JPS6320909A - 適応型デイジタルフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は任意の伝達関数を生成できる適応型ディノタル
フィルタに関し、特に収束速度が速く、例えばエコーキ
ャンセラに適用して好適な適応型ディジタルフィルタに
関するものである。

（従来の技術） 最近、ディジタル信号処理技術の急速な進歩により適応
型ディジタルフィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｄｉｇｉｔ
ａｌＦｉｌｔｅｒ、以後ＡＤＦ’と呼ぶ）がその適用範
囲の広さから注目を集めている。ＡＤＦの代表的な応用
例として、システム同定への適用がある。システム同定
とは、ある特性の知られていないシステム（未知システ
ム）の入出力データを基にしてその未知システムの特性
を推定することである。

第２図はＡＤＦによる未知システムの同定を説明する概
略図である。同図において４１は信号入力端子、４２は
推定誤差出力端子、４３は未知システム、４４はＡＤＦ
、４５は加算器である。またｘ（ｋ）は時刻ｋにおける
未知システム４３及びＡＤＦ４４への入力、ｙ（ｋ）は
時刻ｋにおける未知システム４３の出力、ｙ（ｋ）は時
刻ｋにおけるＡＤＦ　４４の出力、ｅ（ｋ）は時刻ｋに
おける推定誤差、Ｈ（ｚ）は未知システム４３の伝達関
数、Ｈ（Ｚ）はＡＤＦ　４４の伝達関数である。第２図
に示すような構成で評価関数Ｊ＝ｅ（ｋ）２を考えたと
き、Ｊ＝０となれば未知システム４３の特性をＡＤＦ　
４４が正しく推定しているものとみなす。

ＡＤＦを上記のように用いた具体例としてエコーキャン
セラがある。このエコーキャンセラは、たとえば近年ニ
ーズが高まシつつある遠隔会議システムに適用されてい
る。第３図はエコーキャンセラを遠隔会議システムに適
用した場合の構成を概略的に示した図である。同図にお
いて、５１−１　。

５１−２はマイクロホン、５２−１．５２−２はスピー
カ、５３−１．５３−２はエコーキャンセラ、５４−１
．５４−２は伝送路、５５−１．５５−２はＡＤＨ’　
、　　５６−１．５６−２は音響結合路である。一般に
遠隔会議システムでは、第３図に示すようにスピーカと
マイクロホンが一体化すれた音声端末が用いられている
。このためスピーカとマイクロホン間に音響的な結合が
生じ、これによりスピーカから出力された信号がマイク
ロホンに回り込み通話品質が著しく劣化されてしまう。

第３図の例ではスピーカ５２−１とマイクロホン５１−
１との間及びスピーカ５２−２とマイクロホン５１−２
との間にそれぞれ音響結合路５６−１．５６−２が形成
されるワケであるが、エコーキャンセラ５３−１　、５
３−２を設けることにより、スピーカからマイクロホン
への回り込み信号を除去することができる。

上記のようなエコーキャンセラのＡＤＦとしては、従来
は第４図に示されるようなＡＤＦが用いられていた（例
えば、「昭和６０年度電子通信学会情報・システム部門
全国大会Ｊ、３６６、Ｐ２−１０７）。第４図において
、このＡＤＦはＭ個（Ｍは１以上の整数）の基本区間か
ら構成されている。１つの基本区間はＭ番目の基本区間
を除いて、２次巡回型ディジタルフィルタＦ１（１単位
時間の遅延素子６２−１及び６３−１を有する）、２次
非巡回型ディジタルフィルタＦ２及び１次非巡回型ディ
ジタルフィルタＦ３を具備して構成されている。２次非
巡回型ディジタルフィルタＦ２は、２次巡回型ディジタ
ルフィルタの単位円に関する鏡像の位置に零点を有する
。Ｍ番目の基本区間は、２次巡回型ディジタルフィルタ
と１次非巡回型ディジタルフィルタとを具備して構成さ
れている。Ｍ個の各基本区間の第１の出力ＯＵＴ　１は
加算器６４の入力に接続され、加算器６４の出力はＡＤ
Ｆの出力となる。

