JPS63276338A

JPS63276338A - 音声ディジタル伝送装置

Info

Publication number: JPS63276338A
Application number: JP62110608A
Authority: JP
Inventors: Noboru Kawayanai; 川谷内　登
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1987-05-08
Filing date: 1987-05-08
Publication date: 1988-11-14

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は音声ディジタル伝送装置に関し、特に音声信号
を符号化してディジタル伝送するときに、符号化データ
に同期用ビットを付加することな（伝送を可能とする音
声ディジタル伝送装置に関する。

〔従来の技術〕

音声信号を符号化して伝送する方式としては、ＣＣＩＴ
Ｔレフトブックに記された勧告Ｇ、７２１の３２ｋｂｉ
ｔ／ｓ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ
　Ｐｕ１ｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍ。

ｄｕｌａｔｉｏｎ　（Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ）が知られてお
り、その他にも種々のバリエーションが存在し、音声伝
送に用いられている。

このようなＡＤＰＣＭ方式では、符号器側では音声信号
を１標本化周期ごとに適応予測器を用いて予測し、予測
誤差を量子化レベル数の少ない（例えばＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ、７２１では１６レベル）適応量子化器で量子化し、
符号化して伝送している。

このとき適応量子化器の量子化レベル数が１６レベルで
あれば、４ビツトの２進符号に符号化されて伝送される
。復号器側では、１標本化につき４ビツトずつ伝送され
てくる符号化データを受信し、復号化処理を行って、も
との音声信号に再生する。

音声信号を符号化して伝送する方式で従来標準的に使用
されているものに、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ、７１１に示され
ているＰＣＭ方式がある。このＰＣＭ方式は音声信号を
３ｋＨｚで標本化し、量子化レベル数２”＝２５６の量
子化器で量子化し、８ビツトに符号化して伝送するもの
であり、音声信号１個当たりの伝送ビット速度は８　Ｘ
　８　＝６４ｋｂ／ｓとなっている。

一方、ＡＤＰＣＭ方式では４ビツトに符号化するので、
ＰＣＭ方式の半分の３２ｋｂ八で伝送することができる
高能率な方式である。

このようなＰＣＭ方式やＡＤＰＣＭ方式などの音声信号
を１標本化ごとに符号化して伝送する方式では、符号化
データは固定ビア）長の符号語（ワード）単位に区切ら
れたものとなっている。

例えば量子化レベル数が１６レベルのＡ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ
方式では、１標本化当たりの符号化ビ、ノド数の４ビツ
トで１符号語が構成されて伝送される。従って復号器側
で受信した符号化データからもとの音声信号を再生する
ためには、符号語のビット長に同期した信号、すなわち
ワード同期信号を作成した上で、符号化データから符号
語を読み取り、復号化処理をしなければならない。

ワード同期信号を作る従来の方法としては、送信側にお
いてワード同期信号作成のための同期ビットを符号化デ
ータに付加し７て伝送する方法が広く用いられており、
音声伝送においても、ＰＣＭ方式による２４チヤンネル
多重化伝送方式であろＰＣＭ−２４方式など、種々の多
重化伝送方式で使用されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、このような同期ビットを付加する伝送方式では
、伝送速度の増大が生じる。例えば前記のＰＣＭ−２４
方式では、音声信号１チヤンネルはＰＣＭ方式により６
４ｋｂ／ｓの符号化データとなり、２４チャンネル多重
化されて合計１５３６ｋｂ／５（ＩＤデータとなるが、
このデータの１９２　　（＝８ビット×２４チャンネル
）ビットごとに同期ビットを１ビツト付加することによ
り、１５３６　Ｘ　（１９２＋　１　）÷１９２＝１５
４４ｋｂ／ｓの速度で伝送されている。この場合の伝送
速度の増大分は８　ｋｂ／ｓであり、割合では０．５％
程度でわずかなものとなっている。しかしながら、多重
化数の少ない小容量通信や、符号化ビット数の少ない高
能率符号化方式の場合、極めて大きな割合となり、符号
化データの伝送容量に大きな制約を与える。例えば前述
の３２ｋｂ／ｓＡ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ方式にて音声信号を１
チヤンネル伝送する場合、１符号語（４ビツト）当たり
１ビツトの同期ビットを付加して伝送しようとすれば２
５％増の４０ｋｂ／ｓの伝送速度が必要となり、経済性
から見ても損失が大きい。

