JPS63219242A - 交差偏波補償回路 - Google Patents
交差偏波補償回路Info
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- JPS63219242A JPS63219242A JP26742887A JP26742887A JPS63219242A JP S63219242 A JPS63219242 A JP S63219242A JP 26742887 A JP26742887 A JP 26742887A JP 26742887 A JP26742887 A JP 26742887A JP S63219242 A JPS63219242 A JP S63219242A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともない生じる
交差偏波子1歩補償技術に関する。
交差偏波子1歩補償技術に関する。
の需要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に増
大していくことが予想され、型ミリ波以」二の周波数帯
開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波数帯のいわゆ
る周波数再利用の考えが高まっている。すでにCCIR
<国際無線通信諮問委員会)の4〜6 G HzのFM
無無局周波数配置関する勧告には、直交偏波を使用する
ことが明記されている。また、衛星通信においてもIN
置5AT(国際電気通信衛星機構)は、V母系衛星で単
一偏波で用いられてきた4〜(3G +1 z帯での直
交偏波共用技術を実用化する模様である。
大していくことが予想され、型ミリ波以」二の周波数帯
開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波数帯のいわゆ
る周波数再利用の考えが高まっている。すでにCCIR
<国際無線通信諮問委員会)の4〜6 G HzのFM
無無局周波数配置関する勧告には、直交偏波を使用する
ことが明記されている。また、衛星通信においてもIN
置5AT(国際電気通信衛星機構)は、V母系衛星で単
一偏波で用いられてきた4〜(3G +1 z帯での直
交偏波共用技術を実用化する模様である。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや給電装置
などの偏波特性の改善と共に降雨などによる電波伝搬」
二の偏波特性の劣化を補償する交差偏波補償回路の開発
も重要な課題となっている。
などの偏波特性の改善と共に降雨などによる電波伝搬」
二の偏波特性の劣化を補償する交差偏波補償回路の開発
も重要な課題となっている。
本来、自由空間は直交する2偏波に対して独性が存在し
、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏波の発生によ
る偏波間の結合が異偏波チャンネル干渉を起すことにな
る。
、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏波の発生によ
る偏波間の結合が異偏波チャンネル干渉を起すことにな
る。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をアンテナ給
電装置や無線機器内に補償回路を設けて自動的な補償を
行うものである。
電装置や無線機器内に補償回路を設けて自動的な補償を
行うものである。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするアナログ伝
送が中心であったことから、前述の交差偏波補供方式も
ア/iす゛給電装置周辺にi’+J変移相器と減衰器と
を設は直交度復元を行う方式や中間周波帯に干渉波補償
回路を設は異偏波間の干渉を各々消去する方式等がよく
研究され実用化されてきている。
送が中心であったことから、前述の交差偏波補供方式も
ア/iす゛給電装置周辺にi’+J変移相器と減衰器と
を設は直交度復元を行う方式や中間周波帯に干渉波補償
回路を設は異偏波間の干渉を各々消去する方式等がよく
研究され実用化されてきている。
近年、マイクロ波帯においても、ディジタル伝送が使用
される様になり交差偏波補供方式についてもディジタル
伝送の特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
される様になり交差偏波補供方式についてもディジタル