１番目から（Ｍ−１）番目までの各基本区間の第２の出
力ＯＵＴ　２は次段の入力に接続されている。

また、１番目の基本区間の入力はＡＤＦの入力となる。

このように構成されたＡＤＦにおいては、可変係数が各
々ｐ１．ｑ１．ｐ２．ｑ２．・・・ｌｐＭ、（ＩＭであ
る可変係数乗算器６０−１．６１−１．６０−２．６１
−２．・・・、６０−Ｍ、６１−Ｍへの各入力信号φ、
（ｋ）、φ、（ｋ−１）、φ２（ｋ）、φ２（ｋ−１）
。

・・・、ＩＭ（ｋ）、ＩＭ（ｋ−１）の間に次式の関係
が成立している。

二〇 ・・・（１） ただし、ｔ＝１＋２＋・・−、Ｍ；ｔ＝１　、２　、・
・・、Ｍ：ｉ笑ｔで、−は時刻ｋについての平均化操作
を示す。すなわち、ＡＤＦ−ｉとＡＤＦ−６との間の可
変係数乗算器への入力は互いに直交している。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、第４図に示すような従来のＡＤＦでは、
次式に示すように、 ・・・（２） 各基本区間における可変係数乗算器６０−１の入力信号
φ、（ｋ）と可変係数乗算器６１−１の入力信号φ、（
ｋ−１）との積の平均値はＯではなく、しかも入力信号
φ、（ｋ）、φ２（ｋ）、・・・、ＩＭ（ｋ）の各２乗
平均値φ、”（ｋ）　。

このため、可変係数Ｐｉ、ｑ＋、Ｐ２．Ｑ２．・・・Ｉ
ＰＭ。

ｑＭの収束速度が遅いという問題点があった。

本発明は、以上述べた従来のＡＤＦの問題点を解決し、
可変係数乗算器の可変係数の収束速度の速いＡＤＦを提
供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、Ｍ個（Ｍは１以上の整数）の基本区間を縦続
接続し、順に縦続接続された（Ｍ−１）番目までの各基
本区間は入力端子と第１の出力端子及び第２の出力端子
を有し、一方Ｍ番目の基本区間は入力端子と第１の出力
端子を有し、１番目の基本区間の入力端子は当該適応型
ディジメルフ９イルタの信号入力端子を構成し、２番目
からＭ番目までの各基本区間の入力端子はその直前の基
本区間の第２の出力端子に接続され、各基本区間の第１
の出力端子で得られる信号を加算したものを当該適応型
ディジタルフィルタの出力とする適応型ディジタルフィ
ルタを対象とする。

本発明は上記適応型ディジタルフィルタにおいて第１に
、Ｍ個の各基本区間の入力端子から第１の出力端子に至
る経路を、第１の乗算器と２次巡回型ディジタルフィル
タと入力が前記２次巡回型ディジタルフィルタの０次の
非巡回路に接続される１次非巡回型ディジタルフィルタ
との縦続接続により構成する。

第２に、１番目から（Ｍ−１）番目までの各基本区間の
入力端子から第２の出力端子に至る経路を、前記第１の
乗算器と前記２次巡回型ディジタルフィルタと２次非巡
回型ディジタルフィルタとの縦続接続により構成する。

第３に、ｍ番目（１≦ｍ＜、Ｍ　）の各基本区間の前記
１次非巡回型ディジタルフィルタを、これに入力される
信号■ｍ（ｋ）と、１単位時間前に入力された信号ｕｍ
（ｋ−１）に第２の乗算器で係数Ｒｍを乗じた信号とを
第１の加算器で加算し、その出力に第３の乗算器で係数
Ｓｍを乗じ、その出力■ｍ（ｋ）に第２の可変係数乗算
器で可変係数ｃｍ（ｋ）を乗じた信号ｃｍ（ｋ）ｕｒｒ
ｌ（ｋ）と、前記信号ｕｍ（ｋ　１　）を第１の可変係
数乗算器で可変係数ｄｍ（ｋ）を乗じた信号％（ｋ）ｕ
ｍ（Ｉｔ−１）とを第２の加算器で加算する構成とする
。

第、４に、前記第１の乗算器の係数Ｑｍを前記２次巡回
型ディジタルフィルタ及び前記２次非巡回型ディジタル
フィルタの縦続接続点の信号の２乗平均値を他の基本区
間の対応する縦続接続点の信号の２乗平均値と等しくな
るように決定する。

