JPS63144264A - 周波数−電圧変換器 - Google Patents
周波数−電圧変換器Info
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- JPS63144264A JPS63144264A JP62305493A JP30549387A JPS63144264A JP S63144264 A JPS63144264 A JP S63144264A JP 62305493 A JP62305493 A JP 62305493A JP 30549387 A JP30549387 A JP 30549387A JP S63144264 A JPS63144264 A JP S63144264A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 54
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 21
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
- G01R23/06—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into an amplitude of current or voltage
- G01R23/09—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into an amplitude of current or voltage using analogue integrators, e.g. capacitors establishing a mean value by balance of input signals and defined discharge signals or leakage
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
- G01P3/48—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage
- G01P3/4802—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage by using electronic circuits in general
- G01P3/4805—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage by using electronic circuits in general by using circuits for the electrical integration of the generated pulses
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、反復信号をその周波数に比例した電気信号に
変換することのできる周波数−電圧変換器に関するもの
である。なお、反復信号はたいていの場合電圧に変換さ
れる。
変換することのできる周波数−電圧変換器に関するもの
である。なお、反復信号はたいていの場合電圧に変換さ
れる。
従来の技術
反復現象があってその周波数を測定しようとする場合に
は、単安定マルチバイブレークとその後段に接続された
ＲＣタイプのフィルタを備える周波数−電圧変換器を利
用するのが一般的である。
は、単安定マルチバイブレークとその後段に接続された
ＲＣタイプのフィルタを備える周波数−電圧変換器を利
用するのが一般的である。
現象が１つ起こるごとにマルチバイブレークが作動し、
較正されたパルスがこのマルチバイブレークから出力さ
れる。このパルス信号はフィルタに入力される。すると
、単位時間に入力されたパルスの数に比例した電圧がこ
のフィルタから出力される。このパルス数が、測定しよ
うとしている周波数に比例している。このタイプの周波
数−電圧変換器には、所定数のパルスが得られた後でな