同期ビットを付加した上で、伝送速度の増大のない方法
としては、符号化データを一定周期毎に同期ビットに置
換するビットスチール方式１．あるいは十分大きな一定
数量の符号語ごとに同期ビットを付加し、フレームを構
成して伝送する方式がある。しかしピントスチール方式
では符号化データが周期的に欠落するため、音声信号を
再生したとき雑音が増大してしまう。また、フレームを
構成して伝送する方式では、伝送速度の増大をなくすに
は標本化周波数を８ｋＨｚよりも少し低めにしなければ
ならない。例えば４ビツトで構成される符号語を１６個
ごとにまとめ、１ビツトの同期ビットを付加して１６Ｘ
　４　＋　１　＝６５ビットで１フレームを構成し、３
２ｋｂ／ｓの伝送速度で伝送しようとする場合、標本化
周波数ｆ、は ’　ｓ　＝　　　　　　　　Ｘ３２＝７．８７６９　［
ｋ　１（ｚ　）１６Ｘ　４　＋　１が必要となるつしかしこのような標本化周波数を用いた
場合、８ｋＨｚを標本化周波数としているＰＣＭ方式と
ＡＤＰＣＭ−ＰＣＭ相互変換にてディジタル接続するこ
とは、標本化周波数の差異のため非常に困難となる。ま
た、アナログ接続すれば雑音の増大が生じる。このこと
は、ディジタル通信網の拡大および柔軟な運用を図る上
でも好ましくない。

本発明の目的は、上述のような問題を解決し、符号化デ
ータに同期用ビットを付加することなく伝送を可能とす
る音声ディジタル伝送装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、音声信号を符号化してディジタル伝送する装
置において、送信側では、音声信号を帯域制限し帯域外成分を除去す
る手段と、帯域制限した音声信号を標本化周期ごとに符
号化する手段と、標本化周期の整数倍の周期でリセット
されて擬似ランダムパターンを発生する手段と、擬似ラ
ンダムパターンにて符号化データをスクランブルして送
出する手段とを有し、受信側では、標本化周期の整数倍（送信側と同数倍）の
周期でリセットされ、送信側と同一の擬似ランダムパタ
ーンを発生する手段と、受信データを擬似ランダムパタ
ーンでスクランブルする手段と、スクランブルした受信
データを標本化周期ごとに復号する手段と、復号信号に
含まれる送信側で除去した帯域の電力を検出する手段と
、検出された電力が基準値を超えたときに標本化位相お
よび擬似ランダムパターンの位相を符号化データの１ビ
ット時間分遅延させる手段とを有することを特徴として
いる。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図は本発明の一実施例のブロック図である。

送信側は、音声信号を帯域制限し、帯域外成分を除去す
るバンドパス・フィルタ２と、帯域制限した音声信号を
標本化周期ごとに符号化する符号器３と、標本化周期の
整数倍の周期でリセットされて擬似ランダムパターンを
発生する擬似ランダムパターン発生器（ＰＮパターン発
生器）５と、符号化データをこの擬似ランダムパターン
でスクランブルして送出する排他的論理和回路で構成さ
れるスクランブル回路４と、擬似ランダムパターン発生
器５に送信リセットパルスを発生するカウンタ６と、符
号器３およびカウンタ６に標本化クロックを発生するカ
ウンタ７とを有している。