第５に、前記第２の乗算器の係数Ｒｍを前記信号■ｍ（
ｋ）と■ｍ（ｋ）とが直交するように決定する。

そして第６に、前記第３の乗算器の係数Ｓｍを前記信号
■ｍ（ｋ）の２乗平均値と前記信号■ｍ（ｋ）の２乗平
均値が等しくなるように決定する。

（作用） １番目の基本区間の入力端子に供給された入力信号ｐ、
（ｋ）は第１の乗算器、２次巡回型ディジタルフィルタ
及び２次非巡回型ディジタルフィルタを経て、第２の出
力端子に出力される。この第２の出力端子から出力され
た信号ｐ２（ｋ）は、２番目の基本区間の入力端子に供
給され、１番目の基本区間と同様にして出力端子に出力
される。以下、同様にして動作し、（Ｍ−１）番目の基
本区間の第２の出力端子から信号ｐ、（ｋ）が出力され
、Ｍ番目の基本区間に入力される。

一方、１番目の基本区間の入力端子に供給された入力信
号ｐ１（ｋ）は第１の乗算器、２次巡回型ディジタルフ
ィルタ及び１次非巡回型ディジタルフィルタを経て、第
１の出力端子に信号ｙ１（ｋ）が出力される。同様に、
２番目の基本区間の入力端子に供給されたｐ２（ｋ）は
、第１の出力端子に信号ｙ２（ｋ）として出力される。

以下同様に、Ｍ番目までの基本区間の第１の出力端子か
らｙ３（ｋ）、・・・。

ｙＭ（ｋ）が得られる。これらの信号ｙ１（ｋ）、ｙ２
（ｋ）　１・・・、ｙＭ（ｋ）は加算され、当該ディジ
タルフィルタの出力となる。

ここで、本発明では、第１ないし第３の乗算器を上記の
とおシ設け、しかもこれらの係数Ｑｍ　＋　Ｒｍ及びＳ
ｍを上記のとおり設定しているので、第１に、２次巡回
型ディジタルフィルタ及び２次非巡回型ディジタルフィ
ルタの縦続接続点の信号の２乗平均値は他の基本区間の
対応する縦続接続点の信号の２乗平均値と等しくなり、
第２に、各基本区間において第１及び第２の可変係数乗
算器への入力は直交化し、かつ第３に、これらの入力の
２乗平均値は等しくなる。

従って、前記問題点は解消される。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面を参照して詳細に説明す
る。

ツク図、同図（ｂ）は同図（、）中のＡＤＦ−ｍ　（ｍ
）Ｍ　）の構成を示す回路図、及び同図（Ｃ）は同図（
、）中のＡＤＦ−Ｍの構成を示す回路図である。

はじめに、第１図（、）を参照して本実施例の基本構成
を説明する。本実施例によるＡＤＦば、参照番号９で示
される破線によるブロックにて示されている。ＡＤＦ　
９は図示するように、ＡＤＦ−１、ＡＤＦ−２。

・・・、　ＡＤＦ−（Ｍ−１）　、　ＡＤＦ−Ｍを縦続
接続した構成を具備する。ＡＤＦ−１では、この入力端
子１０−１より時刻にで信号ｐ１（ｋＸ＝ｘ（ｋ）：こ
のｘ（ｋ）は、入力端子１から供給される本実施例によ
るＡＤＦ　９の入力信号である）が入力され、同時刻に
でＡＤＦ−２の入力端子１Ｏ−２（これは、ＡＤＦ−１
からみれば出力端子である：以下、この出力端子を第２
の出力端子という）へ信号ｐ２　（ｋ）を送出すると同
時に、第１の出力端子１１−１へ信号ｙ１　（ｋ）を出
力する。ＡＤＦ−２では、時刻にで入力端子１０−２よ
り前記信号ｐ２（ｋ）が入力され、同時刻にでＡＤＦ−
３の入力端子１０−３へ信号ｐ３（ｋ）を送出すると同
時に、第１の出力端子１１−２へ信号ｙ２（ｋ）を出力
する。以下、ＡＤＦ−３。

・・・、　ＡＤＦ−Ｍまでは同様な処理が順次行なわれ
る。

最終段のＡＤＦ−Ｍでは、入力端子１０−Ｍより時刻に
でＡＤＦ−（Ｍ−１）の第２の出力端子（１０−Ｍ）か
ら送出される信号ｐＭ（ｋ）が入力され、同時刻にで第
１の出力端子１１−Ｍへ信号ｙＭ（ｋ）を出力する。Ａ
ＤＦ−Ｍは第２の出力端子をもたない。ＡＤＦ−１、Ａ
ＤＦ−２、・・・。

