JPS63262906A

JPS63262906A - Ｓｓｂ変調器

Info

Publication number: JPS63262906A
Application number: JP62098367A
Authority: JP
Inventors: Kazutada Azuma; 一忠東; Masamori Tokuda; 正盛徳田; Hiroshi Nakano; 洋中野; Tomozo Ota; 智三太田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1987-04-20
Filing date: 1987-04-20
Publication date: 1988-10-31
Also published as: DE3855408D1; US4890076A; EP0288035A3; JPH0529161B2; KR880013310A; KR900008158B1; EP0288035B1; EP0288035A2; DE3855408T2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】く技術分野〉この発明は、マイクロ波帯のＳＳＢ変調器に関する。

〈従来の技術〉近年、移動体識別システムの実用化に伴い、種々の移動
体識別方式が提案されている。このシステムは、車輌や
貨物などの移動物体が、ある監視領域に“存在するか否
か”あるいは存在する場合はそれが“何物であるか゛を
識別するシステムである。

そのしくみは、上記移動物体に取付けられた応答器に、
質問器から無変調のマイクロ波（周波数は２．４５ＧＨ
ｚなど）が放射されると、応答器は受信したマイクロ波
を内部に記憶している情報で変調して質問器に再放射す
る。質問器は変調されたマイクロ波を受信して復調し、
得られた情報、から移動物体の存在や種類等の識別を行
なうものである。このように、この識別システムにおい
て質問器が送受信する電波の周波数は同一であるため、
応答器の変調方式はＳＳＢ変調を、また質問器の検波方
式にはホモダイン検波方式を用いると回路構成が簡単に
なる。

従来、ＳＳＢ変調を行う方法として、第５図および第６
図に示す方法がある。第６図に示す方法は、選択性フィ
ルタ法と呼ばれる方法であり、搬送波と変調波を平衡変
調器１１で乗算し、得られた変調器の出力より必要な側
波帯のみを側波帯フィルタ１２で抜き出す方法である。

図中の側波帯フィルタ１２としては低域遮断フィルタあ
るいは高域遮断フィルタなどが用いられ、非常に鋭い遮
断特性が要求される。一方、第７図に示す方法は位相推
移法と呼ばれる方法であり、変調波と搬送波をそれぞれ
２分配し、２分配したうちの一方の変調波と搬送波はそ
のまま平衡変調器１５で掛は合わせ、他方は位相器１６
．１７によってそれぞれ９０度の位相遅延を行ったあと
平衡変調器１８で掛は合わせ、得られた両平衡変調器１
５．１８の出力信号を加算器１９で足し合わせることに
よってＳＳＢ信号を得る方法である。

〈発明が解決しようとする問題点〉しかしながら、上記従来の選択性フィルタ法によるＳＳ
Ｂ変調器は、得られた変調波から必要な側波帯のみを側
波帯フィルタ１２て抜き出すようにしているので、マイ
クロ波帯で用いられ、しかも搬送波周波数２．４５ＧＨ
ｚに対して側波帯周波数域がわずか２０に〜２００ＫＨ
ｚＬか離れていないような用途に適用するのは難しい。

すなわち、ＵＳＢ（上側々波帯）とＬＳＢ（下側々波帯
）が近いため、側波帯フィルタ１２の遮断特性を急峻に
する必要がある。しかし、マイクロ波帯のフィルタはプ
リント基板上に銅箔パターンとして形成されることが多
く、もともと基板自体のＱ（クォリティ・）・アクタ）
が１００程度しかないのでその実現が難しいという問題
がある。

また、上記従来の位相推移法によるＳＳＢ変調器は、変
調波のどの周波数成分に対しても位相器１７で９０度の
位相差を与える必要があるが、このような位相器は実現
困難であるため、有限な周波数帯域で近似して用いなけ
ればならず、しかも、回路が複雑であり、小型軽量を要
求される移動体識別システムの変調器には採用しがたい
という問題がある。

そこで、この発明の目的は、特に側波帯フィルタを必要
とせず、簡単な回路構成により安価で小型軽量のＳＳＢ
変調器を提供することである。

〈問題点を解決するための手段〉上記目的を達成するため、この発明のＳＳＢ変調器は、
駆動電圧を発生する駆動電圧発生手段と、障壁容量が印
加電圧に依存して変化するダイオードと、上記駆動電圧
発生手段によって発生された駆動電圧を、上記ダイオー
ドに印加するバイアス供給回路と、一方の端子対に接続
された負荷インピーダンスと、他方の端子対から見たイ
ンピーダンスの間に双一次変換の性質を有する二端子対
網からなるインピーダンス変換回路と、上記インピーダ
ンス変換回路を介して上記ダイオードに接続される入出
力端子を備え、上記入出力端子より入力された高周波電
力を変調して、再び上記入出力端子より出力することを
特徴としている。