くては周波数を知ることができないという欠点がある。
較正されたパルスがこのマルチバイブレークから出力さ
れる。このパルス信号はフィルタに入力される。すると
、単位時間に入力されたパルスの数に比例した電圧がこ
のフィルタから出力される。このパルス数が、測定しよ
うとしている周波数に比例している。このタイプの周波
数−電圧変換器には、所定数のパルスが得られた後でな
くては周波数を知ることができないという欠点がある。
これは、瞬間的に周波数を知ることができないことを意
味している。
味している。
反復現象の周波数を瞬間的に知る必要のない周波数−電
圧変換器でよい場合にはこれは実際上問題ではなかった
。例えば、自動車に搭載する電子機器としてダツシユボ
ードの回転速度計に速度を表示させるための速度測定装
置のみが必要とされる場合である。この場合には確かに
瞬間的な測定を行う必要がなかった。
圧変換器でよい場合にはこれは実際上問題ではなかった
。例えば、自動車に搭載する電子機器としてダツシユボ
ードの回転速度計に速度を表示させるための速度測定装
置のみが必要とされる場合である。この場合には確かに
瞬間的な測定を行う必要がなかった。
発明が解決しようとする問題点
電子点火システムが出現してこのような変換器の使用法
が変化した。例えば、このシステムで利用される入力の
１つに自動車の速度の瞬間値がある。このようなわけで
、エンジンの回転角を知ることのできる電気信号を発生
させることが重要である。この目的を達成するため、従
来は、１周期ごとに初期化した電圧をもとにしてコンデ
ンサを充電・放電させていた。電圧の瞬間値がエンジン
の回転角に対応するためには、放電電流が速度に比例し
ていなくてはならない。しかし、エンジンを加速または
減速しているときには速度の測定値の精度が悪くなる。
が変化した。例えば、このシステムで利用される入力の
１つに自動車の速度の瞬間値がある。このようなわけで
、エンジンの回転角を知ることのできる電気信号を発生
させることが重要である。この目的を達成するため、従
来は、１周期ごとに初期化した電圧をもとにしてコンデ
ンサを充電・放電させていた。電圧の瞬間値がエンジン
の回転角に対応するためには、放電電流が速度に比例し
ていなくてはならない。しかし、エンジンを加速または
減速しているときには速度の測定値の精度が悪くなる。
従って角度情報も誤ったものになり、点火サイクル全体
がはっきりしなくなる。
がはっきりしなくなる。
１周期ごとに周波数の瞬間値の真の値を知ることができ
ないという欠点があるので、このシステムを用いてもよ
い結果は得られない。
ないという欠点があるので、このシステムを用いてもよ
い結果は得られない。
本発明は、上記の欠点を解決して、反復現象の周波数の
瞬間値、すなわち、反復現象を構成するある現象とその
直前の現象の周波数の相対値、さらに言い換えると、あ
る現象の直前の現象の周期の逆数を知ることのできる周
波数−電圧変換器を提供することを目的とする。
瞬間値、すなわち、反復現象を構成するある現象とその
直前の現象の周波数の相対値、さらに言い換えると、あ
る現象の直前の現象の周期の逆数を知ることのできる周
波数−電圧変換器を提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段
そこで、本発明によれば、電源と、第１のエネルギ貯蔵
手段と、この第１のエネルギ貯蔵手段の放電電流発生回
路と、反復周波数が変化する反復信号が入力されるシー
ケンサとを備える周波数−電圧変換器であって、 この周波数−電圧変換器は第２のエネルギ貯蔵手段をさ
らに備え、上記第１のエネルギ貯蔵手段は、上記シーケ
ンサにより決められる期間Ｔ０で電圧値Ｖ０に充電され
た後、上記シーケンサによって決められる期間（Ｔ−Ｔ
ｏ ”）にわたって上記第１のエネルギ貯蔵手段の瞬間
残留電圧の２乗に比例する放電電流Ｊｄで放電され、期
間Ｔ経過後に上記第１のエネルギ貯蔵手段内に残留して
いる電荷が、上記第２のエネルギ貯蔵手段の各反復周期
の終わりに移動することを特徴とする変換器が提供され
る。
手段と、この第１のエネルギ貯蔵手段の放電電流発生回
