JPS63145938A - 時間領域反射率計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は一般に光学的時間領域反射率計に係り、さらに
詳述すれば疑似ランダム符号を使用する光学的時間領域
反射率計に関する。

（従来の技術とその問題点） 失を測定するのに使用される。光パルスの信号が光ファ
イバを伝わるにつれて、この光ファイノ（に沿って移動
する距離と共に゛前記パルス信号が指数的に減衰するレ
ーリー散乱、およびスプライスのような不連続部での損
失のため、パルス信号の振幅は減少する。なお、前記ス
プライスでの損失は、このスプライス部で接合された光
ファイバの不整合あるいはその直径の差から生ずる。

レーリー散乱により光信号の幾らかは、光ファイバの終
端から入力端に向かって逆行するので、光ファイバの損
失は、光パルスの信号を光ファイバに注入し、そして終
端からの反射信号を時間の関数として測定することによ
り得られる。しかして、散乱しそして光ファイバの入力
端に戻る光の量は少ないので、前記の反射信号は小さい
。その結果、この試験方法は信号対雑音比（以下これを
ＳＮＲと略称する）に敏感である。第３図には散乱して
光ファイバの入力端に戻る光の振幅５（ｔ）を時間（横
軸）の関数として示す。なお、この振幅５（ｔ）は、レ
ーリー散乱による一般の指数的ディケイの他に、パルス
信号中においてエネルギの−・部が失われる不連続；ｌ
りで階段状の減少を示す。この例では、時刻Ｌ１とり、
とに不連続が存在する。ここで、パルス信号の伝達の速
さと時刻ｔ１およびり、とを知れば、不連続の空間的位
置を決めることができる。

第４図には反射信号５（Ｌ）の測定に好適な従来装置の
ブロック図が示されている。すなわち、図において、タ
イミング制御回路２■は、パルス発生のタイミングと５
（ｔ）の測定タイミングとをそれぞれ制御する。このタ
イミング制御回路２Ｉの出力に応じて、パルス・ドライ
バ２２はレーザ２３に加えられる電気的パルス信号を発
生する。これらのパルス信号に応じて、レーザ２３はカ
プラ２４を通して光パルス信号を光ファイバ２６の入力
端２５に注入する。なお、散乱しそして入力端２５光に
応答して、受信機２８で増幅される電気信号を発生ずる
。これらの電気信号は、アナログ・ディジタル（＾／Ｄ
）変換器２９によりディジタル化された後、分析１表示
される。ここで、前記のパルス信号は真のデルタ関数の
パルスではないので、単−等しい。

反射しそして散乱する光信号は極めて弱いので、光フア
イバ内に深く入り込んだところで、前記５（ｔ）の値が
０ＴＤＲの雑音レベルより低くなる。したがって、この
試験装置のレンジ（すなわち、この装置で試験すること
ができる光ファイバの長さ）は、システムの雑音と試験
パルス信号のエネルギとによって決まる。すなわち、パ
ルス信号の振幅を大きくし、そしてパルス信号の幅を長
くすること、また、システムの雑音を紘らすと共に、反
射光信号を平均化することにより、」−記のレンジを増
大することができる。

ここで、前記パルス信号の振幅を大きくするには更に強
力なレーザ源が必要である。そのためシステムの原価が
増加し、かつ、可搬装置としては不適当となる可能性が
あって、０ＴＤＲの実地使用ができなくなる。その他、
可搬性については、レーザ源として半導体レーザが有利
である。しかしながら、月４導体レーザはパワーの点で
極めて限定されている。

また、パルス幅も分解能の観点から限定される。

所望の分解能によって、許容パルス幅は頭打ちになる。

さらに受信機２８はこの装置内で大きな雑音源となる。

したがって、雑音の少ない受信機を使用しそして雑音を
減らず他の設計要因により−Ｊ二足のレンジを増大させ
ることができる。しかしながら、このような雑音をどれ
だけ減らずことができるかには限度がある。加えて、こ
のような低雑音受信機を使用すると、０ＴＩ）Ｒの原価
が高くなり、そしてＦＳ１雑さが増す。

反射しそして散乱した光信号の光学ヘテロゲイン検波に
は、受信機雑音の大きさを２けた以ヒ減らす可能性があ
る。これは、アノン・ヤリブ（＾ｍｎ。

ｎ　Ｙａｒｉｖ）著の“光学電子装置入門−（ｌｎＬｒ
ｏｄｕｃｔｉｏｎｔｏ　０ｐｔｉｃａｌ　Ｅｌｅｃｔｒ
ｏｎｉｃｓ）７．ホルト、ラインハート及ウィンス８２
社（Ｈｏｌｔ、Ｒｉｎｅｈａｒｔ　ａｎｄ　Ｌｉｎ５ｔ
ｏｎ。

