JPS6326124A - Noise processing unit - Google Patents
Noise processing unitInfo
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- JPS6326124A JPS6326124A JP16944786A JP16944786A JPS6326124A JP S6326124 A JPS6326124 A JP S6326124A JP 16944786 A JP16944786 A JP 16944786A JP 16944786 A JP16944786 A JP 16944786A JP S6326124 A JPS6326124 A JP S6326124A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は音声信号に含まれる雑音を除去した出力を生じ
る雑音処理器に関し、車載用受信機などに取付けて好適
なものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a noise processor that produces an output from which noise contained in an audio signal has been removed, and is suitable for installation in a vehicle-mounted receiver or the like.
車載用受信機では空中線に到来する複数の反射波と直接
波による干渉妨害や、イグナイタやモータが発生するイ
ンパルスにより、音声信号に雑音が入るのでこれを除去
する必要がある。In a vehicle-mounted receiver, noise is introduced into the audio signal due to interference caused by multiple reflected waves and direct waves arriving at the antenna, as well as impulses generated by the igniter and motor, so it is necessary to remove this noise.
従来の音声回路でのパルス雑音除去には、第11図また
は第12図の回路が使用されている。第11図は、パル
ス雑音開始時を検出し、一定時間だけパルス開始以前の
信号レベルに保持し、次いで信号波形の平滑化を行なっ
てパルス雑音を除去する回路で、fa)はパルス雑音N
1〜N3がのった音声信号、(blはノイズ除去、平滑
化を行なった音声信号、(C)はパルス雑音除去に用い
たゲートパルスである。この方式は、ゲートパルスの発
生タイミング及びパルス幅が適切であれば有効であるが
、タイミングがずれたり、パルス幅が不適当であると雑
音を除去できず(第11図(blのN 2 ′部はパル
ス雑音よりゲートパルスの幅が狭すぎて雑音が充分にと
れなかった)、かえって信号に雑音を付加する不自然な
結果になる。A circuit shown in FIG. 11 or 12 is used to remove pulse noise in a conventional audio circuit. FIG. 11 shows a circuit that detects the start of pulse noise, holds the signal level at the level before the start of the pulse for a certain period of time, and then smoothes the signal waveform to remove the pulse noise. fa) is the pulse noise N
1 to N3, (bl is the audio signal after noise removal and smoothing, (C) is the gate pulse used for pulse noise removal. This method is based on the generation timing of the gate pulse and the pulse It is effective if the width is appropriate, but if the timing is off or the pulse width is inappropriate, the noise cannot be removed (Fig. (the noise could not be removed sufficiently), and instead added noise to the signal, resulting in an unnatural result.
また第12図に示すように単にローパスフィルタLPF
を用いて平滑化する方式もあり、この方式は音声信号(
alに高周波雑音がのっている場合は有効であり、(C
)に示すように該雑音を除いた音声信号が得られるが、
雑音の周波数成分が音声信号の周波数帯に接近している
と除去困難である。即ちアナログフィルタは裾を引(の
で、音声信号を10KHzまで再生するとしてLPFを
設計すると、該裾の部分の周波数を持つ雑音が通ってし
まい、これを避けようとしてLPFのfcを下げると音
声信号の高音部がとれてしまう。In addition, as shown in FIG. 12, simply a low-pass filter LPF
There is also a method that smoothes the audio signal (
It is valid if high frequency noise is present in al, and (C
), a voice signal with the noise removed can be obtained, but
If the frequency component of the noise is close to the frequency band of the audio signal, it is difficult to remove it. In other words, an analog filter has a tail (so if you design an LPF to reproduce audio signals up to 10 KHz, noise with frequencies at the tail will pass through. If you lower the fc of the LPF to avoid this, the audio signal will be lowered). The treble part of the sound is cut off.
ところで最近は音声信号をサンプリングしてデジタル化
し、信号処理したのち再びアナログに変換してスピーカ
を鳴らす方式が開発されつ−ある。Recently, however, a method has been developed in which an audio signal is sampled, digitized, processed, and then converted back to analog to produce sound from a speaker.
このデジタル化を利用すると、フィルタも理想的に急峻
な遮断特性を待ったも′のが得られ、アナログフィルタ
の裾を引くことによる上記問題はなくなる。By utilizing this digitization, a filter with ideally steep cutoff characteristics can be obtained, and the above-mentioned problems caused by drawing the tail of an analog filter can be eliminated.