路と、反復周波数が変化する反復信号が入力されるシー
ケンサとを備える周波数−電圧変換器であって、 この周波数−電圧変換器は第２のエネルギ貯蔵手段をさ
らに備え、上記第１のエネルギ貯蔵手段は、上記シーケ
ンサにより決められる期間Ｔ０で電圧値Ｖ０に充電され
た後、上記シーケンサによって決められる期間（Ｔ−Ｔ
ｏ ”）にわたって上記第１のエネルギ貯蔵手段の瞬間
残留電圧の２乗に比例する放電電流Ｊｄで放電され、期
間Ｔ経過後に上記第１のエネルギ貯蔵手段内に残留して
いる電荷が、上記第２のエネルギ貯蔵手段の各反復周期
の終わりに移動することを特徴とする変換器が提供され
る。
本発明のその他の特徴ふよび利点は、添付の図面を参照
した実施例についての以下の説明により明らかになろう
。な右、本発明が以下の実施例に限定されることはない
。
した実施例についての以下の説明により明らかになろう
。な右、本発明が以下の実施例に限定されることはない
。
実施例
第１図には、スイッチ■１を通じてコンデンサＣ１を電
圧Ｖｏに充電するための電源ＶＴが図示されている。こ
のコンデンサＣ１は、放電電流発生回路Ｊと、この放電
電流発生回路ＪとコンデンサＣＩの端子Ｎの間に接続さ
れたスイッチＩ３を用いて放電させる。演算増幅器Ａは
電圧フォロワ接続の低出力インピーダンスで使用する。
圧Ｖｏに充電するための電源ＶＴが図示されている。こ
のコンデンサＣ１は、放電電流発生回路Ｊと、この放電
電流発生回路ＪとコンデンサＣＩの端子Ｎの間に接続さ
れたスイッチＩ３を用いて放電させる。演算増幅器Ａは
電圧フォロワ接続の低出力インピーダンスで使用する。
この演算増幅器Ａは、正入力がコンデンサＣ１の端子Ｎ
に接続され、負入力が自身の出力に接続されている。こ
の演算増幅器Ａにより、コンデンサＣ１の両端子間の電
圧の瞬間値を知ることができる。
に接続され、負入力が自身の出力に接続されている。こ
の演算増幅器Ａにより、コンデンサＣ１の両端子間の電
圧の瞬間値を知ることができる。
第２のコンデンサＣ２が、第１のコンデンサＣ１の電圧
と等しい電圧のもとて電荷を蓄積できるように接続され
ている。演算増幅器Ａの出力と第２のコンデンサＣ２の
端子Ｍの間に接続されたスイッチ■２を用いてエネルギ
の移動を制御する。
と等しい電圧のもとて電荷を蓄積できるように接続され
ている。演算増幅器Ａの出力と第２のコンデンサＣ２の
端子Ｍの間に接続されたスイッチ■２を用いてエネルギ
の移動を制御する。
各スイッチの開閉は、反復入力信号Ｅに応答して制御信
号を発生するシーケンサＳにより制御する。
号を発生するシーケンサＳにより制御する。
このシーケンサＳは入力信号Ｅにより作動して、スイッ
チェ２を閉じさせる制御信号を出力する。
チェ２を閉じさせる制御信号を出力する。
すると、コンデンサＣＩの残留電圧Ｖに比例した電荷が
コンデンサＣ２に蓄積される。続いてこのシーケンサＳ
はスイッチＩ２を開放させ、次いで期間Ｔ０の間スイッ
チ１１を閉じさせる。この結果、コンデンサＣ，１の電
圧がｖｏになる。残留電圧Ｖにより電荷が移動する期間
は、電圧Ｖ０になるまでこのコンデンサＣ１を充電する
期間に比べて無視できるぐらいに短い。期間Ｔ０が経過
した後の残りの期間、すなわち期間（’ｒ−’ｒ、 ）
には放電電流Ｊ、がコンデンサＣ１から流れる。この放
電電流Ｊｄの値はコンデンサＣ１の瞬間電圧の２乗に比
例している。なお、この瞬間電圧は、便宜上演算増幅器
の出力で測定する。期間Ｔが経過すると、コンデンサＣ
１の残留電圧Ｖに比例した電荷がコンデンサＣ２に蓄積
される。
コンデンサＣ２に蓄積される。続いてこのシーケンサＳ
はスイッチＩ２を開放させ、次いで期間Ｔ０の間スイッ
チ１１を閉じさせる。この結果、コンデンサＣ，１の電
圧がｖｏになる。残留電圧Ｖにより電荷が移動する期間
は、電圧Ｖ０になるまでこのコンデンサＣ１を充電する
期間に比べて無視できるぐらいに短い。期間Ｔ０が経過
した後の残りの期間、すなわち期間（’ｒ−’ｒ、 ）
には放電電流Ｊ、がコンデンサＣ１から流れる。この放
電電流Ｊｄの値はコンデンサＣ１の瞬間電圧の２乗に比
例している。なお、この瞬間電圧は、便宜上演算増幅器