受信側は、標本化周期の整数倍（送信側と同数倍）の周
期でリセットされて送信側と同一の擬似ランダムパター
ンを発生する擬似ランダムパターン発生器（ＰＮパター
ン発生器）５１と、受信データをこの擬似ランダムパタ
ーンでスクランブルする、排他的論理和回路で構成され
るスクランブル回路４１と、スクランブルした受信デー
タを標本化周期ごとに復号する復号器１０と、復号信号
に含まれる、送信側で除去した周波数帯域の電力を検出
する検出回路１３と、検出された電力が基準値を超えた
ときリセットパルスを発生するリセット信号発生回路１
４と、受信クロックとリセットパルスの論理積を出力す
るゲート回路１５と、標本化パルスを発生するカウンタ
７１と、受信リセットパルスを発生するカウンタ６１と
、復号信号中の音声帯域周波数成分を通過させて音声信
号を再生する低域フィルタ１１とから構成されている。

以上のような構成の音声ディジタル伝送装置の送信側の
構成をさらに詳細に説明する。第２図は、送信側のタイ
ミング図である。

音声入力端子１に与えられた音声信号はバンドパス・フ
ィルタ２によって３００Ｈｚから３４００Ｈｚまでの音
声周波数帯域に制限され符号器３に加えられる。符号器
３は帯域制限された音声信号ＡＩＮを標本化クロックＳ
Ｃによって標本化し、符号化した後、送信クロック入力
端子８からの送信クロックＳＴのタイミングに従って、
符号化データＳＤをスクランブル回路４に送る。カウン
タ７は符号化データＳＤを構成する符号語長と同じ周期
を有し、送信クロックＳＴをカウントして標本化パルス
ＳＣを発生する。カウンタ６は標本化周期の整数倍の周
期を有し、標本化クロックＳＣをカウントして送信リセ
ットパルスＳＲを発生する。

擬似ランダムパターン発生器５は送信クロックＳＴのタ
イミングに従って擬似ランダムパターン列ＳＰを発生し
、スクランブル回路４に送っている。

擬似ランダムパターン発生器５は送信リセットパルスＳ
Ｒが入力するごとに、擬似ランダムパターン列ＳＰを初
期値に戻す。スクランブル回路４は符号化データＳＤを
擬似ランダムパターン列ＳＰでスクランブルし、送出す
る。

第２図のタイミング図では標本化パルスＳＣの繰り返し
周波数は８ｋＨｚ、１標本化当たりの符号化データＳＤ
のビット数（符号語長）は４ビツトで、送信クロックＳ
Ｔの周波数は３２ｋＨｚとなっている。

擬似ランダムパターン発生器５の回路構成例を第３図に
示す。この擬似ランダムパターン発生器は、微分回路３
１と、第１〜第６のレジスタ３２〜３７と、排他的論理
和回路３８とで構成されている。レジスタ段数は６段で
、パターンの周期は６３ビツトとなっている。各レジス
タは、送信リセットパルスＳＲが印加されるごとに第ル
ジスタ３２．第２レジスタ３３．第３レジスタ３４は“
１”に、第４レジスタ３５．第５レジスタ３６．第６レ
ジスタ３７は“０゛に初期設定される。

カウンタ７は送信クロックＳＴを４回（符号語長）カウ
ントするごとに標本化パルスＳＣを発生し、カウンタ６
は標本化パルスＳＣが１６回印加されるごとに送信リセ
ットパルスＳＲを発生する。

次に、受信側の構成をさらに詳細に説明する。

第４図は、受信側のタイミング図である。

伝送路を介して受信した符号化データを受信側のスクラ
ンブル回路４１にて再スクランブルしてから、受信デー
タＲＤを復号器１０にて復号化する。

受信側の擬似ランダムパターン発生器５１は、送信側と
同一の第３図の構成となっており、受信側のカウンタ６
１の発生する受信リセットパルスＲＲにて周期的に初期
設定されながら擬似ランダムパターン列ＲＰを発生して
スクランブル回路４１に与える。受信側のカウンタ６１
は、送信側のカウンタ６と同一構成のものであり、標本
化パルスＲＣが１６回印加されるごとに受信リセットパ
ルスＲＲを発生する。受信側のカウンタ７１も送信側の
カウンタ７と同一構成のものであり、ゲート回路１５の
出力するクロックＲＧを４回カウントするごとに標本化
パルスＲＣを発生する。ゲート回路１５は受信クロック
入力端子９からの受信クロックＲＴとリセットパルスＲ
３の論理積を出力するものであり、リセットパルスＲ３
の論理値が“１”のときは受信クロックＲＴをカウンタ
７１に与え、′０”のときは禁止する働きをする。

