻止されている間、電池電圧を能動素子に印加する
手段を有していることを特徴とする装置。
（１３）前記弛緩オシレータは、低周波数オシレータが
前記固定状態の一方から前記固定状態の他方へ向かう第
１極性方向において変化する間、比較的長い遷移が発生
し、低周波数オシレータが前記固定状態の他方から前記
固定状態の一方へ向かう第２極性方向において変化する
間、前記弛緩オシレータの短い遷移が発生するように配
置されていること、及び前記接続手段は前記第１極性方
向の遷移から生じた波形に応じて前記弛緩オシレータの
能動素子間に直列に電流制限インピーダンスを接続する
手段を有していること、及び前記接続手段は前記第２極
性方向遷移には応答せず、前記電流制限手段が有効に能
動素子から分離し、能動素子は前記第２極性遷移が発生
されている間、電池に亘って接続されていることを特徴
とする請求項１２記載の装置。
（１４）前記電流制限インピーダンスを接続する手段は
電池の電極とオシレータの電力供給端子との間に接続さ
れた抵抗を有しており、さらに自身の制御電極に結合さ
れた信号に応じる高低インピーダンスを有する制御経路
を有するトランジスタをも有し、前記制御電極は、該経
路がパルスの間でかつパルス間の低インピーダンスの間
、高インピーダンスを有し、前記抵抗は前記経路に付い
た分岐について接続されていることを特徴とする請求項
１２記載の装置。
（１５）前記弛緩オシレータは抵抗及びコンデンサ手段
を有するフィードバック回路中に接続された一対のイン
バータを有しており、指数関数型充電及び放電電圧波形
が前記インバータの一方の入力に印加されるようになっ
ており、前記一方のインバータは前記電池の端子に直列
に接続されたソースドレイン経路を有する一対のＣＭＯ
Ｓトランジスタを有しており、前記トランジスタは前記
指数関数型波形に応答するゲート電極を有しかつ電池電
圧の最大及び最小値間の所定範囲にある指数関数型電圧
波形に応じて両トランジスタが同時に順方向にバイアス
されるようになっており、両ソースドレイン経路を通っ
て実質的に流れる電流のために前記所定範囲を通る指数
関数型波形に応じて発生する前記一方のインバータの出
力中に急峻な遷移が起こる傾向にあることを特徴とする
請求項１２記載の装置。
（１６）前記抵抗及びコンデンサ手段は前記一方のイン
バータの入力端子と他方のインバータの出力端子との間
を接続するコンデンサ及び安定化抵抗列を有しており、
前記安定化抵抗及び前記コンデンサは前記一方のインバ
ータの入力端子及び前記他方のインバータの出力端子に
各々接続されており、他の抵抗は前記コンデンサと前記
安定化抵抗との間に接続された第１端子を有し、かつ前
記一方のインバータの出力端子と前記他方のインバータ
の入力端子との間に接続された第２端子を有しているこ
とを特徴とする請求項１５記載の装置。
（１７）前記オシレータの各々はそのインバータとフィ
ードバック回路中にて接続した抵抗及びコンデンサ手段
を有することを特徴とする請求項１２記載の装置。
（１８）前記オシレータの各々の前記抵抗及びコンデン
サ手段は前記一方のインバータの入力端子と他方のイン
バータの出力端子との間を接続するコンデンサ及び安定
化抵抗列を有しており、前記安定化抵抗及び前記コンデ
ンサは前記一方のインバータの入力端子及び前記他方の
インバータの出力端子に各々接続されており、他の抵抗
は前記コンデンサと前記安定化抵抗との間に接続された
第１端子を有し、かつ前記一方のインバータの出力端子
と前記他方のインバータの入力端子との間に接続された
第２端子を有していることを特徴とする請求項１７記載
の装置。