の出力で測定する。期間Ｔが経過すると、コンデンサＣ
１の残留電圧Ｖに比例した電荷がコンデンサＣ２に蓄積
される。
放電電流Ｊ、は、コンデンサＣ２に記憶される電圧が期
間Ｔに反比例するように決める。すなわち、 （ただし、Ｃ１はコンデンサｃ１の容量である。）とす
る。
間Ｔに反比例するように決める。すなわち、 （ただし、Ｃ１はコンデンサｃ１の容量である。）とす
る。
電流源は、例えばモノリシック集積回路の形態にされる
ことの多いギルバート型乗算器を用いて構成する。
ことの多いギルバート型乗算器を用いて構成する。
実際、このタイプの乗算器は、入力電圧が２つの入力に
印加される場合にこの電圧の２乗に比例した電圧（また
は電流）を供給するのに適している。
印加される場合にこの電圧の２乗に比例した電圧（また
は電流）を供給するのに適している。
第２図には、入力信号Ｅと、スイッチＩ２．１１、■３
０制御信号と、コンデンサｃ１の両端子間の電圧Ｖ１の
タイムチャートが示されている。
０制御信号と、コンデンサｃ１の両端子間の電圧Ｖ１の
タイムチャートが示されている。
入力信号Ｅには周期性がある。−例として自動車のエン
ジンの点火のためにエンジンの回転速度を知ろうとする
場合を考えると、この周期信号は例えば速度センサの出
力として得られる。 ゛もとになる物理的反復現象
の周期が変化する場合には、入力信号Ｅの周期が変化す
る可能性がある。これは、上記の例で言えば、エンジン
を加速または減速しているときにこのエンジンの回転速
度を測定する場合に対応する。
ジンの点火のためにエンジンの回転速度を知ろうとする
場合を考えると、この周期信号は例えば速度センサの出
力として得られる。 ゛もとになる物理的反復現象
の周期が変化する場合には、入力信号Ｅの周期が変化す
る可能性がある。これは、上記の例で言えば、エンジン
を加速または減速しているときにこのエンジンの回転速
度を測定する場合に対応する。
この現象を説明するため、第２図には持続時間がＴ１の
第１段階Ｉと、持続時間がＴ２の第２段階■が示されて
いる。
第１段階Ｉと、持続時間がＴ２の第２段階■が示されて
いる。
入力信号Ｅのパルスが到着するとスイッチ■２は期間ｔ
２の間のみ閉じられ、残りの期間、すなわち期間（Ｔ−
ｔ２）にわたって開放される。このスイッチＩ２を閉じ
ることにより、コンデンサＣ１の電圧ＶをコンデンサＣ
２に記憶させることができる。
２の間のみ閉じられ、残りの期間、すなわち期間（Ｔ−
ｔ２）にわたって開放される。このスイッチＩ２を閉じ
ることにより、コンデンサＣ１の電圧ＶをコンデンサＣ
２に記憶させることができる。
次いでスイッチ■１を期間ｔ１にわたって閉じてコンデ
ンサＣ１を電圧Ｖａに充電する。この期間ｔ１は期間Ｔ
０と等しくして、期間ＴｏでこのコンデンサＣ１が電圧
ｖ１に充電されているようにしてもよい。その間、スイ
ッチＩ２とＴ３は開放されている。スイッチェ３は残り
の期間（Ｔ−Ｔｏ）を通じて閉じられるので、放電電流
Ｊ、でコンデンサＣ１が放電される。
ンサＣ１を電圧Ｖａに充電する。この期間ｔ１は期間Ｔ
０と等しくして、期間ＴｏでこのコンデンサＣ１が電圧
ｖ１に充電されているようにしてもよい。その間、スイ
ッチＩ２とＴ３は開放されている。スイッチェ３は残り
の期間（Ｔ−Ｔｏ）を通じて閉じられるので、放電電流
Ｊ、でコンデンサＣ１が放電される。
次の周期においても同様である。スイッチＩ２を閉じ、
コンデンサＣ１の残留電圧Ｖを利用してコンデンサＣ２
を充電する。コンデンサＣ１は、期間Ｔ０で電圧Ｖ。に
充電される。次いでこのコンデンサＣ１を放電電流Ｊｄ
で放電する。第２段階のこの放電期間は第１段階におけ
る対応する放電期間よりも短い。従って、コンデンサＣ
Ｉの放電量は第１段階における放電量よりも少ない。こ
のコンデンサＣ１の両端子間の電圧は、この周期の終わ
りにコンデンサＣ２に移されるため、この変化が瞬間的
に現れる。
コンデンサＣ１の残留電圧Ｖを利用してコンデンサＣ２
を充電する。コンデンサＣ１は、期間Ｔ０で電圧Ｖ。に
充電される。次いでこのコンデンサＣ１を放電電流Ｊｄ
で放電する。第２段階のこの放電期間は第１段階におけ