Ｉｎｃ、）が１９７１年発行、ｐｐ２７６〜２７９を参
照されたい。

しかしながら、現存するレーザ源は帯域が広すぎ、しか
も局部発振器の源として使用しそしてヘテロゲイン検波
の長所を完全に得るには雑音が多すぎる。利用可能な最
も狭いレーザ源の限られた可干渉時間（これはｌ／帯域
幅である）によってさえも、離れたレーザ源からの反射
信号はもはや局部発振一般に、可干渉距離（これは可干
渉時間に光フアイバ内の伝搬速度を掛けたものに等しい
）は、光ファイバの長さの２倍（ずなわら、）しファイ
バ内を試験信号が走行する往復距離）よりはるかに長く
すべきである。短いレンジの測定に対しては、この技法
の長所を実現することができるけれども、従来の測定に
比較して原価や複雑さがかなり増大する。

非干渉性の光　　　　　　　（すなわち、０ＴＤＲ内の
光ビームの光路にわたり、信号がかなり変調されるのに
充分な広さの帯域幅を有するレーザ）では、信号をキャ
リヤに押印するために負でない振幅変調だけを使用する
ことができる。このため、以下に説明する疑似ランダム
符号は、負でない信号値に限定される。

上記のような測定を複数目打い、そしてこれをＣＲＴの
ような表示装置２１１で表示する前に、平均化回路２１
０で平均することによ、す、試験装置のＳＮＩ？を大き
くしても上記のレンジを増すことができる。しかしなが
ら、各測定は一つの測定が次の測定に干渉しないように
、充分な時間間隔Ｔだけ分離しなければならない。この
結果、レンジの改善には光ファイバの測定時間が増大す
る。

なお、前記の時間間隔Ｔは、一つの試験パルスにより発
生した反射信号が、他の反射信号の測定に干渉しないだ
けの充分な長さをもつむだ時間である。ここで、試験信
号の周期にその信号に伴うむだ時間の周期を加えたもの
を“ショット”と言う。

多数回の測定を行っても、ＳＮＲを増すのに必要な測定
時間の増加を避けるには、ある０ＴＤＲの装置で疑似ラ
ンダム・シーケンスのパルス信号を利用し、そして各シ
ーケンスにおけるパルス間の時間遅れを考慮しながら、
各パルスに対するｈ（ｔ）の和に等しい測定信号ｘ（Ｌ
）を発生している。たとえば、ビー・バーレイ（Ｐ、１
Ｉｅａｌｅｙ）著°ホッピングによる光学的直交パルス
の圧縮”（Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｐ
ｕ１ｓｅＣｏＩＩｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｂｙ　Ｈｏｐｐｉ
ｎｇ）、エレクトロニクス・レターズ（Ｅｌｅｃｔｒｏ
ｎｉｃｓ　Ｌｅｔｔｅｒｓ）ｖｏｌ、１７．ｐｐ９７０
〜９７１（１９８１年）、またはビー・バーレイ（Ｐ、
１Ｉｅａｌｅｙ）？”の“光学時間領域反射率計におけ
るパルス圧縮符号化”（Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｍｐｒｅｓｓ
ｉｏｎ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｉｎ　０ｐＬｉｃａｌ　Ｔｉｍ
ｅ　Ｄｏｍａｉｎ　ＲｅｒｌｅｃＬｍｅｔｒｙ）、７エ
コツク（ＥＣＯＣ）、デンマーク国コペンハーゲン市（
Ｃｏｐｅｎｈａｇｅｎ　、　Ｄ　ｅｎｍａｒｋ）、１ｉ
ｌＫ１９８１年９月を参照。すなわち、各ショット内に
おけるパルス数の増加により、このような試験信号で運
ばれたエネルギの量が増加し、このため反射信号の強さ
が増してＳＮＲが改善されることが開示されている。

数学的には、この重なりｘ（ｔ）が、ｈ（ｔ）とｒ（ｔ
）とｌ逅翫を隆２ものである。ここで、ｒ（Ｌ）は「（
Ｌ）−Σｒ　　ｐ（ｔ−にＴｐ）　　・・・・・（０）
に・・　坂 である。なお、ｐ（ｔ−ＫＴｐ）は時刻ＫＴｐで始まる
持続時間Ｔｐの単一パルスから成る試験信号である。す
なわち、 ｘ（Ｌ）：　（ｈ＊　ｒ）（Ｌ）＝Ｊ　ｈ（ｔ　−５）
ｒ（ｓ）ｄｓ”（１）となる。ここで前記見掛けの変数
８を、見掛けの変数ＵミＬ−ｓで置換すると、 ｘ（Ｄ＝　／　ｈ（ｕ）ｒ（ｔ　−ｕ）ｄｕ　　・・・
・・（２）と占き直すことができる。これは以下の説明
において一層便利な形である。

ここで、前記ｘ（Ｌ）から所望の信号ｈ（ｔ）を相関技
法によって抽出する。この技法では、ｘ（ｔ）を「（ｔ
）と相関させて ｙ（Ｌ）＝　（ｒ＊　＊　ｘ）（ｔ）＝　ｆ　ｒ（ｓ　
−Ｌ）ｘ（ｓ）ｄｓ＝−ｆ　ｒ（ｓ　−ｔ）ｒ（ｓ　−
ｕ）ｈ（ｕ）ｄｓｄｕ　−（３）を作る。もし、ｒ（ｕ
）が ／　ｒ（ｓ−Ｌ）ｒ（ｓ　−ｕ）ｄｓ〜δ（Ｌ−ｕ）”
（４）になるように選ぶ（ただし、〜は比例関係を表わ
す）ことができれば、ｙ（Ｌ）はｈ（ｔ）に比例する。