ＡＤＦ−（Ｍ−１）　、　ＡＤＦ−Ｍの各々の第１の出
力端子１１−１゜１１−２．・・・、　１１−（Ｍ−１
）、１１−　Ｍにおける出力ｙ１　（ｋ）　。

ｙ２（ｋ）、・・・、ｙＭ−１（ｋ）、ｙＭ（ｋ）は加
算器８で加算され、その結果がＡＤＦ　９の時刻にでの
出力ｙ（ｋ）となる。

このように形成されるＡＤＦ　９の出力ｙ（ｋ）は、加
算器７により未知システム３の出力ｙ（ｋ）から減じら
れ、出力端子２へ信号ｅ（ｋ）が出力される。

次に、ＡＤＦ−ｍ　（ｍ　’ｑ　Ｍ　）の構成を第１図
（ｂ）を参照して説明する。ＡＤＦ−ｍ　（ｍ　％　Ｍ
　）は第１の乗算器１２−ｍと２次巡回型ディジタルフ
ィルタと、このフィルタの単位円に関する鏡像の位置に
零点を有する２次非巡回型ディジタルフィルタと、１次
非巡回型ディジタルフィルタとを具備して構成されてい
る。

２次巡回型ディジタルフィルタは加算器１３−ｍ及び１
４−ｍ、乗算器１５−ｍ及び１６−ｍ、並びに単位遅延
素子１９ｍ−１及び１９ｍ−２を具備する。２次非巡回
型ディジタルフィルタは単位遅延素子１９ｍ−１及び１
９ｍ−２、乗算器１７−ｍ及び１　Ｂ　−ｍ、並びに加
算器２０−ｍ及び２１−ｍを具備する。１次非巡回型デ
ィジタルフィルタは単位遅延素子１９ｍ−１、加算器２
３−ｍ及び２７−ｍ、第２の乗算器２２−ｍ、第３の乗
算器２４−ｍ、第１の可変係数乗算器２６−ｍ、並びに
第２の可変係数乗算器２５−ｍを具備する。図示するよ
うに、１次非巡回型ディノタルフィルタの入力は、２次
非巡回型ディジタルフィルタの０次の非巡回路に接続さ
れている。

このような構成要素は、次のとおり結合している。まず
、入力端子１０−ｍから第１の出力端子１１−ｍに至る
経路は、図示するように、第１の乗算器１２−ｍ、２次
巡回型ディジタルフィルタ及び１次非巡回型ディジタル
フィルタの縦続接続により構成されている。一方、入力
端子１０−ｍから第２の出力端子１０−（ｍ＋１）に至
る経路は、図示するように、第１の乗算器１２−ｍ、２
次巡回型ディジタルフィルタ及び２次非巡回型ディノタ
ルフィルタの縦続接続により構成されている。

次に、ＡＤＦ−Ｍの構成を第１図（Ｃ）を参照して説明
する。ＡＤＦ−Ｍは第１の乗算器１２−Ｍと２次巡回型
ディジタルフィルタと１次非巡回型ディノタルフィルタ
とを具備して構成されている。２次巡回型ディジタルフ
ィルタは加算器１３−Ｍ及び１４−Ｍ。

乗算器１５−Ｍ及び１６−Ｍ、、Ｉ９びに単位遅延素子
１９Ｍ−１及び１９Ｍ−２を具備する。１次非巡回型デ
ィノタルフィルタは単位遅延素子１９Ｍ−１、加算器２
３−Ｍ及び２７−Ｍ、第２の乗算器２２−Ｍ、第３の乗
算器２４−　Ｍ、第１の可変係数乗算器２６−　Ｍ、並
びに第２の可変係数乗算器２５−Ｍを具備する。図示す
るように、１次非巡回型ディノタルフィルタの入力は、
２次非巡回型ディノタルフィルタの０次の非巡回路に接
続されている。とのＡＤＦ−Ｍの入力端子１０−Ｍから
第１の出力端子１１−Ｍに至る経路は、図示するように
、第１の乗算器１２−Ｍ、２次巡回型ディジタルフィル
タ及び１次非巡回型ディジタルフィルタの縦続接続によ
り構成されている。