また受信機内部回路には非線形特性を持つ素子も含まれ
、これは出力歪を生じる。フィルタにデジタルフィルタ
を用いてその急峻な遮断特性により、該歪により発生し
た高周波成分を除去すれば、出力歪の低減もしくは改善
も可能である。The internal circuit of the receiver also includes elements with nonlinear characteristics, which cause output distortion. If a digital filter is used as the filter and its steep cutoff characteristic removes the high frequency components generated by the distortion, it is possible to reduce or improve the output distortion.
本発明はか\る点に着目するもので、音声信号のサンプ
リング、デジタル化、デジタルフィルタによる雑音及び
非線形歪の除去、を行なおうとするものである。The present invention focuses on this point, and attempts to sample and digitize audio signals, and remove noise and nonlinear distortion using a digital filter.
本発明は、受信機に使用され、音声信号に含まれる雑音
を除去した信号を出力する雑音処理器において、音声信
号をサンプリングし各サンプルをデジタルデータに変換
して逐次出力する第1の回路(26,16)と、該第1
の回路の出力を離散フーリエ変換してスペクトルを求め
、これを逆離散フーリエ変換し、該スペクトルの加工処
理を行って雑音を除いた出力を生じる信号処理部(30
)と、該信号処理部のデジタル出力をアナログに変換し
、補間して、雑音を除いた音声信号にする第2の回路(
20,22)とを備えることを特徴とするものである。The present invention provides a noise processor that is used in a receiver and outputs a signal from which noise contained in an audio signal has been removed. 26,16) and the first
A signal processing unit (30
), and a second circuit (
20, 22).
この雑音処理器によれば、特定のスペクトルを完全に除
去できるので、FMマルチパス歪に代表されるインパル
ス性雑音のみならず通常の雑音全般に亘って、効果的な
雑音除去を行なうことができる。According to this noise processor, a specific spectrum can be completely removed, so it is possible to effectively remove not only impulsive noise represented by FM multipath distortion but also general noise in general. .
本発明では音声信号x (t)をサンプリングし、各サ
ンプルをデジタル化し、そのN個を1プツロクとするデ
ータx (n)を得、これを離散フーリエ変換(DFT
)してスペクトルX(k)を得る。そしてこのX (k
lのうち雑音周波数成分に相当するものを除き(0にし
)、然るのち逆離散フーリエ変換(IDFT)し、それ
をDA変換し、補間LPFに通して、雑音を除去した音
声信号を得る、という方式をとる。In the present invention, the audio signal x (t) is sampled, each sample is digitized, N data x (n) is obtained, and this is subjected to discrete Fourier transform (DFT).
) to obtain the spectrum X(k). And this X (k
Of l, those corresponding to noise frequency components are removed (set to 0), then subjected to inverse discrete Fourier transform (IDFT), DA converted, and passed through an interpolation LPF to obtain a noise-free audio signal. This method is adopted.
以下これらを逐次説明する。These will be explained one by one below.
データx (n)のDFTは次式で示される。DFT of data x(n) is expressed by the following equation.
但しO≦k<N−1
こ\で
・・・・・・(3)
となる。この式(3)の右辺のΣ以降はx (nl g
(n)とh(n)の畳み込み(convolutio
n )和となっており、(3)式は第3図の回路で演算
できる。12.14はがh (nlであるデジタルフィ
ルタでありΣ ((x(nln=。However, if O≦k<N-1, then...(3). After Σ on the right side of equation (3), x (nl g
(n) and h(n)
n), and equation (3) can be calculated using the circuit shown in FIG. 12.14 is a digital filter where h (nl) and Σ ((x(nln=.
g(n)) h (k−n) )を実行する。こうして
式(2)による変形を行なうとDFTをチャープZ変換
の手法で実行でき、k=0.1.2.・・・・・・と変
えて行くと出力端にスペクトルX(0)、 X(1)
、 X(21,・・・・・・X(N−1)が次々と出
てくる。g(n))h(k-n)). By performing the transformation according to equation (2) in this way, DFT can be performed using the chirp Z transform method, and k=0.1.2. ......, the spectrum will appear at the output end: X(0), X(1)
, X(21,...X(N-1)) appear one after another.