なお、疑似ランダム・シーケンスは上記方程式（４）を
ほぼ満足するだけである。しかしながらそれらには、デ
ルタ関数の他にｈ（ｔ）の測定値に幾らかのひずみをも
たらす副ローブがある。これら副ローブの起源は、次の
ように理解することができる。すなわち、疑似ランダム
・シーケンスはパルス信号の周期Ｔｐの整数倍の幅と離
間距離とを備えた一連のパルス信号から構成されている
。ここで各パルス信号を１と表わし、そしてパルス信号
が無いことを０で表わすことにより、これら疑似ランダ
ム・シーケンスは０と１との疑似ランダム・シーケンス
として表わすことができる。このような２進関数、ｒ（
ｔ）に対し、上記の方程式（１）は連続する各クロック
間隔におけるｒ（ｔ）の離散値の積をすべて加算したも
のに等しいことを示す。

ここでδＬ３は、クロネッカの記号関数である。

また方程式（５）において、（−ヘはｒ（ｔ）の−っの
コピーに対するクロック周期オフセットの相対数で、か
つ方程式（４）におけるｒ（ｔ）の他のコピーと関連す
る。

第５Ａ図〜第５Ｄ図は、それぞれ有限の相補符号が時間
シフトされた各コピーで該符号の相関を説明する図であ
る。図において、これらのオフセットは３ケの非０値だ
けを含む符号に対して示している。また、方程式（５）
におけるｒｊの二つのコピーは、これらの図で二つの連
続する線上に表わしであるので、他のシーケンスに関連
した一つのシーケンスのオフセットを図１に示すことが
できる。

すなわち、方程式（５）は最上部の線における６値にそ
の直下にある最下部の線の６値を掛けた積の和を示す。

第５Ａ図に示すゼロ・オフセットの場合には、積の和が
３に等しい。また、各オフセットｔ　−に−１、２また
は３（これはそれぞれ、第５Ｂ図〜第５Ｄ図に相当する
）に対して方程式（５）の値はｌであり、そしてその他
すべてのオフセットに対して方程式（５）の値はＯであ
る。

これは実質上０と１とのランダムなパターンであるから
、非０のオフセットに対して、主ローブの振幅に関連す
る副ロープの振幅は小さい。いま、長さ１、のシーケン
ス内にＮヶの１があり、そしＮ／Ｌが１よりかなり小さ
い疑似ランダム・シーケンスで、方程式（５）はＬ−Ｋ
””０に対して値りを、また、ｔ−にのその他のすべて
の値に対して１または２のオーダ値を、それぞれ与える
。方程式（５）のｊ−に≠０に対するこれら非０値を自
己相関の“副ローブ”とごう。自己相関の副ローブがＯ
である有限疑似ランダム符号は知られていない。したが
って、疑似ランダム符号を使用する０ＴＤＲでは、測定
時間を短くするために、いくらかのひずみが入ることで
妥協しているのが現実である。したがって、このような
ひずみを導入せずに、光ファイバの測定時間を等価的に
減らす０ＴＤＲがあれば便利である。

疑似ランダム符号の技法は、また、マイクロ波レーダで
検出レンジを拡げるのにも使用されている。次にこれら
レーダ信号はヘテロダインとして、また疑似ランダム符
号は位相変調として使用できるので、上記の疑似ランダ
ム符号は正の要素ばかりでなく負の要素をも備えること
ができる。これには二つの要素の積の負債を他の要素の
正の成分で打ち消すのに使用することができ、これによ
り副ローブの少なくとも一部を打ち７１１すことができ
るという利点がある。

無限の周期的シーケンスに対してこの副ローブは、周期
的な自己相関を使用する場合、該シーケンスの１周期に
わたり完全に解消することができる。これをシーケンス
の周期が４の場合について第６図に示す。■周期は図の
点線の間に示しである。すなわち第６Ａ図では、二つの
点線の間の要素に対する周期的な自己相関の積は４に等
しいが、第６１３図〜第６Ｄ図でこれらの要素に対する
自己相関積は０である。したがって、非０の積はこのシ
ーケンスの周期４のある整数倍に等しい、−りに対する
ものだけである。これはすべての副ローブを１周期にわ
たり除去することができるような周期的シーケンスがび
在することを示す。したがってこれらのシーケンスは、
その範囲でＯである大きな区間を含んでいないという意
味で連続である。

残念ながら、このような無限連続のシーケンスから反射
する信号の大きさは、一般に０ＴＤＲのダイナミック・
レンジを超えている。これは無限試験パルスの全てのパ
ルスに対する反射信ぢ−が重なって、単一試験パルスの
それよりはるかに大きい総合反射信号を生ずることから
起こる。そのため、各パルスの振幅を小さくすることに
より、−１−足レンジを超えないようにすることができ
る。しかしながら、こうすればＳＮＲをかなり下げるこ
とになって、疑似ランダム符号を使用する目的がくつが
えされることになる。なお、主な雑音源は検波器である
から、雑音電力はパルスの数に比例する。