伝送の特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
本発明の目的はディジタル伝送における交差偏波補償方
式を復調ベース・バンド信号情報をも提供することにあ
る。
式を復調ベース・バンド信号情報をも提供することにあ
る。
この発明によれば、単−偏波用の現用のアノテリー系お
よび中間周波数機器を通し、同一搬送周波数での直交偏
波共用のディジタル伝送を行うことができる。
よび中間周波数機器を通し、同一搬送周波数での直交偏
波共用のディジタル伝送を行うことができる。
現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地」−マイクロ1
7i]腺のそれに比較してかなり広いこと、またグロー
バル・ビーム用のアンテナでは実効送信電力を高めるた
め非対称ビームを用いていること、また、宇宙空間にお
けるファラデー・ローテーション等により、高い直交偏
波識別度が期待できない。
7i]腺のそれに比較してかなり広いこと、またグロー
バル・ビーム用のアンテナでは実効送信電力を高めるた
め非対称ビームを用いていること、また、宇宙空間にお
けるファラデー・ローテーション等により、高い直交偏
波識別度が期待できない。
このような伝送系において、本発明は従来方式と比較し
て格段の優位性を示すものであり、現用の伝送系に全く
手を加えることが無いと言う点でより経済的であり、し
かもTDMAのように同一アンテナで複数局の信号を時
分割的に受信するような場合に6各送信局個別に交差偏
波補償を行うことができる。
て格段の優位性を示すものであり、現用の伝送系に全く
手を加えることが無いと言う点でより経済的であり、し
かもTDMAのように同一アンテナで複数局の信号を時
分割的に受信するような場合に6各送信局個別に交差偏
波補償を行うことができる。
この発)月の回路は、同一のビット・レートの第1およ
び第2のディジタル・データ系列……ak−2,ak−
1,ak、ak+1.ak+2−・・・・・および……
bk−2,bk−1,bk、bk+1.bk+2……を
相IIT交する第1および第2の偏波にそれぞれ乗せる
ノ゛イジタル無腺伝送に於いて、前記第1および第2の
系列に対応して受信側で前記第1および第2の偏波がら
それぞれ得られる第3および第4の系列・・・・・Ak
−2、Ak−1,Ak、Ak+1.Ak+2……および
・・・・・・nk−2,13に−1、■k、■k+1、
nk+2・・・・・・と前記第3および第4の系列の受
信側でのl(I定値である第5および第0の系△へ △へ 列・・・・・Ak−2,Ak−1,Ak、Ak+1゜A
k+2……および・・・・・・13に−2,Dk−1゜
負に、 f3に+t、nk+2・・・・・・からM、M
’、N(但し、a(、βi、α+ J、βi′は複索乎
数) なる第5の系列・・・・・・Ck−2,Ck−1,Ck
。
び第2のディジタル・データ系列……ak−2,ak−
1,ak、ak+1.ak+2−・・・・・および……
bk−2,bk−1,bk、bk+1.bk+2……を
相IIT交する第1および第2の偏波にそれぞれ乗せる
ノ゛イジタル無腺伝送に於いて、前記第1および第2の
系列に対応して受信側で前記第1および第2の偏波がら
それぞれ得られる第3および第4の系列・・・・・Ak
−2、Ak−1,Ak、Ak+1.Ak+2……および
・・・・・・nk−2,13に−1、■k、■k+1、
nk+2・・・・・・と前記第3および第4の系列の受
信側でのl(I定値である第5および第0の系△へ △へ 列・・・・・Ak−2,Ak−1,Ak、Ak+1゜A
k+2……および・・・・・・13に−2,Dk−1゜
負に、 f3に+t、nk+2・・・・・・からM、M
’、N(但し、a(、βi、α+ J、βi′は複索乎
数) なる第5の系列・・・・・・Ck−2,Ck−1,Ck
。
ak−l、ak−2……を出力するフィルターを備え、
前記フィルターから前記第2の偏波からの交差偏波干渉
を除去した前記第1の系列を得るようにしたことを特徴
とする。
前記フィルターから前記第2の偏波からの交差偏波干渉
を除去した前記第1の系列を得るようにしたことを特徴
とする。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第1図はディジタル伝送用の従来の線形自動等化器のブ
ロック図を示す図である。端子100には帯域制限され
たランダムパルス・・・・・・a k −1、a k
、 a k + 1 ・・・−・がT秒間隔で次々に
加えられる。