る対応する放電期間よりも短い。従って、コンデンサＣ
Ｉの放電量は第１段階における放電量よりも少ない。こ
のコンデンサＣ１の両端子間の電圧は、この周期の終わ
りにコンデンサＣ２に移されるため、この変化が瞬間的
に現れる。
第３図は、本発明の変換器の一実施例を示す図である。
時間Ｔ。の基準を得るため、電圧がｎＶｏ（ｎは実数）
の電源ＶＴを用いる。抵抗Ｒがスイッチ１１とコンデン
サＣ１の間に接続されている。スイッチ１１が閉じられ
ているときには、スイッチＩ３とＴ４は開放されていて
抵抗Ｒに電圧ｎＶ。
の電源ＶＴを用いる。抵抗Ｒがスイッチ１１とコンデン
サＣ１の間に接続されている。スイッチ１１が閉じられ
ているときには、スイッチＩ３とＴ４は開放されていて
抵抗Ｒに電圧ｎＶ。
が印加される。スイッチェ４はコンデンサＣ１に並列に
接続されている。コンデンサＣ１は、特定数ＲＣＩで以
下の式に従って充電される。
接続されている。コンデンサＣ１は、特定数ＲＣＩで以
下の式に従って充電される。
Ｖ ＝ ｎＶｏ （１−ｅ−”Ｃ）Ｖ＝Ｖ、となっ
たときがｔ＝Ｔｏであるようにするため、ｎは以下のよ
うに決める。
たときがｔ＝Ｔｏであるようにするため、ｎは以下のよ
うに決める。
シーケンサＳは、入力信号Ｅをパルスに変換する整合増
幅器ＡＺを備えている。単安定回路Ｍ１がこの整合増幅
器ＡＺに直列に接続されている。
幅器ＡＺを備えている。単安定回路Ｍ１がこの整合増幅
器ＡＺに直列に接続されている。
この単安定回路Ｍ１を用いてスイッチＩ２を制御する。
また、単安定回路Ｍ１により単安定回路Ｍ２を作動させ
る。この単安定回路Ｍ２はスイッチ■４の制御用である
。また、この単安定回路Ｍ２を用いてＲＳフリップフロ
ップＢを制御することもできる。このＲＳフリップフロ
ップＢはスイッチ１１と工３の制御用である。
る。この単安定回路Ｍ２はスイッチ■４の制御用である
。また、この単安定回路Ｍ２を用いてＲＳフリップフロ
ップＢを制御することもできる。このＲＳフリップフロ
ップＢはスイッチ１１と工３の制御用である。
放電電流発生回路Ｊは、鋸波電圧発振器０と、２個の比
較器ＣＰＩ、ＣＦ２と、ＡＮＤゲートとを備えている。
較器ＣＰＩ、ＣＦ２と、ＡＮＤゲートとを備えている。
本実施例の場合には、この放電電流発生回路を用いるこ
とによりコンデンサＣ１の放電曲線が二次曲線になる。
とによりコンデンサＣ１の放電曲線が二次曲線になる。
というのは、本発明では放電電流が当然ｖ２に比例する
からである。
からである。
この放電電流を得るための本発明の好ましい実施例を以
下に説明する。
下に説明する。
発振器は電圧Ｖ。に接続されている。この発振器の出力
電圧は鋸形であり、電圧ゼロと電圧Ｖ０の間で変化する
。この鋸形電圧を比較器ＣＰＩの一方の入力に印加する
。この比較器ＣＰＩの他方の入力は演算増幅器Ａの出力
に接続されているため、出力電圧Ｖがこの入力に印加さ
れる。比較器ＣＰＩの出力はＡＮＤゲートの一方の入力
に接続され ている。このＡＮＤゲートの他方の入力はＲＳフリップ
フロップＢの反転出力−に接続されている。
電圧は鋸形であり、電圧ゼロと電圧Ｖ０の間で変化する
。この鋸形電圧を比較器ＣＰＩの一方の入力に印加する
。この比較器ＣＰＩの他方の入力は演算増幅器Ａの出力
に接続されているため、出力電圧Ｖがこの入力に印加さ
れる。比較器ＣＰＩの出力はＡＮＤゲートの一方の入力
に接続され ている。このＡＮＤゲートの他方の入力はＲＳフリップ
フロップＢの反転出力−に接続されている。
ハイレベル（論理値１）によりゲートが閉じられると仮
定すると、ＲＳフリップフロップＢの非反転出力Ｑによ
りスイッチＢが制御される。比較器ＣＰ２の一方の入力
には電圧Ｖ０が印加され、他方の入力には演算増幅器Ａ
の出力電圧Ｖが印加される。この比較器ＣＰ２の出力は
ＲＳフリップフロップの入力Ｒに接続されている。
定すると、ＲＳフリップフロップＢの非反転出力Ｑによ
りスイッチＢが制御される。比較器ＣＰ２の一方の入力
には電圧Ｖ０が印加され、他方の入力には演算増幅器Ａ
の出力電圧Ｖが印加される。この比較器ＣＰ２の出力は
ＲＳフリップフロップの入力Ｒに接続されている。