したがって、各パルス信号の振幅をパルス源が発生でき
る最大値に保ち、そしてショット内におけるパルスの数
を減らずことにより、反射信号の振幅を０ＴＤＲのレン
ジを超えないレベルにまで下げることができ、これによ
って、はるかに良好なＳＮＲを得ることができる。

（発明の目的） したがって、本発明は疑似ランダム符号を用し）てＳＮ
Ｒの大きいそして反射信号にひずみを導入せずに測定時
間を大幅に短縮した装置を提供せんとするものである。

（発明の概要） ここに提示した０ＴＤＲの一実施例によれば、０ＴＤＲ
は光ファイバの測定時間を反射信号の測定値にひずみを
導入することなく短縮することができる一組またはそれ
以」二の組の相補パルスシーケンスで行なわれる。すな
わち、この方法により接近して並んだ試験パ°ルスの効
果は、第７図および第８図を参照することにより理解す
ることができるであろう。

まず第７図で、光パルス５１を光ファイノ（２６の入力
端２５に注入する。この光ｌくルス５１が光ファイバ２
６を進行するにつれて、光ファイノ（内におけるレーリ
ー散乱に起因して入力端２５に反射信号ｘ（Ｌ）が発生
ずる。この入力端２５における反射信号ｘ（ｔ）の一般
的形状は、曲線５２に示す。

この反射信号は、レーリー散乱により発生した一般の指
数的ディケイを示すと共に、光ファイバのスプライスの
ような離散的な損失点によって生ずる振幅のステップ降
下を幾つかの点５３．５４で示す。

ここで光ファイバ２６の他端がどのように終端されてい
るかにより、光パルス５１はその終端で少なくとも一部
分が反射し、そして反射信号５２にパルス信号５５が生
ずる。ここで、Ｌ（ファイバ）をファイバ２６の長さと
し、■を光ファイバ２６の中を進行する反射信号５２の
伝搬速度とすれば、反射信号５２の持続時間りは２Ｌ（
ファイバ）／Ｖである。なお、前述のように反射信号５
２の形状はある。

現存する０ＴＤＲの大部分は、レーザ源から送り出され
るパルス間の間隔が、前記反射信号５２の持続時間りよ
り大きいので、一つのパルス信号によって生じた反射信
号の測定は、後続するパルス信号の反射信号と重なるこ
とがない。なお、第８図におけるパルス信号５１と６１
のように、−組のパルス信号が上記の間隔より更に接近
していると、反射信号ｘ（ｔ）は、それぞれパルス信号
５Ｉと６１とによって生じた一組の反射信号を重ね合わ
せたものになる。この重ね合わせた反射信号を符号６２
で示す。一連のパルス間隔がこのように接近していると
、得られた反射信号はそれぞれに対して得られた反射信
号を重ね合わせたものになる。

この重ね合わせた信号の重要な二つの効果は、測定信号
がｈ（Ｂを抽出するために処理しなければならないこと
、および反射信号の振幅が弔−パルスに対するよりもか
なり大きいということである。

まず、入力端２５における複雑な反射信号ｘ（Ｌ）から
ｈ（ｔ）を抽出するために、試験パルスを一組のパルス
シーケンスｒ　（ｔ）として（ただし、１より大きいｌ
る整数について、ｔａ−１、・・・、ｎとする）、光フ
ァイバ２６の入力端２５に注入する。そしてそのそれぞ
れは他のどの反射信号とも重ならない関連した反射信号
ｘ”（Ｌ）を発生する。次にこれらの各反射信号を測定
し、そして得られたデータを処理してｈ（Ｌ）を抽出す
る。ここで、ｍ番目の反射信号のされる。

各パルスシーケンスｒ″（１）には関連する相関間δ（
ｔ−ｕ）　　　　・・・・・・・・（７）を満足するよ
うに選定する。ここでＣ，、、と「６との集合を、試験
符号ｒ−と各試験符号に対する関連の相関関数ＣＫとの
和、すなわらこの相関関数はデルタ関数に比例している
ので、これを相補的符号と呼ぶ。したがって、これら相
補的符号は相関副ローブによるひずみ無しに、単一パル
スの反射関数ｈ（ｔ）を抽出することができる。一般に
、ｒ″″（Ｌ）は離散的信号であり、そして測定された
信号Ｘ　（ｔ）はディジタル化されるので、方程式（６
）の中の積分は次のような加算式に書き替えることがで
きる。

ここでδ３はクロネッカの記号関数である。この方程式
には０ＴＤＲに対する前述の疑似ランダム符号技法の特
徴である副ローブが存在しないということに注目すべき
である。これによって副ローブがひずみイルしにｈ（Ｌ
）を抽出することができる。この関係の結果、ｈｔは次
のようにして抽出される。