〈作用〉駆動電圧発生手段によって発生された駆動電圧が、バイ
アス供給回路を介してダイオードに印加されると、上記
ダイオードの障壁容量は上記印加電圧の変化によって変
化され、その結果、ダイオードのインピーダンスは印加
電圧に応じて変化する。一方、入出力端子より高周波電
力が入射されると、インピーダンスの不整合による反射
波が発生する。その際に高周波電源の出力インピーダン
スを所定の値に選ぶことにより、上記反射波は、大きさ
、偏角が共に一定のベクトルに比例する搬送波と、上記
ダイオードのインピーダンス変化に基づいて複素平面上
で円を描いて回転する大きさが一定のベクトルに比例す
る側帯波とからなる単一側帯波と見なすことができる。

したがって、駆動電圧を変化させてダイオードのインピ
ーダンスを変化させることにより、インピーダンスの不
整合によって生ずる反射波の振幅と位相を変化させて、
ＳＳＢ変調を行うことができる。

〈実施例〉以下、この発明を図示の実施例により詳細に説明する。

第１図にこの発明のＳＳＢ変調器のブロック図を示す。

第１図において、Ｉは入出力端子、２はインピーダンス
変換回路、３はダイオード、４はバイアス供給回路、５
は駆動電圧発振器である。

第２図はこの発明の第１の実施例の回路図と上記回路図
における駆動電圧の波形を示した図である。以下、第２
図（ａ）に基づいて本実施例の動作を説明する。図中、
第１図のブロックに対応する回路には同一番号を付けて
いる。

駆動電圧発振器５は周期的に単調減少する電圧を発生す
る発振器である。集積回路ＩＣ，は汎用タイマー１０で
構成され、抵抗Ｒ＋　、　ＲｔとコンデンサＣＩで決ま
る周波数の矩形波を発生する。第２図（ｂ）に上記集積
回路ｒｃ、の出力波形（０点の波形）を示す。この波形
は、抵抗Ｒｉ　、　Ｒｔの値によってその周期がＴ、＜
Ｔｔとなるように設定される。

トランジスタＱ、は第２図（ｂ）における期間Ｔ、で導
通してコンデンサＣ１を放電させ、続く期間Ｔ。

で非導通となりコンデンサＣ２は抵抗Ｒ４を通して充電
される。したがって、コンデンサＣ２の充電の時定数は
Ｒ４・Ｃ２であり、抵抗Ｒ４の両端即ち０点の電圧はｅ
ｘｐ　（ｔｌ　Ｒ４・Ｃ，）の傾斜で弔詞に減少する（
但し、ｔは時間を表わす変数）。バイアス供給回路４は
帯域阻止フィルタで構成され、上記駆動電圧発振器５で
発生した駆動電圧をダイオード３に印加し、かつ、入出
力端子ｌより入力されてダイオード３の両端に印加され
る高周波電力が、駆動電圧発振器５側に漏れていかない
ように阻止する。上記ダイオード３は印加した電圧に依
存して障壁容量が変化するもので、バラクタやショット
キバリアダイオード等で構成される。本実施例ではショ
ットキバリアダイオードを用いている。

インピーダンス変換回路２は本実施例においてストリッ
プラインを用いたインダクタンスＬｓとオープンスタブ
Ｃｐで構成されている。入出力端子ｌより入力された高
周波電力は、ＳＳＢ変調を施されて再びこの入出力端子
１より取り出される。

この変調を施されたＳＳＢ信号は、入出力端子Ｉにサー
キュレータを挿入することで入力信号と分離することが
できる。また、入出力端子１にアンテナを接続すれば、
高周波電力をアンテナで受信し、変調された変調波を再
びアンテナから放射することができる。

この発明の特徴は、上記ダイオード３に印加された駆動
電圧に応じてダイオード３のインピーダンスを変化させ
、インピーダンスの不整合によって生ずる反射波の振幅
と位相をコントロールすることによって変調を行うこと
にある。

以下、この変調動作について説明する。第３図はダイオ
ード３に印加する逆方向印加電圧を０ボルトから３ボル
トまで変えてダイオード３単体のインピーダンスを測定
し、スミスチャート上にプロットしたものである（但し
、測定周波数は２．４５ＧＨｚ）。この図かられかるよ
うに、ダイオード３のインピーダンスの抵抗成分はほぼ
一定であるかりアクタンス成分は印加電圧に応じて変化
する。