に=0−N−1までの8個のX(ト))を全て必要とす
る時は、g(nl、 g(k)がN点のシーケンス(
n。When you need all 8 X(g)) up to = 0-N-1, g(nl, g(k) is
n.
kがO〜N −1) 、h(nlは2N−1点のシーケ
ンス(nが−N+1〜N−1)でなければならない。k is O to N-1), h(nl must be a sequence of 2N-1 points (n is -N+1 to N-1).
第3図の詳細を第4図に示す。音声信号x (t)をA
/D変換器16でサンプリングおよびA/D変換し、X
(n)を出力する。第5図にこのサンプリング状態を
示す。標本化周期をT、1ブロツクのサンプル数Nを1
28としている。第4図のRe(x (n) )はx
(nlの実部を、1m(x(nl)は同虚部を示すが、
A/D変換器から得られるのは実部のみである。cos
πn/r’L −J stngn/Nはg(n)を示
しくg(n)= exp (j yr nしN) =
cosrcn2/N −j 5in1cn”/ N)
、これを掛算器×でA/D変換器16の出力に乗じ、
加算器Σで和をとればx (nl g (n)が得られ
る。これはフィルタ10に入力される。フィルタ出力に
はg(k)が乗ぜられ、加算器ΣからX(k)の実部及
び虚部が出力され、これらは処理器18で処理された(
雑音除去され、IDFTされた)のち、D/A変換器2
0に入力し、アナログに戻される。Details of FIG. 3 are shown in FIG. 4. Audio signal x (t) is A
/D converter 16 performs sampling and A/D conversion,
Output (n). FIG. 5 shows this sampling state. The sampling period is T, and the number of samples in one block is 1.
It is set at 28. Re(x (n)) in Figure 4 is x
(The real part of nl is 1m(x(nl) is the imaginary part,
Only the real part is obtained from the A/D converter. cos
πn/r'L −J stngn/N indicates g(n); g(n) = exp (j yr n and N) =
cosrcn2/N-j 5in1cn”/N)
, this is multiplied by the output of the A/D converter 16 by the multiplier ×,
If the adder Σ calculates the sum, x (nl g (n) is obtained. This is input to the filter 10. The filter output is multiplied by g(k), and the actual value of X(k) is obtained from the adder Σ. The part and imaginary part were output, and these were processed by the processor 18 (
After noise removal and IDFT), D/A converter 2
Enter 0 and return to analog.
第6図は第5図のx (n)に対するX(ト))の実部
および虚部を示す。Re(X(kl)はに=N/2に対
して偶関数であり、X(1)=X (127) 、 x
+2>=x(126)、・・・・・・となる。■m′〔
X(ト))〕は奇関数であり−X(1)=X (127
) 、 −X(2)=X (126) 。FIG. 6 shows the real and imaginary parts of X(g)) for x(n) in FIG. Re(X(kl) is an even function with respect to N/2, and X(1)=X (127), x
+2>=x(126), . . . ■m'〔
X(g))] is an odd function and −X(1)=X (127
), -X(2)=X (126).
・・・・・・となる。第6図の横軸はkであるが、これ
は周波数に対応しており、各に値の間隔は1/NTに相
当する。今、サンプリング周波数fsを40KHzとす
ると1/NT=40/128 (KHz)そしてに=
128の所はそのN倍であるから40KHzに相当し、
中央のN=64は20KHzに相当する。It becomes... The horizontal axis in FIG. 6 is k, which corresponds to frequency, and the interval between each value corresponds to 1/NT. Now, if the sampling frequency fs is 40KHz, then 1/NT=40/128 (KHz) and =
128 is N times that, so it corresponds to 40KHz,
N=64 in the middle corresponds to 20 KHz.