入力信号Ｅにより単安定回路Ｍ１が作動するとスイッチ
Ｉ２が閉じて、コンデンサＣ１の電圧Ｖの瞬間値がコン
デンサＣ２に記憶される。このときスイッチ１１とＩ４
は開放されている。スイッチＩ３の状態は関係しない。
Ｉ２が閉じて、コンデンサＣ１の電圧Ｖの瞬間値がコン
デンサＣ２に記憶される。このときスイッチ１１とＩ４
は開放されている。スイッチＩ３の状態は関係しない。
この第１段階が終了して第２段階になると、単安定回路
Ｍ２によりスイッチＩ４が閉じられるのでコンデンサＣ
１は放電されて電圧がゼロになる。
Ｍ２によりスイッチＩ４が閉じられるのでコンデンサＣ
１は放電されて電圧がゼロになる。
このときスイッチ■１とＩ２は開放されている。
スイッチ■３の状態は関係がない。
第２段階の終了時に作動するＲＳフリップフロップ已に
より、スイッチ１１が閉じ、スイッチＩ３が開放された
状態が保たれる。このときスイッチ■２と１４は開放さ
れている。従ってコンデンサＣＩが充電される。
より、スイッチ１１が閉じ、スイッチＩ３が開放された
状態が保たれる。このときスイッチ■２と１４は開放さ
れている。従ってコンデンサＣＩが充電される。
第４段階では、このコンデンサＣ１の端子の電圧がＶｏ
になると、この情報が比較器ＣＰ２によりＲＳフリップ
フロップ已に与えられる。すると、このＲＳフリップフ
ロップの非反転出力Ｑによりスイッチ１１が開放される
。このときスイッチＩ２とＩ４は開放されたままである
。一方、スイッチ■３は交互に開閉する。このスイッチ
Ｉ３が閉じているのは、電圧Ｖが発振器０の出力電圧よ
りも小さくなっている間だけである。この情報は比較器
ＣＰＩにより与えられる。発振器Ｏの周期は、測定しよ
うとする周期よりもはるかに短くなるようにする。
になると、この情報が比較器ＣＰ２によりＲＳフリップ
フロップ已に与えられる。すると、このＲＳフリップフ
ロップの非反転出力Ｑによりスイッチ１１が開放される
。このときスイッチＩ２とＩ４は開放されたままである
。一方、スイッチ■３は交互に開閉する。このスイッチ
Ｉ３が閉じているのは、電圧Ｖが発振器０の出力電圧よ
りも小さくなっている間だけである。この情報は比較器
ＣＰＩにより与えられる。発振器Ｏの周期は、測定しよ
うとする周期よりもはるかに短くなるようにする。
従って、抵抗Ｒ内を流れる放電電流（つまりＶ／Ｒ）は
１周期のＶ／ＶＯよりも長い時間流れることはない。
１周期のＶ／ＶＯよりも長い時間流れることはない。
このため、放電電流Ｊ、の「平均」値は以下の式で与え
られる。
られる。
この値は、入力信号の周期よりも短く、発振器の周期よ
りも長い時間での平均値である。
りも長い時間での平均値である。
上記の第４段階は、入力信号をもとにして得られる新し
いパルスによって新しく第１段階が始まるまで継続する
。
いパルスによって新しく第１段階が始まるまで継続する
。
従って、残留電圧Ｖは値１／Ｔ（すなわち、反復周波数
）に正比例する。確かに、時間ｔ＝Ｔ経過すると、 Ｖ ＝ｖｏ Ｔｏ ／Ｔ となる。この結果、出力ＳＯの電圧を測定することによ
り、１つの・周期が終了した直後に実際の周波数、つま
り周期の逆数を知ることができる。
）に正比例する。確かに、時間ｔ＝Ｔ経過すると、 Ｖ ＝ｖｏ Ｔｏ ／Ｔ となる。この結果、出力ＳＯの電圧を測定することによ
り、１つの・周期が終了した直後に実際の周波数、つま
り周期の逆数を知ることができる。
スイッチ１１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４は、飽和−ディスエー
ブルモードで動作するバイポーラトランジスタ、電界効
果トランジスタ、または、当業者には公知のこれ以外の
任意の手段を用いて実現することができる。
ブルモードで動作するバイポーラトランジスタ、電界効
果トランジスタ、または、当業者には公知のこれ以外の
任意の手段を用いて実現することができる。
゛ 上記の周波数−電圧変換器は、モノリシック集積回
路の形態に構成することが可能である。
路の形態に構成することが可能である。
第１図は、本発明の周波数−電圧変換器の概念図である