即ちダイオード３のインピーダンスはスミスチャート」
二では定抵抗円の円周上に沿って変化する。

第４図（ａ）はこのダイオード３のインピーダンス変化
の軌跡（軌跡１）を簡略化したスミスチャート上に示し
たしのである。また、第４図（ａ）における軌跡■は軌
跡Ｉをインピーダンス変換して得られる軌跡である。即
ち入出力端子１から見たインピーダンス変換回路２のイ
ンピーダンス軌跡である。上記軌跡■、軌跡■における
○印は印加電圧が０ボルト、・印は印加電圧が３ボルト
のときのインピーダンスをそれぞれ示している。また、
軌跡■上のＸ印は、０から３ボルトの間の任意の印加電
圧に対するインピーダンスを示しており、破線は軌跡■
上のＸ印のインピーダンスが、インピーダンス変換回路
２のインダクタンスＬｓとオープンスタブＣｐによって
軌跡■上のＸ印のインピーダンスへと変換される様子を
示している。

ところで、本実施例の回路は第４図（Ｃ）に示した等価
回路で表わすことができる。但し、ＺＬ、ＺＣおよびＺ
ＤはそれぞれインダクタンスＬｓ、オープンスタブｃｐ
およびダイオード３のインピーダンスである。また変調
器の動作を説明するために、高周波電源ＳＧとその出力
インピーダンスＺ。を入出力端子ｌに接続している。こ
の等価回路において入出力端子ｌから見たインピーダン
ス変換回路２のインピーダンス、即ち第４図（ｃ）に示
したＺｉｎは次式で表わされる。

また、ａ＝Ｚｃ、ｂ＝ＺＬＺｃ、ｃ＝　１．ｄ＝ＺＬ＋
ＺＣとおくと、Ｚｉｎはと書くことができる。一般に電源を含まない二端子対網
は（２）式で表現することができ、ａ、ｂ、ｃ、ｄは四
端子定数と呼ばれている。複素関数論によれば（２）式
において、ａ、ｂ、ｃ、ｄがすべて定数でａｄ−ｂｅ≠
ＯのときＺｉｎとＺＤの間には双一次変換の性質があり
、ＺＤが複素平面上で円を描けばＺｉｎも複素平面上で
円を描くことが知られている。ところで、（１）式にお
いて、周波数が一定ならばＺＬ。

ＺＣはともに一定であるから、ａ、ｂ、ｃ、ｄはすべて
定数になる。また、ａｄ−ｂｃ＝ＺＣ・（ｚｌ、十ＺＣ）−ＺＬ−ＺＣ＝Ｚ
Ｃ”≠０である。したがって、（１）式においてＺｉｎ
はＺＤの双一次変換であると言えるから、ＺＤが複素平
面上で円を描くときＺｉｎも円を描く。ここで、すでに
述べたように、ＺＤはスミスチャートで定抵抗円の一部
をなすことがわかっているので、Ｚｉｎも円の一部とな
るン即ち、軌跡■は閉じた円ではないまでも円の一部と
なる。

第４図（ｃ）において、本実施例の変調器に高周波電源
ＳＧを接続し高周波電力を入射すると、インピーダンス
の不整谷による反射波が発生する。

その場合の反射係数をＦとすると、ｒはで表わされ、入
射液が一定のとき、反射波の振幅は反射係数の絶対値１
ｒｌに比例し、入射波との位相差はｒの偏角として表わ
される。したがって、高周波電源ＳＧの出力インピーダ
ンスＺ。をスミスチャートの規格化インピーダンスに等
しくなるように選べば、反射係数Ｆは第４図（ｂ）に示
すようにスミスチャートの中心を始点とし、軌跡■上の
点を終点とするベクトルｒとして表わすことができる。

即ち、反射波の位相はベクトルｒの偏角に等しく、大き
さはベクトルｒの大きさに比例する。ダイオード３に第
２図（ｃ）に示した駆動電圧が印加されると、ベクトル
ｒの終点は第４図（ｂ）に図示するように軌跡■上を時
計回りに移動する。

即ち、駆動電圧が３ボルトのときは・叩上にあって、駆
動電圧の減少に伴って移動し、０ボルトになるとＯ叩上
に達する。駆動電圧が周期波形の場合はベクトルｒの終
点は繰返し軌跡■上を時計回りに移動する。ここで、上
述のように軌跡■は円の一部を成すことがわかっている
から、ベクトルｒを、スミスチャートの中心を起点とし
軌跡■の中心を終点とする大きさ、偏角共に一定のベク
トルＣと、軌跡■の中心を起点とし軌跡■上の点を終点
とする大きさが一定で円を描いて回転するベクトルＳと
に分解することができる。

以上のことから、反射波はベクトルＣに比例する搬送波
とベクトルＳに比例する側帯波からなる単一側帯波と見
なすことができる。即ちこの変調器は反射型のＳＳＢ変
調器として動作していると言うことができる。