次に、本実施例の動作について説明する。

まず、第１図（ｂ）に示すＡＤＦ−ｍ　（ｍ　％　Ｍ　
）の動作を述べる。時刻ｋにおいてＡＤＦ−（ｍ−１）
より送出された信号ｐｒｒｌ（ｋ）が入力端子１０−ｍ
より入力される（但し、ＡＤＨ’−１では入力端子１よ
り入力される前記信号ｘ（ｋ）すなわちｐ　、　（ｋ）
が入力端子１０−１より入力される）。同時刻ｋにおい
て、前記入力信号ｐｍ（ｋ）に乗算器１２−ｍで係数Ｑ
ｍが乗じられ信号ｔｍ（ｋ）（＝Ｑｍｐｍ（ｋ））を得
る。同時刻ｋにおいて、乗算器１５−ｍで信号ｕｍ　（
ｋ−１）をａｍ倍した信号ａｍｕｍ（ｋ−１）と乗算器
１６−ｍで信号ｕｍ　（ｋ　２　）をａｍ倍した信号ｂ
ｍｕｍ（ｋ−１）を位相反転した信号−ｂ　ｍｕ　ｍ　
（ｋ　１　）とが加算器１４−ｍで加算され信号ｖ　（
ｋ）を得る。前記信号ｖ　（ｋ）と前記信号ｔｍ（ｋ）
が同時刻にで加算され信号ｕｍ（ｋ　）となる。この信
号■ｍ（ｋ）は単位遅延素子１９ｍ−１への入力となる
。時刻にで単位遅延素子１９ｍ−１に入力された信号ｕ
ｍ（ｋ　）は時刻の経過と共に単位遅延素子１９ｍ−１
、１９ｍ−２を介して順次シフトされてゆく。また、同
時刻ｋにおける単位遅延素子１９ｍ−１への入力ｕ　ｍ
（ｋ　）と乗算器２２−ｍにおいて単位遅延素子１９ｍ
−２への入力ｕｍ（’に−１）をａｍ倍した信号Ｒｍｕ
ｍ（ｋ−１）とを加算器２３−ｍで加算後、乗算器２４
−ｍで８倍し、信号■ｍ（ｋ）を得、さらに、可変係数
乗算器２５−ｍで可変係数ｃｍ（ｋ　）を乗じ、その結
果得られる信号と前記信号ｕｍ　（ｋ−１）に可変係数
乗算器２６−ｍで可変係数ｄｍ（ｋ）を乗じた信号とを
加算器２７−ｍで加算し、信号ｙｍ（ｋ）を得、これを
前記出力端子１１−ｍに送出する。また、同時刻ｋにお
いて、前記信号ｕｍ（ｋ−１）は乗算器１８−ｍでａｍ
倍され、その出力ａ、ｕｎｎ（ｋ）を位相反転した信号
ａｍｕｍ　（ｋ　）と前記信号ｕｍ（ｋ−２）とを加算
器２１−ｍで加算し、その出力と前記信号ｕｍ　（ｋ　
）を乗算器１７−ｍで５倍した信号とを加算器２０−ｍ
で加算し、その出力ｐｍ＋１（ｋ）がＡｊ）Ｆ−（ｍ＋
１　）の入力端子１０−（ｍ＋１）へ送出される。

次に、第１図（ｃ）に示すＡＤＦ−Ｍの動作を説明する
。

時刻ｋにおいて、ＡＤＦ−（Ｍ−１）より送出された信
号’ＰＭ（ｋ）が入力端子１０−Ｍより入力される。同
時刻ｋにおいて、前記入力信号ｐｒｒｌ（ｋ）に乗算器
１２−Ｍで係数ＱＭが乗じられ、信号ｔＭ（ｋ）を得る
。同時刻ｋにおいて、乗算器１５−Ｍで信号ｕＭ（ｋ−
１）を３Ｍ倍した信号ａ　Ｍｕ　Ｍ（ｋ　１　）と乗算
器１６−Ｍで信号ｕＭ（ｋ　２）をｂＭ倍した信号ｂＭ
ｕｍ（ｋ　１）を位相反転した信号ｂｖｕＭ（ｋｌ）と
が加算器１４−Ｍで加算され信号ｖＭ（ｋ）を得る。前
記信号Ｖつ（ｋ）と前記信号ｔＭ（ｋ）が同時刻にで加
算され信号Ｕつ（ｋ）となる。この信号ｕＭ（ｋ　）は
単位遅延素子１９Ｍ−１への入力となる。時刻にで単位
遅延素子１９Ｍ−１に入力された信号ｕ　Ｍ（ｋ　）は
時刻の経過と共に単位遅延素子１９Ｍ−１、１９Ｍ−２
を介して順次シフトされてゆく。また、同時刻ｋにおけ
る単位遅延素子１９Ｍ−１への入力ｕＭ（ｋ）と乗算器
２２−Ｍにおいて単位遅延素子１９Ｍ−２への入力ｕＭ
（ｋ　１）をＲＭ倍した信号ＲＭｕＭ（ｋ−１）とを加
算器２３−Ｍで加算後、乗算器２４−Ｍで８Ｍ倍し、信
号ｕＭ（ｋ）を得、さらに、可変係数乗算器２５−Ｍで
可変係数ＣＭ（ｋ）を乗じ、その結果得られる信号と前
記信号ｕＭ（ｋ　１）に可変係数乗算器２６−Ｍで可変
係数ｄＭ（ｋ）を乗じた信号とを加算器２７−Ｍで加算
し、信号ｙＭ（ｋ）を得、これを前記出力端子１１−Ｍ
に送出する。