ロック図を示す図である。端子100には帯域制限され
たランダムパルス・・・・・・a k −1、a k
、 a k + 1 ・・・−・がT秒間隔で次々に
加えられる。
図中、参照数字1,2.3および4は1秒の遅延回路、
参照数字5,6,7.8および9は可変減衰器、参照数
字10は加算器、参照数字11はサンプラーであり、ま
た参照数字12は信号識別回路であり、パルスakを送
信したときの受信信号Akから推定値Akを得るもので
あり、伝送誤りが発生しなければak=Akと推定され
る。
参照数字5,6,7.8および9は可変減衰器、参照数
字10は加算器、参照数字11はサンプラーであり、ま
た参照数字12は信号識別回路であり、パルスakを送
信したときの受信信号Akから推定値Akを得るもので
あり、伝送誤りが発生しなければak=Akと推定され
る。
第1図の等化器の機能は図より明らかなように前後の2
送信符号からの符号量子1lpZ&H・αに+iを可変
減衰器5,6.8および9で消去することである。可変
減衰器5.8,7.8および9の減衰量αiを自動的か
つ理想的に変化させるアルゴリズムは様々で、例えば、
1065年4月発行のII S T J (Be1l
SysLem TechnicalJournal v
ol、44. pp547−588記社の “八uto
maticequaHzatton for digi
tal communicationに示されている
zero forcing法、1967年11月発行の
B S T J vol、4B、 pp2179−2
208記社の“^n automatic equ
alizer for general−purp
osecommunication channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られている
。
送信符号からの符号量子1lpZ&H・αに+iを可変
減衰器5,6.8および9で消去することである。可変
減衰器5.8,7.8および9の減衰量αiを自動的か
つ理想的に変化させるアルゴリズムは様々で、例えば、
1065年4月発行のII S T J (Be1l
SysLem TechnicalJournal v
ol、44. pp547−588記社の “八uto
maticequaHzatton for digi
tal communicationに示されている
zero forcing法、1967年11月発行の
B S T J vol、4B、 pp2179−2
208記社の“^n automatic equ
alizer for general−purp
osecommunication channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られている
。
また、多少構成が異なるが、1970年5月発行のIE
EE TRANSACTIONS ON INFORM
ATIONTIIEOR’/、 vol、IT−1F
+、 pp270−270記社の“へnalysiso
f a Decision Directed Rec
eiver wNhUnknown Pr1or″で示
されている非線形自動等化法などもある。
EE TRANSACTIONS ON INFORM
ATIONTIIEOR’/、 vol、IT−1F
+、 pp270−270記社の“へnalysiso
f a Decision Directed Rec
eiver wNhUnknown Pr1or″で示
されている非線形自動等化法などもある。
また、第1図の入力端子に与えられる信号が4相位相変
調または16値直交振幅変調された複索信号である場合
には、1975年6月発行の IEEE TRANS
ACTIONS ON COMMUNICATIO
NS、vol。
調または16値直交振幅変調された複索信号である場合
には、1975年6月発行の IEEE TRANS
ACTIONS ON COMMUNICATIO
NS、vol。
C0M−23,pp084〜087記載の“Two E
xtensional^pplications or
the Zero Forcing Equaliz
a−tion Method″に示された自動等化法が
ある。
xtensional^pplications or
the Zero Forcing Equaliz
a−tion Method″に示された自動等化法が
ある。
上記各自動等化法による実際の等化器の構成は可変減衰
器の減衰量(タップ・ゲイン)を推定する回路が異なる