処理器18では雑音除去を行なう。これはスペクトルX
(k)の不要部分(雑音相当部分で例えば10KHz以
上)を0にすることにより行なう。第7図で説明すると
音声信号x ft)には雑音Nが図示のように乗ってい
るとし、これをサンプリングして各期間又はブロック1
. n、 III、・・・・・・に各128個のサ
ンプルX Tnlを得るとする。各ブロックにっきDF
Tを行なってスペクトルの実、虚部Re(X(kl)
、 T m (X(k))を得る。図示のようにこれ
らは1ブロック遅れで逐次得られる。次に、これらのR
e (X(k)) 、 l m (X(k))の不要
部分を0とする。これらは対称的であるので中央の両側
で行なう必要がある。例えば10KHz以上をカットす
る、ならX (32)〜X(96)をOにする、具体的
にはに=32〜96については(4)式の計算ではに=
32〜96を除く。The processor 18 performs noise removal. This is spectrum X
This is done by setting the unnecessary portion of (k) (a portion corresponding to noise, for example, 10 KHz or more) to 0. To explain with reference to FIG. 7, it is assumed that noise N is added to the audio signal xft) as shown in the figure, and this is sampled and
.. Assume that 128 samples X Tnl are obtained each for n, III, . . . . Nikki DF for each block
T and calculate the real and imaginary parts of the spectrum Re(X(kl)
, T m (X(k)) is obtained. As shown in the figure, these are obtained sequentially with a delay of one block. Next, these R
Let the unnecessary part of e (X(k)) and l m (X(k)) be 0. These are symmetrical so you need to do them on both sides of the center. For example, if you want to cut frequencies above 10KHz, set X (32) to
32-96 are excluded.
次は不要部部分を除いたRe (X(k)) 、 I
m〔X(ト))〕に対し逆離散フーリエ変換(IOFT
)を行ない、時間領域の信号y(n)を得、これをD/
A変換し、補間用LPFに通して雑音を除いた音声信号
)F (t)を得る。Next, remove unnecessary parts Re (X(k)), I
Inverse discrete Fourier transform (IOFT) is applied to m[X(g)].
) to obtain the time domain signal y(n), which is converted to D/
A-converted and passed through an interpolation LPF to obtain a noise-free audio signal) F (t).
但し Oak≦N−1
こ\で
kn=−(k +n −(n−k) ) −=(5
1と変形すれば(4)式は
になる。これを実行するのが第8図であり、その詳細が
第9図である。その他は第3図、第4図に準する。However, Oak≦N−1 Here kn=−(k +n −(n−k) ) −=(5
1, the equation (4) becomes. FIG. 8 shows how this is executed, and FIG. 9 shows the details. Other details conform to Figures 3 and 4.
第10図は第4図と第9図を合せた図で、左側が第4図
のDFT部、右側が第9図のIDFT部である。DFT
部にX (n)を入力すればIDFT部よりy (n)
が得られ、そしてに=ixj(前記の例ではに=32〜
96)のケースは除(ので、y(nlから雑音が除かれ
ている(但し、第10図では、処理器18は省略)。FIG. 10 is a combination of FIG. 4 and FIG. 9, with the DFT section of FIG. 4 on the left and the IDFT section of FIG. 9 on the right. DFT
If you input X (n) into the IDFT section, y (n)
is obtained, and to=ixj (in the above example, to=32~
96), noise is removed from y(nl (however, the processor 18 is omitted in FIG. 10).
第1図に本発明の具体例を示す。これは第2図のラジオ
受信機の本発明回路50として示した部分である。第2
図で40はアンテナ、42は高周波増幅器、44は混合
器、46は局部発振器、48は中間周波増幅器、52は
弁別器、54は音声増幅器、56はスピーカで、これら
は通常のスーパーヘテロゲイン型の受信機を構成する。FIG. 1 shows a specific example of the present invention. This is the portion of the radio receiver shown as circuit 50 of the present invention in FIG. Second
In the figure, 40 is an antenna, 42 is a high frequency amplifier, 44 is a mixer, 46 is a local oscillator, 48 is an intermediate frequency amplifier, 52 is a discriminator, 54 is an audio amplifier, and 56 is a speaker, these are normal superhetero gain type. Configure the receiver.
本発明ではスイッチ58.60により音声増幅器54に
並列に本発明回路50を接続し、これらのスイッチを操
作することにより、スピーカ42は音声増幅器出力に代
って本発明回路出力により駆動されるようにする。In the present invention, the circuit 50 of the present invention is connected in parallel to the audio amplifier 54 by switches 58 and 60, and by operating these switches, the speaker 42 is driven by the output of the circuit of the present invention instead of the output of the audio amplifier. Make it.
第1図に示すように本発明回路50はローパスフィルタ
24、サンプルホールド回路26、アナログデジタル変
換器16、デジタルアナログ変換器20. ?!間用の
ローパスフィルタ22、信号処理部(プロセッサ)30
からなり、信号処理部はメモリ(RAM)32、演算部
34、制御部36、メモリ (ROM)38からなる。As shown in FIG. 1, the circuit 50 of the present invention includes a low-pass filter 24, a sample-and-hold circuit 26, an analog-to-digital converter 16, a digital-to-analog converter 20. ? ! low-pass filter 22 for use in between, signal processing unit (processor) 30
The signal processing section consists of a memory (RAM) 32, an arithmetic section 34, a control section 36, and a memory (ROM) 38.