上記実施例においては、駆動電圧の波形を周期的に連続
して滑らかに減少させているが、この発明においては必
ずしもその必要はなく、第５図に示す第２の実施例のよ
うに階段状に減少させても良い。第５図（ａ）に示す第
２の実施例の回路図において、入出力端子ｌ、インピー
ダンス変換回路２、ダイオード３およびバイアス供給回
路４は上記第１の実施例と全く同じ構成であるが、駆動
電圧発振器５′は階段状の波形の電圧を発生する点が異
なる。即ち、抵抗Ｒ，，Ｒ，は２　ｂｉｔのディジタル
アナログ変換器の重み係数を与える抵抗であり、矩形波
発振器６の出力信号（第５図（ｂ））とそれを１／２分
周器７によって２分の１に分周した出力信号（第５図（
Ｃ））から、上記抵抗Ｒｒ　、　Ｒｅを適当に設定する
ことによって第５図（ｄ）に示すような階段状の波形の
駆動電圧が得られる。このような駆動電圧がダイオード
３に印加された場合は、第４図（ｂ）におけるベクトル
Ｓの終点は、ダイオード３への印加電圧の変化に伴って
軌跡■上を連続的になぞっていくのではなく、離散的に
軌跡■上の４点のみをとるように回転し、その結果、第
１の実施例と同様ＳＳＢ変調信号が得られる。

実際の変調においては、伝送される２値データで駆動電
圧をＡＳＫ（アンプリチュード・シフト・キーイング）
あるいはＦＳＫ（フリーケンシー・シフト・キーイング
）などの変調を施した後に、搬送波をＳＳＢ変調する方
法（いわゆる二重変調）が用いられる。駆動電圧の周波
数は副搬送波の周波数に相当し２０に〜２００ＫＨｚ程
度が用いられる。第２図に示す第１の実施例の場合は、
伝送される２値データで集積回路ＩＣ＋の直流電源を断
続することにより、集積回路ＩＣ，の発振を断続させて
ＡＳＫ変調を行うことができる。ＦＳＫ変調を行うには
、Ｒ４，Ｃｔで決まる時定数およびＲ，、Ｒ，、Ｃ，で
決まる時定数の両方を同時に、伝送される２値データで
変えることで実現できる。

一方、第２の実施例の場合は、矩形波発振器６の発振を
伝送される２値データで断続することでＡＳＫ変調か、
また、伝送される２値データで矩形波発振器６の周波数
を変えることでＦＳＫ変調を実現できる。

〈発明の効果〉以上より明らかなように、この発明のＳＳＢ変調器は、
駆動電圧発生手段、ダイオード、バイアス供給回路、イ
ンピーダンス変換回路および入出力端子を備えて、駆動
電圧を変化させてダイオードのインピーダンスを変化さ
せることにより、インピーダンスの不整合によって生ず
る反射波の振幅と位相を変化させて、ＳＳＢ変調を行う
ようにしたので、非常に簡単な回路構成によって小型軽
量で安価なＳＳＢ変調器を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のブロック図、第２図はこの発明の第
１の実施例における回路図と駆動電圧波形図、第３図は
ダイオードの印加電圧インピーダンス特性図、第４図は
上記実施例における動作説明図、第５図は第２の実施例
における回路図と駆動電圧波形図、第６図は選択性フィ
ルタ法に上る従来のＳＳＢ変調器の説明図、第７図は位
相推移法による従来のＳＳＢ変調器のブロック図である
。１・・入出力端子、２・・・インピーダンス変換回路、
３・・・ダイオード、　　４・・・バイアス供給回路、
５．５′・・・駆動電圧発振器、６・・・矩形波発振器
、７・・・Ｉ／２分周器。特許出願人　　シャープ株式会社代理人　弁理士　　青　山　　葆　外２名第１図第２図（ａ）Ｉｉ１％詔第４図（ａ）夕″４オードのイン♂タ５ス礪化ｔトとオラ嚢自
Ｅのインピータ３ズ傘Ｕ本（ｂ）　　　　　　　　　　
（ｃ）第５図（ａ）目間（ｂ）の五〇電灰彼ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）駆動電圧を発生する駆動電圧発生手段と、障壁容
量が印加電圧に依存して変化するダイオードと、上記駆動電圧発生手段によって発生された駆動電圧を、
上記ダイオードに印加するバイアス供給回路と、一方の端子対に接続された負荷インピーダンスと、他方
の端子対から見たインピーダンスの間に双一次変換の性
質を有する二端子対網からなるインピーダンス変換回路
と、上記インピーダンス変換回路を介して上記ダイオードに
接続される入出力端子を備え、上記入出力端子より入力
された高周波電力を変調して、再び上記入出力端子より
出力することを特徴とするＳＳＢ変調器。