ただし、ｈ（はｈ（ｔ）のディジタル値であり、また、
ど、はｘ′（ｔ）のディジタル値である。

一つの特定な実施例では、ゴーレイ符号対Ｇｌ、。

Ｑｔ、を利用してｍ＝１．２に対するｒ″ｔおよびＣｔ
を発生している。このゴーレイ符号対では、各要素Ｇ　
′、がｉ＝　Ｉ　、・・・、Ｌの場合に対して＋１また
は−Ｉに等しく、その他の場合は０である。これらゴー
レイ対は という性質により定義される。ここでＬはゴーレイ符号
〒ト表→ａ素数である。すなわち、ゴーレイ符号対の数
の自己相関の和はデルタ関数に比例する。

なお、上記のゴーレイ符号はある周波数範囲でキャリア
信号の位相変調として適用することができるが、０ＴＤ
Ｒに使用する光の周波数のレンジでは、現在のところ振
幅変調を使用することが望ましい。

これには適用する符号として負でないことが必要である
。次にゴーレイ符号は負の要素を備えているので、これ
らの符号を使用して負でなくかつ方程式（ｌＯ）で表わ
される性質を完全に利用する相補的符号を発生すること
が必要である。

第一の好ましい実施例では、それぞれが長さ■７の四つ
の相補的試験符号を、ゴーレイ符号対［ｃ　’　ｔ　。

Ｇ”ｔ）から発生している。最初の二つの試験符号ｒ１
、とｒｌ、とはそれぞれボックスカーシーケンスｂ　Ｌ
（これは、＝１．・・・、Ｌの場合ｌに等しく、そして
その他の場合は０である）±ＧＩＬに等しく、そして他
の二っｒ３　Ｌとｒ　４　、は、それぞれｂｔ±Ｇ、に
等しい。各ｒ″１は関連した反射信号ｘｆ″Ｌを発生し
、そしてこの反射信号が測定され、次に関係式（９）を
使用してｈｔを抽出するために処理される。ここで、相
関シーケンスＣ′″Ｌはそれぞれ、Ｃ’ｔ＝ｃ’ｔ　＋
Ｃ”Ｌ−Ｇ　’いＣ’Ｕ　、　＝Ｇ２　、およびＣ’、
−−Ｇ−で与えられる。

次に第二の実施例では、三つの試験符号がゴーレイ符壮
対から発生される。最初の二つはそれぞれボックスカー
シーケンスとゴーレイ符号対の一つとの和であり、そし
て三番目のものはボックスカーシーケンスそのものであ
る。なお、最後の二つの実施例で信号の処理は、適切な
反射信号を差し引くことにより、負でない相補的試験符
号からボックスカーシーケンス成分を除去することに等
しい。これは関係式（９）を利用するのに必要な、＋　
Ｉ　、−１の値を持つ相補的試験符号を伝達することに
相当する。

このように相補的符号を個別に選択することにより、多
数の試験パルスを弔−シーケンスに詰め込むことができ
る。このような各シーケンスを、このシーケンスに続く
むだ時間とひっくるめて、ここでは“ショット°と呼ぶ
ことにする。なお、面記むだ時間の長さは、光パルスが
光ファイバ２６の入力端２５から該光ファイバ２６の他
端まで進行し、そして入力端２５に戻るまで、いわゆる
光パルスが光ファイバを往復する持続時間りである３゜
この時間選択により反射信号ｘ”（ｔ）が後続の反射信
号ｘ　　（Ｌ）と重ならないようになり、各反射信号ｘ
ｑ″（Ｌ）は他の反射信号から干渉されずに処理するこ
とができるようになる。このようなショットに対するデ
ユーティ・サイクルはＬ／（１，＋ｄ）である。

ただしｄは持続時間りに含まれるクロック・サイクルの
数である。現存する単一パルス／ショットのデユーティ
・サイクルＩ／（１＋ｄ）がかなり増加するために、０
ＴＤＨのＳＮＲが改舟される。

第８図に示すように、試験信号において接近して並んだ
複数の人力光パルス５１．６１は、反射信号Ｘ（０の中
で重なり信号を生ずる。この一つの効果は、反射信号の
最大振幅が増加するといもことである。反射信号を測定
するのに使用する検波および測定回路群のレンジが限ら
れているので、Ｌはこの回路群におけるどれかのダイナ
ミック・レンジを超えるような大きい値に選定すべきで
はない。典型的に、こればデユーティ・サイクルを約１
０％に制限している。これはまた、各ショットの終わり
におけるむだ時間で冷却する光パルス源に対して充分な
時間を与えるという利点がある。

実際には、応答信号の周期の一部の期間中その部分が重
要でないかぎり、ある回路群の動作レンジを超えること
ができる。ここで、前記の反射信号は時間の減少関数で
あるから、もし反射信号に過度に大きな部分があると、
それは反射信号の初めの方に向かうことになる。信号の
この部分は、光ファイバの入力端近くにおける光ファイ
バについての情報を担っている。したがって、試験すべ
き光ファイバの部分が、該光ファイバの入力端から離れ
たところにある窓の中にあれば、この窓は光ファイバの
入力端に近い場合よりも大きな値のＬを使用することが
できる。