だけであり、非線形自動等化器の外は第1図のような構
成になっている。
器の減衰量(タップ・ゲイン)を推定する回路が異なる
だけであり、非線形自動等化器の外は第1図のような構
成になっている。
第2図は従来の非線形自動等化器のブロック図を示し、
参照数字1′、2’、3’および4′は第1図の構成要
素1,2.3および4に対応し、参照数字5’、6’、
7’、8’および9′は第1図の構成要素5.El、7
.8および9に対応し、参照数字10′は第1図の構成
要素10と対応し、参照数字11′は第1図の構成要素
11に対応し、参照数字12’は第1図の構成要素12
に対応し、参照数’?;13.14は加算器である。
参照数字1′、2’、3’および4′は第1図の構成要
素1,2.3および4に対応し、参照数字5’、6’、
7’、8’および9′は第1図の構成要素5.El、7
.8および9に対応し、参照数字10′は第1図の構成
要素10と対応し、参照数字11′は第1図の構成要素
11に対応し、参照数字12’は第1図の構成要素12
に対応し、参照数’?;13.14は加算器である。
、−)
第2図の構成が第1図と異なる点は、先行符号からの干
渉を先行符号の識別結果を基に消去する点にあり、原理
的には第1図の構成の動作と同じである。そこで、以降
で扱う無線ディジタル伝送用自動等化器の構成としては
、第1図のものを考える。但し、この場合、可食減衰器
は複素信号を扱うものとする。
渉を先行符号の識別結果を基に消去する点にあり、原理
的には第1図の構成の動作と同じである。そこで、以降
で扱う無線ディジタル伝送用自動等化器の構成としては
、第1図のものを考える。但し、この場合、可食減衰器
は複素信号を扱うものとする。
第3図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の様子を示
す図である。参照数字30を送信側地上局、参照数字3
1を受信側地ト局、参照数字32を通信衛星として、水
平偏波300および垂直偏波301を送信すると、垂直
偏波から水平偏波への交差偏波干渉はアップ・リンク(
衛星自送信)で発生ずる干渉302、ダウン・リンク(
地」二局向送信)で発生ずる干渉303と、水平偏波自
身の自己干渉304とが主なものである。今、円偏波と
も同一の搬送周波数を持っているとすれば、どれら全て
の干渉は同期検波して得られたベース・バンド信号に於
いては、各渉成分が分れば、これらを検波したベース・
バンド信号から減することにより干渉成分がlr1去で
きることが分る。
す図である。参照数字30を送信側地上局、参照数字3
1を受信側地ト局、参照数字32を通信衛星として、水
平偏波300および垂直偏波301を送信すると、垂直
偏波から水平偏波への交差偏波干渉はアップ・リンク(
衛星自送信)で発生ずる干渉302、ダウン・リンク(
地」二局向送信)で発生ずる干渉303と、水平偏波自
身の自己干渉304とが主なものである。今、円偏波と
も同一の搬送周波数を持っているとすれば、どれら全て
の干渉は同期検波して得られたベース・バンド信号に於
いては、各渉成分が分れば、これらを検波したベース・
バンド信号から減することにより干渉成分がlr1去で
きることが分る。
まず、自己干渉304は通常の多重伝播路回線歪みと考
えられるので、第1図に示した通常の自動等化器でその
影響は除去される。
えられるので、第1図に示した通常の自動等化器でその
影響は除去される。
次に、干渉302および303についても、垂直偏波側
で送信された送信符号が分れば、との符号をもとに垂直
偏波からの干渉は完全に除去することができる。
で送信された送信符号が分れば、との符号をもとに垂直
偏波からの干渉は完全に除去することができる。
第4図は本発明の一実施例のブロック図を示ず図である
。図中、ブロック401Oがフィルターであり、参照数
字40,41,42゜43.44,45.46および4
7は第1図の各遅延回路と同一のものであり、参照数字
4B、、19,50,51,52,53,54゜55.
56および57は第1図の各可変減衰器と同一のもので
あり、参照数字58は第1図の加算器10と同一のもの
であり、参照数字59は第1図のす/プク)、 11
キ同一のものであ・つ 1゛・/ ′11 す、参照数字60は第1図の借り識別器12と同一のも
のである。
。図中、ブロック401Oがフィルターであり、参照数
字40,41,42゜43.44,45.46および4
7は第1図の各遅延回路と同一のものであり、参照数字
4B、、19,50,51,52,53,54゜55.