入力である音声信号(弁別器出力)x(t)は折り返し
誤差を防止するローパスフィルタ24を通ってサンプル
ホールド回路26に入り、標本化周波数fsで標本化さ
れ、A/D変換器16(第4図などではこれに26を含
め、ている)でデジタル化されてデータx (n)にな
る。X (n)はプロセッサ30で前記の処理を受けて
雑音除去され、その後D/A変換器20に入ってアナロ
グにされ、補間用LPFで音声信号に復元される。スイ
ッチ58.60を操作して雑音のある開本発明回路50
を動作させてその出力をスピーカ56に加え、雑音が入
らない状態では音声増幅器54の出力をスピーカに入力
させた方が、音質などの点で有効である。The input audio signal (discriminator output) x(t) passes through the low-pass filter 24 for preventing aliasing errors, enters the sample-and-hold circuit 26, is sampled at the sampling frequency fs, and is sent to the A/D converter 16 (discriminator output). In Figure 4, etc., this includes 26) and is digitized into data x (n). X(n) undergoes the above processing in the processor 30 to remove noise, then enters the D/A converter 20 to be converted into an analog signal, and is restored to an audio signal by the interpolation LPF. The circuit 50 of the present invention is opened with noise by operating the switches 58 and 60.
It is more effective in terms of sound quality etc. to operate the audio amplifier 54 and input its output to the speaker 56, and input the output of the audio amplifier 54 to the speaker when no noise is present.
プロセッサ30のメモリ38は処理プログラムの格納用
、メモリ32はデータ格納用である。前記のようにN=
128とすれば各期間I、 II、・・・・・・毎に
1281固のx (nl、こ−でn=0.1,2゜・・
・・・・127、がメモリ32に逐次格納され、これら
のデータに対し1期間遅れでDFT、更に1期間遅れで
IDFTが行なわれる。列挙すれば、■A/D変換器1
6の出力データx (nlの取込み■前に取り込んだ1
28個のデータx in)に対するDFT、X(ト))
の算出
■前に算出した128個のX fk)に対するIDFT
。The memory 38 of the processor 30 is used for storing processing programs, and the memory 32 is used for storing data. As mentioned above, N=
128, then 1281 x (nl, where n=0.1, 2°...) for each period I, II,...
. . 127 are sequentially stored in the memory 32, and DFT is performed on these data with a delay of one period, and IDFT is performed with a delay of one period. To list: ■A/D converter 1
6 output data x (nl import ■ previously imported 1
DFT for 28 data x in),
Calculation ■IDFT for the 128 previously calculated X fk)
.
y(n)の算出、
■7 (n)をD/A変換器20でアナログに変換、で
あり、これら■〜■が繰り返し処理される。y(n) is calculated, and (1) 7 (n) is converted to analog by the D/A converter 20. These steps (1) to (2) are repeatedly processed.
スペクトル解析したとき得られる周波数分解能Δfは1
/NTである。>11は対称的なので、計算は前半だけ
すればよい。最初のスペクトルX (O)は最初のN点
データがプロセッサ30に入り終ったときに出てくる。The frequency resolution Δf obtained when performing spectrum analysis is 1
/NT. >11 is symmetrical, so you only need to calculate the first half. The first spectrum X (O) comes out when the first N point data has entered the processor 30.
X(0)即ち周波数0から(N−1)ΔfまでのN点の
周波数におけるスペクトルが算出されると、再び周波数
Oに戻る。サンプリング定理から分るようにに=N/2
=64、周波数でfmax=64X1/NT=20KH
2(N=128.1/T=40KHzとして)がこの回
路の最高周波数である。When the spectrum at N point frequencies from X(0), that is, frequency 0 to (N-1)Δf, is calculated, the frequency returns to frequency O again. As seen from the sampling theorem = N/2
=64, frequency fmax=64X1/NT=20KH
2 (assuming N=128.1/T=40KHz) is the highest frequency of this circuit.