０ＴＤＲの実際の動作レンジは、応答信号の周期の−・
部の期間中、考慮中の反射信号の部分がこのような過大
振幅を持っていないかぎり超えることができる。ここで
単一パルスに対する反射信号ｈ（Ｌ）の振幅は、一般に
指数的に減少するので、測定された反射信号ｘ（ｔ）の
この過大振幅は、一般にその始め近くに発生ずる。次に
反射信号ｘ（Ｌ）のこの部分は、考慮中の窓が光フアイ
バ内に０ＴＤＲのレンジを超えている反射信号ｘ（ｔ）
の振幅より深くなっているかｙす、光ファイバの入力端
近くの光ファイバの部分に関する情報を担っているので
、°このような過大振幅は考慮中の窓における測定を邪
魔することがない。

このデユーティ・サイクルの増大は、所定のレンジに対
して試験時間を減らず、あるいは所定め試験時間に対し
てレンジを拡げるのに使用することができる。一般に、
雑音はパルス数の平方根にしたがって増大し、そして信
号は試験パルスの数と共に直線的に増加する。それぞれ
が］、パルスから成るＮショットの結果を平均すれば、
ＳＮＲは単一パルスを含んだ単一ショットのＳＮＲより
Ｎｌ、の平方根倍だけ改善される。したがって、これに
より同じ数の平均を使用する単一パルスの０ＴＤＲに関
して、ＳＮＲはＬの平方根倍だけ増大する。代わりに、
同じＳＮＲに対し、平均の数Ｎを１／Ｌ倍だけ減らすこ
とができる。同時に、このことは試験が所定のレンジに
対して実質的にＬ倍速いということを意味する。

（発明の実施例） 第１図は本発明の一実施例による０ＴＤＲのブロック図
で、ある。図においてタイミング制御回路２１は、ワー
ド発生器７１　、Ａ／Ｄ変換器２９．平均化回路２■０
．信号処理回路７２および表示回路２１１にそれぞれタ
イミング信号を送る。タイミング制御回路２１からの出
力信号に応じて、ワード発生器７１は相補的試験符号を
パルス・ドライバ２２に送る。ここで、前記パルス・ド
ライバ２２は試験符号をレーザ２３のような光パルス源
に伝達する一連の電気パルスに符号化するものである。

これらの電気パルスに応じて、レーザ２３は相当する一
部 連のパルス信号を、３ｄＦ３カブラ２４のような惜波ブ
リッジ経由で、光ファイバ２６の入力端２５に注入する
。

これら各シーケンスと各シーケンスに続くむだ時間を加
えたものを、ここでは“ショット“と呼ぶ。

各ショットは光フアイバ２６内に反射信号を発生し、こ
の反射信号は３ｄ［３カプラ２４を通して検波器２７に
送られる。受信機２８は検波器２７の出力を増幅してＡ
／Ｄ変換器２９に人力する。Ａ／Ｄ変換器２９の出力端
は平均化回路２１０の入力端に接続されている。そして
前記の平均化回路２１０は、検出すべき各別個な形式の
反射信号ｘ″″（Ｌ）に対して別個の記憶装置または記
憶装置の部分を含んでいる。各反射信号Ｘ″′（ｔ）の
連続的な繰り返しは、ディジタル・データとしてその関
連した記憶装置または記憶装置の部分に対して加算また
は減算され、そして試験結果のＳＮＲを小さくするため
にこれらの繰り返しが平均化される。ディジタル記憶装
置内におけるショットの減算は、ボックスカーンーケン
スから（〜ト１．−１）の値のゴーレイ符号を引いたも
のから成るショットに対して行なわれる。この結果、ボ
ックスカーシーケンスが耕馨され、ゴーレイ符号が強化
される。

各反Ｉｔ信号ｘ”（ｔ）に対するこれら平均した結果は
、信号処理回路７２に送られる。この信号処理回路７２
は甲−パルスとして発生される反射信号ｈ（ｔ）を抽出
する。次にｈ（Ｌ）はＣＲＴまたはプロッタのような出
力表示回路２１１にて表示される。ワード発生”５７１
　、平均化回路２１０および信号処理回路７２の特定の
実施例は、光ファイバ２６に注入される独特な試験シー
ケンスによって変わる。

第２図に示す第一の実施例では、ワード発生器７１が四
つの出力（１）〜（４）のどれかを選択的に発生ケる。

（１）　ｒ’、＝ｂＬ、＋Ｇ’に％　（２）　ｒ　、（
−ｂ　、−Ｇ　（％（３）　ｒ３に＝　ｂ’、　１Ｇ’
３、（４）　ｒ’、、＝ｌ）Ｌｋ−Ｇ−’、。ここで［
八は長さ１４のボックスカーノーケンス（ずなわち、Ｋ
−＝Ｉ、・・・、Ｌの場合は１、その他の場合は０であ
るシーケンス）であり、Ｇ□は第１のゴーレイ符号ノー
ケンスであり、そしてＧｔ３は第２のゴーレイ符号シー
ケンスである。これら二つのゴーレイ符号ノーケンスは
、ｍ＝Ｉに対して次の関係を満足するゴーレイ対を形成
している。