56および57は第1図の各可変減衰器と同一のもので
あり、参照数字58は第1図の加算器10と同一のもの
であり、参照数字59は第1図のす/プク)、 11
キ同一のものであ・つ 1゛・/ ′11 す、参照数字60は第1図の借り識別器12と同一のも
のである。
まず、入力端子400には水平偏波により送られてきた
復調ベース・バント信号が加えられ、入力端子401に
は垂直偏波により送られてきた復調ベース・バンド信号
が加えられる。
復調ベース・バント信号が加えられ、入力端子401に
は垂直偏波により送られてきた復調ベース・バンド信号
が加えられる。
この回路において、垂直偏波から水平偏波への干渉が除
去され、元の水平偏波成分だけが抽出される。
去され、元の水平偏波成分だけが抽出される。
減衰器48,40,50.51および52からの出力に
より水平偏波成分自身の波形歪みと第3図に示した「1
己干ル304の和ΣS、・・〜1゜l昏−2 を除去することができる。
より水平偏波成分自身の波形歪みと第3図に示した「1
己干ル304の和ΣS、・・〜1゜l昏−2 を除去することができる。
次に、減衰器53.5’l、55.56および57から
の出力により第3図の交差偏波干渉除去することができ
る。従って、出力端子+1夕akのみが出力さへる。
の出力により第3図の交差偏波干渉除去することができ
る。従って、出力端子+1夕akのみが出力さへる。
ン
ここで、減衰器4B、49,50,51゜52.53,
54,55.56および57の減衰量α量、βlに対す
る制御アルゴリズムは第1図の自動等化器のそれの拡張
として考えることができる。ずなわち、水平偏波と垂直
偏波には全く無相関なデータが乗せられており、各デー
タ系列は時系列的に無相関である。従って、各減衰器の
減衰量(タップ・ゲイン)を、前言己減衰器の出力が受
信符号とその推定値との差とが直交するように選ぶと前
記差を最少にできるという直交原理を利用することがで
きる。とれは前述した自乗平均等化法の拡張である。
54,55.56および57の減衰量α量、βlに対す
る制御アルゴリズムは第1図の自動等化器のそれの拡張
として考えることができる。ずなわち、水平偏波と垂直
偏波には全く無相関なデータが乗せられており、各デー
タ系列は時系列的に無相関である。従って、各減衰器の
減衰量(タップ・ゲイン)を、前言己減衰器の出力が受
信符号とその推定値との差とが直交するように選ぶと前
記差を最少にできるという直交原理を利用することがで
きる。とれは前述した自乗平均等化法の拡張である。
第5図は第4図の可変減衰器40に対する減衰量の制御
回路500を示したものである。図中、参照数字41,
45,49,58.59および60は第4図の対応する
参照数字の構成要素と同じものである。加算器63は受
信符号検出するために用いられるものである。また、掛
算器61と41分器62とは一つあとの受信ね号Ak+
1と、先の(Ak−χk)との直交性を検出するために
使用され、相関の正負によって可変減衰器の減衰量を増
減するように動作する。
回路500を示したものである。図中、参照数字41,
45,49,58.59および60は第4図の対応する
参照数字の構成要素と同じものである。加算器63は受
信符号検出するために用いられるものである。また、掛
算器61と41分器62とは一つあとの受信ね号Ak+
1と、先の(Ak−χk)との直交性を検出するために
使用され、相関の正負によって可変減衰器の減衰量を増
減するように動作する。
他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方法で行う
ことができ、回線が安定しており、かつ回線切り換えな
どが無ければ、減具口制御回路500は不要になる。こ
の場合、各減衰器の減衰量を適当にプリセットしてやれ
ばよい。
ことができ、回線が安定しており、かつ回線切り換えな
どが無ければ、減具口制御回路500は不要になる。こ
の場合、各減衰器の減衰量を適当にプリセットしてやれ
ばよい。
第6図は水平偏波、垂直偏波により伝送される2系列の
データに対する交差偏波干渉等化器の構成を示すもので
ある。図中、ブロック4000.4000’は第4図の
ブロック4000と同一のものである。入力端子600
゜601には各々水平、垂直画偏波により伝送されてき
たベース・バンド信号が加えられており、ブロック40
00は垂直偏波からの干渉を除去した水平偏波成分を、
ブロック4000’は水平偏波からの干渉を除去した垂
直偏波成分を各々出力端子402,402’に魁ノする