以上説明した実施例では、ＡＤＦ−ｍ　（ｍ＝　１　＋
　２　＋　−ｒ　Ｍ　）の各可変係数乗算器２５−ｍ＋
２６−ｍへの入力信号を互いに直交化し、かつその入力
信号の２乗平均値を互いに等しくすることにより、可変
係数の収束速度を高速にしている。以下、この点につい
て詳細に説明する。

前述したように、従来のＡＤＦではＡＤＦ−ｉとＡＤＦ
−６（ただし、ｉ＋ｔ）との間の可変係数乗算器への入
力は、前記（１）式に示すように、互いに直交している
が、ＡＤＦ−ｉ（ｉ　＝１　、２　、・・・、Ｍ）内の
可変係数乗算器への入力は前記（２）式に示すように、
直交していない。しかも、各ＡＤＦ−１（ｍ＝１，２．
・・・、Ｍ）の前記信号φ１（ｋ）の２乗平均値は、前
記（３）式に示すように等しくない。

これに対し、本実施例では、可変係数乗算器１２−ｍ、
２２−ｍ及び２４−ｍの各係数Ｑｍ、Ｒｍ及びＳｍ（た
だし、ｍ”　１　ｇ　２　＋・・・、Ｍ）を以下のよう
に決定することにより、可変係数乗算器２５−ｍ、２６
−ｍへの入力信号を互いに直交化し、かつその入力信号
の２乗平均値を互いに等しくしている。

〔Ｑｍの決定〕

（ただし、ｍ＝２．３．・・・、Ｍ） となるように各係数Ｑｍを設定する。この場合、となる
ことは容易に確認できる。

とが等しくなるように決定する。具体的には、Ｒｍは ＝０ より Ｒｍ＝−■ｍ（ｋ）ｕ　（ｋ−１）　＝−百７−（６）
として求まる。

次に１ｕｍ２（ｋ）力”　Ｒｍ２（ｋ　１）”ｕｍ”（
ｋ）と等しくなるようにＳｍを決定する。具体的には、
Ｓｍはより として求まる。

以上の様にすれば、ＡＤＦ−ｍの可変係数乗算器２５−
ｍ＋２６−ｍへの入力はＡＤＦ−ｎ　（但しｍ”ｑｎ　
）の可変係数乗算器２５−ｎ、２６−ｎへの入力と互い
に直交化し、かつＡＤＦ−ｍ内の２つの可変係数乗算器
２５−ｍ、２６−ｍへの各入力も互いに直交し、しかも
全ての可変係数乗算器２５−１．２６−１．・・・。

２５−Ｍ、２６−Ｍへの入力の２乗平均値は等しくなる
。この様にすればＡＤＦ　９の可変係数乗算器２５−ｍ
。

２６−ｍへの入力よりなる相関行列は対角化され、かつ
対角要素は等しいため、この行列の固有値のばらつきが
ない。従って、可変係数の適応制御法として公知の実現
容易な傾斜法（最急降下法、学習同定法等）を用いても
、収束速度は速い。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、ＡＤＦの各可変
係数乗算器への入力を互いに直交化し、かつ各入力の２
乗平均値を等しくしたので、各可変係数乗算器の可変係
数の収束速度が高速であるという効果が得られる。