復号器１０は、スクランブル回路４１にて再スクランブ
ルして得た受信データＲＤを、標本化パルスＲＣが印加
されるごとに１符号語分ずつ取り込んだデータを復号化
し、低域フィルタ１１および検出回路１３に復号信号Ａ
ＯＵＴを送る。

低域フィルタ１１は復号信号ＡＯＵＴ中の３４００Ｈｚ
以下の成分、すなわち音声帯域周波数成分を通過させて
音声信号を再生し、音声出力端子１２に出力する。

検出回路１３は復号信号ＡＯＵＴに含まれる音声周波数
帯域外の成分について、その電力を計算し、基準値と比
較して、比較結果を比較信号ＣＭＰとしてリセット信号
発生回路１４に送る。

第５図は検出回路１３の回路構成を示しており、低域フ
ィルタ１３１　と、高域フィルタ１３２　と、２個の２
東回路１３３と、２個の平滑フィルタ１３４と、比較器
１３５とから構成される。

この検出回路１３では、低域フィルタ１３１と高域フィ
ルタ１３２により、復号信号ＡＯＵＴに含まれる音声周
波数帯域外成分を抽出し、各々の電力を求めている。各
成分の振幅値は２東回路１３３によって電力値に交換さ
れ、平滑フィルタ１３４によってその平均値が得られる
。比較器１３５は各平均電力値と基準値とを比較し、少
なくとも低域の帯域外成分または高域の帯域外成分のい
ずれか一方の電力が基準値以下のときは比較信号ＣＭＰ
の出力レベルを“０”にし、いずれも同時に基準値を超
えたときには“１′にして送出する。

リセット信号発生回路１４は、レジスタ１４１．１４２
と、論理積回路１４３と、単安定マルチバイブレータ（
ＭＭ）１４４と、インバータ１４５とから構成されてい
る。このリセット信号発生回路１４によれば、比較信号
ＣＭＰが“０”すなわち「音声周波数帯域外に電力なし
」から、“１”すなわち「音声周波数帯域外に電力あり
」に変化したとき、受信クロックＲＴの１周期時間幅の
負極性のリセットパルスＲ３を発生し、ゲート回路１５
の一方の入力に与える。リセットパルスＲ３は、また、
復号器１０に入力されており、復号器１０はリセットパ
ルスＲ８が印加されたとき、その内部状態を初期状態に
リセットされ、リセットパルスＲ３が復旧すると復号動
作を再開する。

リセット信号発生回路１４は、更に、リセットパルスＲ
３の発生と同時に、単安定マルチバイブレータＭＭを用
いて、持続時間を長くしたリセットパルスＲ３Ｌを発生
し、検出回路１３に与える。

以上のような構成の音声ディジタル伝送装置では、送信
側でバンドパス・フィルタ２によって３００Ｈｚから３
４００Ｈｚまでに帯域制限した音声信号を符号化して伝
送しているので、受信側で正常に復号が行われていると
きは、復号信号ＡＯＵＴ中には３００Ｈｚ以下および３
４００Ｈｚ以上の信号成分は含まれない。