。 第２図は、第１図に関連したタイムチャートである。 第３図は、本発明の周波数−電圧変換器の一実施例を示
す図である。 （主な参照符号） Ａ・・演算増幅器、 ＡＺ・・整合増幅器、Ｂ・・
ＲＳフリップフロップ、 Ｃ１、Ｃ２・・コンデンサ、 ＣＰＩ、ＣＦ２・・比較器、 Ｅ・・入力信号、 Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４・・スイッチ、Ｊ・・放電電流
発生回路、 ＭＬ Ｍ２・・単安定回路、
。 第２図は、第１図に関連したタイムチャートである。 第３図は、本発明の周波数−電圧変換器の一実施例を示
す図である。 （主な参照符号） Ａ・・演算増幅器、 ＡＺ・・整合増幅器、Ｂ・・
ＲＳフリップフロップ、 Ｃ１、Ｃ２・・コンデンサ、 ＣＰＩ、ＣＦ２・・比較器、 Ｅ・・入力信号、 Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４・・スイッチ、Ｊ・・放電電流
発生回路、 ＭＬ Ｍ２・・単安定回路、
Claims (11)
- （１）電源と、第１のエネルギ貯蔵手段と、この第１の
エネルギ貯蔵手段の放電電流発生回路と、反復周波数が
変化する反復信号が入力されるシーケンサとを備える周
波数−電圧変換器であって、この周波数−電圧変換器は
第２のエネルギ貯蔵手段をさらに備え、上記第１のエネ
ルギ貯蔵手段は、上記シーケンサにより決められる第１
の期間（Ｔ＿ｏ）で所定の値（Ｖ＿ｏ）に充電された後
、上記シーケンサによって決められる第２の期間（Ｔ−
Ｔ＿ｏ）にわたって上記第１のエネルギ貯蔵手段の瞬間
残留電圧の２乗に比例する放電電流（Ｊ＿ｄ）で放電さ
れ、第１の期間と第２の期間（Ｔ）経過後に上記第１の
エネルギ貯蔵手段内に残留している電荷が、上記第２の
エネルギ貯蔵手段の各反復周期の終わりに移動すること
を特徴とする変換器。 - （２）上記第１のエネルギ貯蔵手段が第１のコンデンサ
を備え、上記第２のエネルギ貯蔵手段が第２のコンデン
サを備え、上記第１のコンデンサの充電は第１のスイッ
チにより制御され、上記第２のコンデンサの充電は第２
のスイッチにより制御され、両方のスイッチは上記シー
ケンサから出力される制御信号により作動することを特
徴とする特許請求の範囲第１項に記載の変換器。 - （３）上記変換器が上記第１のコンデンサの両端子間の
瞬間電圧（Ｖ）の測定手段を備え、この測定手段は上記
放電電流発生回路に接続されて、該放電電流発生回路か
らは上記瞬間電圧の２乗に比例した放電電流（Ｊ＿ｄ）
が発生することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
載の変換器。 - （４）第３のスイッチを通じて上記放電電流（Ｊ＿ｄ）
で上記第１のコンデンサを放電させて、この第１のコン
デンサの電圧を上記所定の値（Ｖ＿ｏ）から上記瞬間電
圧値（Ｖ）に低下させることを特徴とする特許請求の範
囲第１項に記載の変換器。 - （５）上記放電電流発生回路が乗算器で構成され、この
乗算器は、２つの入力が上記測定手段の出力に接続され
て、出力から放電電流（Ｊ＿ｄ）：瞬間電圧（Ｖ）×第
１のコンデンサの容量（Ｃ１）所定の電圧値（Ｖ＿ｏ）
×第１の期間（Ｔ＿ｏ）を出力することを特徴とする特
許請求の範囲第１項に記載の変換器。 - （６）上記放電電流発生回路が、ゼロと上記所定の値（
Ｖ＿ｏ）の間で出力電圧が変化する発振器と、一方の入
力にこの発振器の出力電圧が入力され、他方の入力に上
記測定手段の出力電圧が入力される第１の比較器と、一
方の入力にこの第１の比較器の出力が入力され、他方の
入力に上記シーケンサからの制御信号が入力され、出力
が上記第３のスイッチの開閉を制御するＡＮＤゲートと
を備え、第４のスイッチが上記第１のコンデンサに並列
に接続されていることを特徴とする特許請求の範囲第１
項に記載の変換器。 - （７）上記電源の電圧値がｎ（ｎは実数）×上記所定の
値（Ｖ＿ｏ）であり、上記第１のエネルギ貯蔵手段が上
記第１のスイッチと上記第１のコンデンサの間に接続さ
れた抵抗を備え、上記電源の電圧（ｎ×Ｖ＿ｏ）がこの
抵抗に印加されて、この第１のコンデンサが、自身の容