タイミング制御回路２Ｉはｒ″にのどれを所定時間でパ
ルス・ドライバ２２に加えるかを選択する。

ｒＩＫを光ファイバ２６に注入するのに応じて、反射信
・ゴＸ６が検出され、そして増幅され、次いでディジタ
ル化された後、タイミング回路２１により信号平均化回
路２１０に送られる。ここで各反射信号ＸＫが別々の記
憶装置の場所に加えられ、またはそこから差し引かれて
、同じ試験シーケンスｒ″Ｋを備えた異なるショットに
対してこれら反射信号を平均化する。次に処理回路７２
で到来するｘｌ　ンヨットは加算され、そして桟は差し
引かれる。これはＸ　ｔ、の平均がｘｌＫの平均から差
し引かれること、およびＩ４の平均がＸ″′３の平均か
ら差し引かれることに等しい。これによりボックスカー
信号による応答が除去されるので、処理される信号は丁
度ボックスカーシーケンスが光ファイバ２６への人力信
号に加わらなかっ１こようになる。平均後の差信号ｘＩ
Ｋ−Ｘ２ヨは相関シーケンスＣ１ｋ−Ｇｌｋ：ｙｌ　−
ΣＧｌ　　（Ｘ１％）　　　・・・・（Ｉ２）へ−、−
１に・ｌツノ と関係付けられる。そして差信号Ｘ″よ−ｘ　４には相
関ソーケンスＣ□−０２Ｋ・ ｙ″−ΣＧ２　　【ｘ　３−、　ｘ　４　］　　　　　
・・・・（Ｉ１）Ｋ　！・−ゝ４１″ と関係付けられる。次に結果を加算して処理回路の出力 ｈｋ−ＹＩＫ、）　ｙｔＫ　　　　　　　　　　　・・
・・（１４）を発生ずる。この出力は信号パルスが光フ
ァイバに注入されたときの該光ファイバの応答信号を表
わす。処理回路７２に入れる府にＸ′を平均化するこ、
とにより、ゴーレイ符号との゛相関は−・組のノヨット
に対して一回だけ行えばよい。信シシ・利得係数は、Ｎ
を甲均の数、１．を符号の長さとした場合、にＩ。

のオーダである。

他の実施例では、二組のゴーレイ符号’、　［Ｇ　１．
　、　Ｇ　２Ｊと［０３，、Ｇ’、）とを使用して試験
シーケンスを発生する。この実施例における相捕的符号
ｒ″はｍ　＝　１　。

・・・・、４に対してｒ３＝ｂ、＋Ｇ、である。また、
相関符号はＣ１，、＝　にｌ＝　　０２とＣ’、、　−
〇−−Ｇ’−とである。

再び、Ｘ″３の差を取って、ボックスカーシーケンスへ
の応答を除去する。処理回路７２から得られる出力０３
は Σ【Ｇｔ１１Ｇ１□−、＋　Ｇ’、−、Ｇ３．イｌｈｐ
　　　・・・（１５）ｌｒ！・緒 である。この最後の二項はゴーレイ対が力、いにゼロ相
互相関になるように選んだときに０となる。

たとえば、このような符号の発生方法は、ビー・ビー・
ソー（Ｂ、Ｂ、Ｌｅｅ）およびイー・ニス・ファーガソ
ン（Ｅ、Ｓ、Ｐｕｒｇａｇｏｎ）が１９８２年の超音波
シンポジウム（Ｕｌｔｒａｓｏｕｎｄ　Ｓｙｌｐｏｓｉ
ｕｍ）で“整相列における同時演算用ゴーレイ符号”（
Ｇｏｌａｙ　Ｃｏｄｅｓ　ｆｏｒ　Ｓｉｍｕｌｔａｎｅ
ｏｕｓ　０ｐｅｒａｔｉｏｎ　ｉｎ　Ｐｈａｓｅｄ　Ａ
＝ｒｒａｙｓ）の題名で開示（ｐｐ８２１〜８２５）　
Ｌ、ている。

第三の実施例で、相捕的符号は（１）ｒＩＫ−ｂ□斗Ｇ
’に、（２）　ｒ”、＝　ｂ鐸（３）　ｌ”、−ｂ　、
　＋　Ｇ”、および（４）ｒ、＝ｂＫであり、そして相
関シーケンスはＣＩＫ＝（Ｈｌ。

とＣ＊、　＝　Ｇｔ、とである。次にｒ″６のうちの二
つは等しいから、この実施例に使用している相捕的シー
ケンスは実際には三つだけである。また、ボブクスカー
シーケンスは信号符号化情報を運ばないので、ショット
の長い列の中で一度だけ伝達すればよい。

好適なゴーレイ符号は参考文献アール・エッチ・ペティ
ト（Ｒ，１１，ＰｅＬＬｉＬ）著“良好な相関特性を有
するパルスシーケンス（Ｐｕｌｓｅ　５ｅｑｕｅｎｃｅ
　ｗｉｔｈ　ＧｏｏｄＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ　Ｐｒｏ
ｐｅｒｔｉｅｓ）、マイクロウェーブ１ジヤーナル（Ｍ
ｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｊｏｕｒｎａｌ）　６：（〜６７ｐ
ｐ、　（１９６７）およびエム・ジェー・イー・ゴーレ
イ（Ｍ、Ｊ、Ｅ、Ｇｏｌａｙ）著“相補系列（Ｃｏｍｐ
ｌｅｍｅｎｔａｒｙ　５ｅｒｉｅｓ）、プロシーディン
グ・アイアールイー（Ｐｒｏｃ、ＩＲＥ）　２０巻、８
２〜１１７ｐｐ。