第６図（ａ）はバンドパス・フィルタ２の減衰特性例を
示したものであり、通過域は３００Ｈｚから３４００Ｈ
ｚ　、阻止域は１００Ｈｚ以下および３６００Ｈｚ以上
となっている。これに対し受信側の検出回路１３内の低
域フィルタ１３１の減衰特性例は第６図（ｂ）に示され
ており、通過域は１００Ｈｚ以下、阻止域は３００Ｈｚ
以上となっている。また、検出回路１３内の高域フィル
タ１３２の減衰特性例は第６図（ｃ）に示されており、
通過域は３６００Ｈｚ以上、阻止域は３４００Ｈｚ以下
となっている。従って、正しく復号が行われていれば、
低域フィルタ１３１および高域フィルタ１３２の出力は
ほぼ零であり、検出回路１３から出力する比較信号ＣＭ
Ｐは“０”となり、復号動作はそのまま続けられる。

さて、このような本発明の一実施例においては、符号化
データに対する送信側のスクランブルと受信側の再スク
ランブルの位相が一致していないと受信データＲＤは符
号化データＳＤに等しくならない。符号化データＳＤを
スクランブルおよび再スクランブルする擬似ランダムパ
ターンＳＰおよびＲＰは、第３図の構成の擬似ランダム
パターン発生器５および５１によってそれぞれ作られて
いる。

第３図の擬似ランダムパターン発生回路は、特性多項式
ｘ’＋ｘ＋ｌによって構成されており、２６−１−６３
ビット周期の擬似ランダムパターンを発生し、６３ビツ
ト中の“１”の個数は３２個、′０”の個数は３１個と
なっている。従って、スクランブルおよび再スクランブ
ルのための擬似ランダムパターンＳＰおよびＲＰの位相
が不一致の場合は、受信データＲＤにはほぼ１／２の割
合でランダム符号誤りが加わったものとなる。擬似ラン
ダムパターンＳＰの位相は擬似ランダムパターン発生器
５に加えられる送信リセットパルスＳＲの発生タイミン
グによって定まっており、一方再スクランプルのための
擬似ランダムパターンＲＰの位相は受信リセットパルス
ＲＲの発生タイミングによって定まっている。

第１図に示したように、これらの送信および受信リセッ
トパルスは標本化パルスＳＣおよびＲＣをカウンタ６お
よびカウンタ６１にて同じ回数計数するごとに発生する
ようになっているから、第２図に示したように標本化パ
ルス（ＳＣ）の位相に同期し、かつその整数倍（本例で
は１６倍）の周期で発生する。これは受信側においても
同様である。

今、送信側から送られたデータの符号語に対し、受信側
での標本化パルスＲＣの位相が一致していない場合は、
受信リセットパルスＲＲの発生タイミングは送信側とは
一致しないから、再スクランブルの位相はスクランブル
位相と一致せず、受信データＲＤはビット誤り率１／２
という大きなランダム誤りが生じる。従って、復号器１
０の復号信号ＡＯＵＴにはランダム雑音が出力され、復
号周波数帯域全体にわたって広く電カスベクトルが分布
する。すなわち送信側で符号化する際に帯域制限し除去
した３００Ｈｚ以下および３４００Ｈｚ以上の周波数成
分がこのとき生じる。検出回路１３はこれら帯域外成分
を検出し、比較信号ＣＭＰは“０”から“１”に変化す
る。リセット信号発生回路１４は、これを受けてリセッ
トパルスＲ３を受信クロックＲＴの１周期時間出力する
。

カウンタ７１に与えられている受信カウンタＲＧは、こ
のときゲート回路１５によって１クロック分停止するの
で、標本化パルスＲＣの位相はこれまでより受信データ
１ビツト分遅延したものとなり、従って再スクランブル
位相も１ビット分遅延する。

復号器１０はこのときリセットパルスＲ３を受けて内部
状態をリセットし過去の履歴を除去した上で、新しい標
本化位相によって受信データＲＤの復号を開始する。検
出回路１３はリセット信号発生回路１４よりリセットパ
ルスＲ３Ｌを受けて平滑フィルタ１３４の出力を零にク
リアし、復号器１０の復号信号ＡＯＵＴが十分立ち上が
った頃、リセットパルスＲ３Ｌが解除されて新しい位相
状態における検出動作を開始する。このとき、新しい位
相状態が送信側と一致していなければ再度上記一連の動
作を操り返し、更に１ビット分ずつ受信側の位相をシフ
トし、送信側のスクランブル位相に受信側の再スクラン
ブル位相が一致するまで続けられる。