。
データに対する交差偏波干渉等化器の構成を示すもので
ある。図中、ブロック4000.4000’は第4図の
ブロック4000と同一のものである。入力端子600
゜601には各々水平、垂直画偏波により伝送されてき
たベース・バンド信号が加えられており、ブロック40
00は垂直偏波からの干渉を除去した水平偏波成分を、
ブロック4000’は水平偏波からの干渉を除去した垂
直偏波成分を各々出力端子402,402’に魁ノする
。
以上のように、本発明によれば、交差偏波干渉をベース
・バンド帯で行うことができるため、現用の単−偏波用
の送受信系に全<−rを加えることなく交差偏波共用を
実況させることかできる。
・バンド帯で行うことができるため、現用の単−偏波用
の送受信系に全<−rを加えることなく交差偏波共用を
実況させることかできる。
また、衛星通イ5、特にTDMA通Giの様に同一受信
アンテナで複数個の局からの信号を次々に受信するよう
な場合の交差偏波補(it法とし、特にイ「効であり、
従来の給電系や中間周波数帯での補fl’を法からはこ
れらの効果は全く期待できない。
アンテナで複数個の局からの信号を次々に受信するよう
な場合の交差偏波補(it法とし、特にイ「効であり、
従来の給電系や中間周波数帯での補fl’を法からはこ
れらの効果は全く期待できない。
フェーシングによる直交偏波識別度の劣化の主要因は正
偏波成分の減衰である。この吠態では異偏波成分がもっ
とも大きな外乱になっているが、異偏波成分が送信して
くる情報は復J、1器によって得られるため受信側で1
1丁f記異偏波成分を消去することができる。従って、
従来降雨等による正偏波成分の減衰と直交偏波識別度と
がほぼ直線的に対応して低下していったところを本発明
を用いることによ1り同識別度をある稈1「′1 の正偏波減衰に対しては十分大川に耐える程に保たせる
ことができる。
偏波成分の減衰である。この吠態では異偏波成分がもっ
とも大きな外乱になっているが、異偏波成分が送信して
くる情報は復J、1器によって得られるため受信側で1
1丁f記異偏波成分を消去することができる。従って、
従来降雨等による正偏波成分の減衰と直交偏波識別度と
がほぼ直線的に対応して低下していったところを本発明
を用いることによ1り同識別度をある稈1「′1 の正偏波減衰に対しては十分大川に耐える程に保たせる
ことができる。
第1図および第2図は従来の自動等化器のブロック図を
示す図、第3図は衛星通信に於ける交差偏波干渉を説明
するだめの図、第4図は本発明の一実施例のブロック図
を示す図、第5図は第4図に示したフィルターの可変減
衰器の減衰量制御回路を示ず図および第6図は交差偏波
共用の2系列データに対する交差偏波干渉等化器のブロ
ック図を示す図である。 第4図において、4010はフィルター、40〜47は
8延回路、48〜57は可変減衰器、58は加算器、5
1)はす/ブラー、60は信号識別器である。 ソ。 代I’+1人 弁理士 内 原 冒、Y′! ・
:図面の浄書(内容に変更なし) 第4図 オ6図 手続補正書(方式) 1.事件の表示 昭和62年%′ 庁 願第267
428号2、発明の名称 交差偏波補償回路 3、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁月33番1号 4、代理人 5、補正命令の日付 昭8762年2月23日(発送日) 6、補正の対象 図#J第4図 7、補正の内容 願書に最初に添付した図面の#書、別紙のとおり(内容
に変更なし) 代Jり人ブf:i::: 内反 ・′ 晋手続補正書 (”1 昭和 年 月 日 否 3、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目33番1号 (連絡先 日本電気株式会社特許部) 方式ρ * 木 (、) 5、補正の対象 ■ 発明の詳細な説明の欄 ■ 図面の簡単な説明の欄 ■ 図 向 6、補正の内容 ■ 発明の詳細な説明の掴 (x)M1o頁第11行目の1本発明の一夷例の」を「
第1図に示す自動等化器の構成を利用した交差偏波補償
回路の」と訂正します。 (2)第13頁1PJ12行と第13行との間に次の記
載を挿入します。 [第7図は本発明の一実施例を示し、第2図の非線形自
動等化器の構成を使用した交差偏波補償回路金示す。図
において、交差偏波補償回路は、8個の15号処理回路
124〜131と、加算回路132および133と、識
別回路134および135を有している。各信号処理回
路は遅延回路と可変減衰器と加算器か信号AKが供給さ