量（Ｃ１）と上記抵抗の抵抗値（Ｒ）で決まる時定数（
Ｒ×Ｃ１）に従って上記第１の期間（Ｔ＿ｏ）にわたっ
て充電され、上記第１のエネルギ貯蔵手段はさらに、一
方の入力に上記所定の値（Ｖ＿ｏ）の電圧が印加され、
他方の入力には上記測定手段の出力電圧が印加される第
２の比較器を備え、この第２の比較器の出力により上記
シーケンサを介して上記第１のスイッチの開閉が制御さ
れることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の変
換器。 - （８）上記シーケンサが、入力信号に応答して上記第２
のスイッチを閉じさせる第１の単安定回路と、この第１
の単安定回路により作動して上記第４のスイッチを閉じ
させる第２の単安定回路とを備えることを特徴とする特
許請求の範囲第１項に記載の変換器。 - （９）上記シーケンサが、上記第２の単安定回路と上記
第２の比較器の出力により作動するＲＳフリップフロッ
プを備え、このＲＳフリップフロップの一方の出力状態
により上記第１のスイッチが閉じられ、他方の出力状態
により上記ＡＮＤゲートの第２の入力がアクティブにな
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の変換
器。 - （１０）上記測定手段が電圧フォロワ接続の演算増幅器
で構成されていることを特徴とする特許請求の範囲第１
項に記載の変換器。 - （１１）上記各スイッチがバイポーラトランジスタまた
は電界効果トランジスタで構成されていることを特徴と
する特許請求の範囲第１項に記載の変換器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8616807A FR2607594B1 (fr) | 1986-12-02 | 1986-12-02 | Convertisseur frequence-tension |
| FR8616807 | 1986-12-02 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63144264A true JPS63144264A (ja) | 1988-06-16 |
Family
ID=9341452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62305493A Pending JPS63144264A (ja) | 1986-12-02 | 1987-12-02 | 周波数−電圧変換器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4823091A (ja) |
| EP (1) | EP0272965B1 (ja) |
| JP (1) | JPS63144264A (ja) |
| DE (1) | DE3783893T2 (ja) |
| FR (1) | FR2607594B1 (ja) |
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- 1987-12-02 JP JP62305493A patent/JPS63144264A/ja active Pending
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| Publication number | Publication date |
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| EP0272965B1 (fr) | 1993-01-27 |
| DE3783893T2 (de) | 1993-08-12 |
| EP0272965A1 (fr) | 1988-06-29 |
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| US4823091A (en) | 1989-04-18 |
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