本発明は、エコーキャンセラ等に適用して好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は本発明の一実施例の基本構成を示すブロ
ック図、第１図（ｂ）は第１図（ａ）中のＡＤＦ−ｍ（
ｍ（Ｍ）の構成を示す回路図、第１図（Ｃ）は第１図（
、）中のＡＤＦ−Ｍの構成を示す回路図、第２図はＡＤ
Ｆによる未知システムの同定を説明するためのブロック
図、第３図はスピーカとマイクロホンとの間の音響的結
合で生じるエコーを消去するエコーキャンセラとしてＡ
ＤＦを用いた遠隔会議システムを説明するだめの図、及
び第４図は従来のＡＤＦの一構成例を示す回路図である
。 １・・・入力端子、２・・・出力端子、３・・・未知シ
ステム、７・・・加算器、８・・・加算器、９・・・適
応型ｆ４ノタルフィルタ（ＡＤＦ　’）、１０−１．１
０−２．・・・、１０−Ｍ・・・入力端子、１１−１．
１１−２．・・・、１１−Ｍ・・・第１の出力端子、１
２−ｍ、１２−Ｍ・・・第１の乗算器、１９ｍ−１゜１
９ｍ−２，１９Ｍ−１，１９Ｍ−２−単位遅延素子、２
２−ｍ　。 ２２−　Ｍ・・・第２の乗算器、２４−　ｍ　、　２４
−　Ｍ　＝・第３の乗算器、２５−ｍ、２５−Ｍ・・・
第２の可変係数乗算器、２６−　ｍ　＊　２６−　Ｍ・
・・第１の可変係数乗算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｍ個（Ｍは１以上の整数）の基本区間を縦続接続し、 順に縦続接続された（Ｍ−１）番目までの各基本区間は
   入力端子と第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、
   一方Ｍ番目の基本区間は入力端子と第１の出力端子を有
   し、 １番目の基本区間の入力端子は当該適応型ディジタルフ
   ィルタの信号入力端子を構成し、２番目からＭ番目まで
   の各基本区間の入力端子はその直前の基本区間の第２の
   出力端子に接続され、各基本区間の第１の出力端子で得
   られる信号を加算したものを当該適応型ディジタルフィ
   ルタの出力とする適応型ディジタルフィルタにおいて、 Ｍ個の各基本区間の入力端子から第１の出力端子に至る
   経路を、第１の乗算器と２次巡回型ディジタルフィルタ
   と入力が前記２次巡回型ディジタルフィルタの０次の非
   巡回路に接続される１次非巡回型ディジタルフィルタと
   の縦続接続により構成し、 １番目から（Ｍ−１）番目までの各基本区間の入力端子
   から第２の出力端子に至る経路を、前記第１の乗算器と
   前記２次巡回型ディジタルフィルタと２次非巡回型ディ
   ジタルフィルタとの縦続接続により構成し、 ｍ番目（１≦ｍ≦Ｍ）の各基本区間の前記１次非巡回型
   ディジタルフィルタは、これに入力される信号ｕ＿ｍ（
   ｋ）と、１単位時間前に入力された信号ｕ＿ｍ（ｋ−１
   ）に第２の乗算器で係数Ｒ＿ｍを乗じた信号とを第１の
   加算器で加算し、その出力に第３の乗算器で係数Ｓ＿ｍ
   を乗じ、その出力■＿ｍ（ｋ）に第２の可変係数乗算器
   で可変係数ｃ＿ｍ（ｋ）を乗じた信号ｃ＿ｍ（ｋ）■＿
   ｍ（ｋ）と、前記信号ｕ＿ｍ（ｋ−１）を第１の可変係
   数乗算器で可変係数ｄｍ（ｋ）を乗じた信号ｄ＿ｍ（ｋ
   ）ｕ＿ｍ（ｋ−１）とを第２の加算器で加算する構成を
   有し、 前記第１の乗算器の係数Ｑ＿ｍを前記２次巡回型ディジ
   タルフィルタ及び前記２次非巡回型ディジタルフィルタ
   の縦続接続点の信号の２乗平均値を他の基本区間の対応
   する縦続接続点の信号の２乗平均値と等しくなるように
   決定し、 前記第２の乗算器の係数Ｒ＿ｍを前記信号ｕ＿ｍ（ｋ）
   と■＿ｍ（ｋ）とが直交するように決定し、 前記第３の乗算器の係数Ｓ＿ｍを前記信号ｕ＿ｍ（ｋ）
   の２乗平均値と前記信号■＿ｍ（ｋ）の２乗平均値が等
   しくなるように決定することを特徴とする適応型ディジ
   タルフィルタ。