れ、入力端子121には垂直偏波により送られてきた復
調ベースバンド信ンドA工を処理して第1の処理(m号
としてムに+l ”lを出力する。同様にして、第2の
信号処理回路125は、ベースバンド信号BILを処理
して第2の処理信号ΣBK+1・βiを出力する。これ
ら第1および第2の処理信号は、第3および第4の信号
処理回路126および127から与えられる第3および
第4の処理信号と加算器132で減N、(負の加算)さ
れる。この加算器132の出力は、次に識別器134で
識別され、ベースパントイ6号A1の推定値札が得られ
る。この推定値λには、第3の信号処理回路126で処
理され、前述の第3の処理信号Σ心+l ”j ’が得
られる。一方、第4の処理信号は、ベースパントイ8号
BKの推る。 従って、前述の加算器132の出力CKは次のように表
わされる。 CK−ΣA工、・α1 +ΣBK+1・β1−Σλに+1・α1′−ΣBK+1
・β五′なお、第5〜第8の信号処理回路128〜13
1の加算器133および識別器135はベースバンド信
号BKの推定値BIcを得るために使用され、その動作
はベースバンド信号AKの推定値A、Lを求める過程と
同じであり、そのときの加算器133の出力dKは、次
のように表わせる。 dK−一Σβi’Ax+1 +Σcti”K+i+Σβi’ ”XK+1−Σd、−
gK、J■ 図面の簡単な説明の欄 (1) 第16頁第6行目−第7行目の「第4図は・
・・と訂正します。 (2)第1.6−i第11行目の「示す図である。」の
後に「第7図は本発明の一実施例を示す回路図である。 」を追加します。 ■ 図 向 添付第7図全追加します。
示す図、第3図は衛星通信に於ける交差偏波干渉を説明
するだめの図、第4図は本発明の一実施例のブロック図
を示す図、第5図は第4図に示したフィルターの可変減
衰器の減衰量制御回路を示ず図および第6図は交差偏波
共用の2系列データに対する交差偏波干渉等化器のブロ
ック図を示す図である。 第4図において、4010はフィルター、40〜47は
8延回路、48〜57は可変減衰器、58は加算器、5
1)はす/ブラー、60は信号識別器である。 ソ。 代I’+1人 弁理士 内 原 冒、Y′! ・
:図面の浄書(内容に変更なし) 第4図 オ6図 手続補正書(方式) 1.事件の表示 昭和62年%′ 庁 願第267
428号2、発明の名称 交差偏波補償回路 3、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁月33番1号 4、代理人 5、補正命令の日付 昭8762年2月23日(発送日) 6、補正の対象 図#J第4図 7、補正の内容 願書に最初に添付した図面の#書、別紙のとおり(内容
に変更なし) 代Jり人ブf:i::: 内反 ・′ 晋手続補正書 (”1 昭和 年 月 日 否 3、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目33番1号 (連絡先 日本電気株式会社特許部) 方式ρ * 木 (、) 5、補正の対象 ■ 発明の詳細な説明の欄 ■ 図面の簡単な説明の欄 ■ 図 向 6、補正の内容 ■ 発明の詳細な説明の掴 (x)M1o頁第11行目の1本発明の一夷例の」を「
第1図に示す自動等化器の構成を利用した交差偏波補償
回路の」と訂正します。 (2)第13頁1PJ12行と第13行との間に次の記
載を挿入します。 [第7図は本発明の一実施例を示し、第2図の非線形自
動等化器の構成を使用した交差偏波補償回路金示す。図
において、交差偏波補償回路は、8個の15号処理回路
124〜131と、加算回路132および133と、識
別回路134および135を有している。各信号処理回
路は遅延回路と可変減衰器と加算器か信号AKが供給さ
れ、入力端子121には垂直偏波により送られてきた復
調ベースバンド信ンドA工を処理して第1の処理(m号
としてムに+l ”lを出力する。同様にして、第2の
信号処理回路125は、ベースバンド信号BILを処理
して第2の処理信号ΣBK+1・βiを出力する。これ
ら第1および第2の処理信号は、第3および第4の信号
処理回路126および127から与えられる第3および
第4の処理信号と加算器132で減N、(負の加算)さ
れる。この加算器132の出力は、次に識別器134で
識別され、ベースパントイ6号A1の推定値札が得られ
る。この推定値λには、第3の信号処理回路126で処
理され、前述の第3の処理信号Σ心+l ”j ’が得
られる。一方、第4の処理信号は、ベースパントイ8号