（１９６＋）に開示されている。ある整数ｎに対し長さ
１゜悄−！ ＝２　の場合に発生しやすいゴーレイ符号の一つの特定
の組み合わせは次の通りである。長さρのゴーレイ対は
シーケンス対’Ｇ’、＝　（１２，）および１Ｇ□＝　
（２）である。なお、Ｇの左肩の添字はこれがｎ＝１に
対するゴーレイ符号であることを示す。ｎの更に高次の
値は次の反復法によって作られる。

、＋’ｌｔ１に１Ｋ−（ｎ”、ｎ”）ｇ　　　　　　、
・・・（１６）＋ＩＧ！、＝　（ｎ！１．ｎ４！Ｈに ここでｎ１＊はｎｌ、の複素共役である。この複素共役
の意味は、Ｇ！＊における各要素がＧ２の対応する要素
に負号を付けたものに等しいということである。たとえ
ば、ｎ−３の場合、シーケンスは’Ｇ’に＝（１，１，
１，−１）と ６１ｇ＝　（１，１，−１，１） である。長さ２肴の他の三つのゴーレイ対はこの組から
、正しい＃ｌＧ＋、、″Ｇ□の、またはＱｌ、とＧ□の
両方の、すべての要素の極性を反転して作ることができ
る。なお、好ましい実施例では、相捕的シーケンスの数
は少ない。これらシーケンスは繰り返し伝達され、そし
て方程式（Ｉｆ）は時間がかかるけれども、相関をショ
ットごとに行わなければならないことを暗示しているよ
うに思われる。ただし、平均化と相関演算との直線性の
ためこれら演算の適用の順序を反転することができるの
で、同じショットの平均化を行い、そして平均した結果
に一つだけ相関を適用する。ここで、相捕集合における
シーケンスの数が少なくなれば、実施は一層効率よくな
ることに注怠されたい。また、特定の相関シーケンスＣ
″が他のものの逆であるときは、その試験信号による反
射を、平均化プロセス中、および二つの相関ではなく終
わりに行う平均化中に、他の試験信号による反射から差
し引くことができる。これらの手法では、測定時間のわ
ずかな部分を相関に利用して、大部分の測定時間は平均
化に対して効率的な利用をすることができる。

（発明の効果） 以上詳述するように本発明によれば、光ファイバの入力
端に戻る反射信号は平均化回路および信号処理回路を経
て表示回路で表示されるので、ひずみを導入せずに測定
時間を大幅に短縮でき、しかも信号対雑音比（ＳＮＲ）
が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例にょる０ＴＤＲのブロック図
、第２図は一つのゴーレイ符号対を用いて形成された四
つの相補符号シーケンスｒｋを利用した本発明の一実施
例に上る０ＴＤＲのブロック図、第３図はファイバーの
入力端に注入されたデルタ関数のパルスが光ファイバー
の入力端に戻った散乱光の振幅５（ｔ）を示す特性線図
、第４図は従来のＯＴ鳩 ＤＲを示すブロック図、第５八図〜第５Ｄ図は脩限相補
符号の相関が時間と共にシフトする該コードのコピーを
示す図、第６Ａ図〜第６Ｄ図は無限周期相補符号の相関
積が時間と共にシフトする該コードのコピーを示す図、
第７図は光ファイバに注入された単一パルスにより生じ
た反射信号ｘ（ｔ）を示す波形図、第８図は接近した間
隔で注入された試験パルスにより生じた反射信号の効果
を示す波形図である。 図において、２１：タイミング制御回路、２２：パルス
・ドライバ、２３：レーザ、２４．カプラ、２５：光フ
ァイバ、２７：検波器、２８：受信機、２９：Ａ／Ｄ変
換器、７１：ワード発生器、７２：信号処理回路、２１
０：平均化回路、２１１：表示回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 次の（イ）〜（ニ）を含む時間領域反射率計。 （イ）相補符号シーケンスｒ＾ｍ＿ｋを発生するワード
   発生器、 （ロ）被試験装置に前記相補符号シーケンスを注入する
   ために前記ワード発生器に応答する手段、（ハ）ある整
   数ｎがｎ＞１の場合ｍ＝１、・・・ｎの各値に対し前記
   シーケンスｒ＾ｍ＿ｋに応答して前記被試験装置によつ
   て発生された反射信号ｘ＾ｍ＿ｋを検出する手段、 （ニ）ある整数ｑがｑ＞１の場合ｐ＝１、・・・ｑに対
   し相関関数ｃ＾ｑ＿ｋと前記ｘ＾ｍ＿ｋの組み合わせた
   相関線形手段を含む処理手段で、出力信号Ｏ＿ｋを発生
   するために前記ｘ＾ｍ＿ｋを処理する手段。