両位相が一致したときには受信データＲＤにはビット誤
りは生じず、また、標本化クロックＲＣの位相は受信デ
ータＲＤの符号語の位相に一敗しているから、復号器１
０は正しくデータを復号して復号信号ＡＯＵＴを出力す
る。正しく復号された復号信号ＡＯＵＴには３００Ｈｚ
以下および３４００Ｈｚ以上の成分が現れないから、リ
セットパルスＲ３は発生せず、位相シフト動作は停止す
る。

なお、本発明においては、擬似ランダムパターン列の長
さを符号語長より十分長くすることにより送受のスクラ
ンブル位相が不一致のときに、符号化データＳＤによら
ず受信データＲＤのビット誤り率をほぼ１／２にできる
。このため、音声信号のレベル変動やスペクトラム分布
の変化、あるいは符号器３の符号化方式に拘わらす復号
信号ＡＯＵＴにランダムな雑音が出力されるから、位相
の一致／不一致状態を安定に検出することができる。

また、本発明においては音声入力信号および音声出力信
号として特にアナログ信号、ディジタル信号の区別は必
要とせず、いずれにても実施することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明では送信側および受信側に
おいて標本化クロ７りに同期し、かつ標本化クロック周
期の整数倍の周期で符号化データに対しスクランブルを
行い、送受のスクランブル位相が不一致のとき、受信側
の復号信号中に送信側で除去した音声帯域外周波数成分
が生じることを検出し、受信側の位相をシフトする動作
を行うので、常に送受のスクランブル位相および標本化
位相が同期する。このため、同期用ビットの挿入や符号
化データと同期用ビットとの置換が不要となり、伝送ビ
ット速度の増大あるいは符号化雑音の増大のない音声の
ディジタル伝送が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の音声ディジタル伝送装置の一実施例の
ブロック図、第２図は第１図の送信側のタイミング図、第３図は擬似
ランダムパターン発生器の構成図、第４図は第１図の受
信側のタイミング図、第５図は検出回路の構成図、第６図は各フィルタの減衰特性図である。 ′　１・・・・・音声入力端子２・・・・・バンドパス・フィルタ３・・・・・符号器４．４１・・・スクランブル回路５．５１・・・擬似ランダムパターン発生器６、６１．
　７．７１・・・カウンタ８・・・・・送信クロック入力端子９・・・・・受信クロック入力端子１０・・・・・復号器１１・・・・・低域フィルタ１２・・・・・音声出力端子１３・・・・・検出回路１４・・・・・リセット信号発生回路１５・・・・・ゲート回路１３１　　・・・・低域フィルタ１３２　　・・・・高域フィルタ１３３　・・・・２乗回路１３４　　・・・・平滑フィルタ１３５　　・・・・比較器

Claims

【特許請求の範囲】

（１）音声信号を符号化してディジタル伝送する装置に
おいて、送信側では、音声信号を帯域制限し帯域外成分を除去す
る手段と、帯域制限した音声信号を標本化周期ごとに符
号化する手段と、標本化周期の整数倍の周期でリセット
されて擬似ランダムパターンを発生する手段と、擬似ラ
ンダムパターンにて符号化データをスクランブルして送
出する手段とを有し、受信側では、標本化周期の整数倍（送信側と同数倍）の
周期でリセットされ、送信側と同一の擬似ランダムパタ
ーンを発生する手段と、受信データを擬似ランダムパタ
ーンでスクランブルする手段と、スクランブルした受信
データを標本化周期ごとに復号する手段と、復号信号に
含まれる送信側で除去した帯域の電力を検出する手段と
、検出された電力が基準値を超えたときに標本化位相お
よび擬似ランダムパターンの位相を符号化データの１ビ
ット時間分遅延させる手段とを有することを特徴とする
音声ディジタル伝送装置。