BKの推る。 従って、前述の加算器132の出力CKは次のように表
わされる。 CK−ΣA工、・α1 +ΣBK+1・β1−Σλに+1・α1′−ΣBK+1
・β五′なお、第5〜第8の信号処理回路128〜13
1の加算器133および識別器135はベースバンド信
号BKの推定値BIcを得るために使用され、その動作
はベースバンド信号AKの推定値A、Lを求める過程と
同じであり、そのときの加算器133の出力dKは、次
のように表わせる。 dK−一Σβi’Ax+1 +Σcti”K+i+Σβi’ ”XK+1−Σd、−
gK、J■ 図面の簡単な説明の欄 (1) 第16頁第6行目−第7行目の「第4図は・
・・と訂正します。 (2)第1.6−i第11行目の「示す図である。」の
後に「第7図は本発明の一実施例を示す回路図である。 」を追加します。 ■ 図 向 添付第7図全追加します。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 同一のビット・レートの第1および第2のディジタル・
データ系列……ak−2、ak−1、ak、ak+1、
ak+2……および……bk−2、bk−1、bk、b
k+1、bk+2……を相直交する第1および第2の偏
波にそれぞれ乗せるディジタル無線伝送において、前記
第1および第2の系列に対応して受信側で前記第1およ
び第2の偏波からそれぞれ得られる第3および第4の系
列……Ak−2、Ak−1、Ak、Ak+1、Ak+2
……およびBk−2、Bk−1、Bk、Bk+1、Bk
+2……と前記第3および第4の系列の受信側での推定
値である第5および第6の系列……■k−2、■k−1
、■k、■k+1、■k+2……および……■k−2、
■k−1、■k、■k+1、■k+2……からM、M′
、NおよびN′を零または正の整数として ▲数式、化学式、表等があります▼ (但し、αi、βi、αi′、βi′は 複数定数) なる第7の系列……Ck−2、Ck−1、Ck、Ck+
1、Ck+2……を出力するフィルターを備え、前記フ
ィルターから前記第2の偏波からの交差偏波干渉を除去
した前記第1の系列を得るようにしたことを特長とする
交差偏波補償回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26742887A JPS63219242A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26742887A JPS63219242A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2476479A Division JPS55133154A (en) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | Compensation circuit for cross polarized wave |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63219242A true JPS63219242A (ja) | 1988-09-12 |
JPH0466414B2 JPH0466414B2 (ja) | 1992-10-23 |
Family
ID=17444710
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26742887A Granted JPS63219242A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63219242A (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55133154A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
-
1987
- 1987-10-23 JP JP26742887A patent/JPS63219242A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55133154A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0466414B2 (ja) | 1992-10-23 |
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