以上説明したように本発明は、実時間DFTを行ない、
信号の周波数空間でのスペクトルを算出してそれを演算
処理し、IDFTで元の信号へ復元するという方法をと
り、演算処理過程で特定の不要、有害スペクトルを完全
に除去するので、FMマルチパス歪に代表されるインパ
ルス性雑音のみならず、通常の雑音も効果的に除去でき
る。特に雑音の周波数成分が既知であるような場合、そ
れを効果的に除去できるので有効であり、車載用受信機
などで耳障りな雑音を除いて澄んだ音声を楽しむのに優
れている。As explained above, the present invention performs real-time DFT,
FM multipath Not only impulsive noise represented by distortion, but also normal noise can be effectively removed. This method is especially effective in cases where the frequency components of the noise are known, since they can be effectively removed, and are excellent for enjoying clear audio by removing harsh noises using car receivers.
第1図および第2図は本発明の実施例を示すブロック図
、第3図および第4図はDFT部のブロック図、第5図
〜第7図はDFTを説明するグラフ、第8図及び第9図
はI DFT部のブロック図、第10図はDFT部とI
DFT部のブロック図、第11図および第12図は従来
の雑音除去要領を説明するグラフである。
第1図および第2図で、24はローパスフィルタ、26
はサンプルホールド回路、16はA/D変換器、20は
D/A変換器、22はローパスフィルタ、30は信号処
理部、40はアンテナ、42は高周波増幅器、48は中
間周波増幅器、56はスピーカである。
出 願 人 富士通テン株式会社
代理人弁理士 青 柳 稔
−Cヱ ヱ
第8図
t)
つ
第9図
第11図
第12図1 and 2 are block diagrams showing an embodiment of the present invention, FIGS. 3 and 4 are block diagrams of the DFT section, FIGS. 5 to 7 are graphs explaining the DFT, and FIGS. Fig. 9 is a block diagram of the I DFT section, and Fig. 10 is a block diagram of the DFT section and the I DFT section.
The block diagram of the DFT section, FIGS. 11 and 12, are graphs explaining conventional noise removal procedures. In FIGS. 1 and 2, 24 is a low-pass filter, 26
1 is a sample hold circuit, 16 is an A/D converter, 20 is a D/A converter, 22 is a low-pass filter, 30 is a signal processing section, 40 is an antenna, 42 is a high frequency amplifier, 48 is an intermediate frequency amplifier, and 56 is a speaker It is. Applicant Fujitsu Ten Ltd. Representative Patent Attorney Minoru Aoyagi-CヱヱFigure 8t) Figure 9Figure 11Figure 12
Claims (1)
信号を出力する雑音処理器において、音声信号をサンプ
リングし各サンプルをデジタルデータに変換して逐次出
力する第1の回路(26、16)と、 該第1の回路の出力を離散フーリエ変換してスペクトル
を求め、これを逆離散フーリエ変換し、該スペクトルの
加工処理を行なって雑音を除いた出力を生じる信号処理
部(30)と、 該信号処理部のデジタル出力をアナログに変換し、補間
して、雑音を除いた音声信号にする第2の回路(20、
22)とを備えることを特徴とする雑音処理器。[Claims] In a noise processor that is used in a receiver and outputs a signal from which noise contained in an audio signal has been removed, a first noise processor that samples the audio signal, converts each sample into digital data, and sequentially outputs the digital data. circuit (26, 16), and signal processing that performs discrete Fourier transform on the output of the first circuit to obtain a spectrum, performs inverse discrete Fourier transform on this, and processes the spectrum to produce an output from which noise is removed. a second circuit (20,
22) A noise processor comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16944786A JPS6326124A (en) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | Noise processing unit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16944786A JPS6326124A (en) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | Noise processing unit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6326124A true JPS6326124A (en) | 1988-02-03 |
Family
ID=15886770
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16944786A Pending JPS6326124A (en) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | Noise processing unit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6326124A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1016857A2 (en) * | 1998-12-28 | 2000-07-05 | Nippon Sanso Corporation | Method and apparatus for measuring light absorption spectra |
-
1986
- 1986-07-18 JP JP16944786A patent/JPS6326124A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1016857A2 (en) * | 1998-12-28 | 2000-07-05 | Nippon Sanso Corporation | Method and apparatus for measuring light absorption spectra |
EP1016857A3 (en) * | 1998-12-28 | 2002-07-03 | Nippon Sanso Corporation | Method and apparatus for measuring light absorption spectra |
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