Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erzeugung eines die Frequenz eines Eingangssignals wiedergebenden Ausgangssignals und auf eine Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens.
Bei vielen elektronischen Geräten besteht die Aufgabe, aus einem Eingangssignal, beispielsweise einer Wechselspannung, ein zur Frequenz des Eingangssignals analoges Ausgangssignal, beispielsweise eine Gleichspannung, herzustellen.
Beispielsweise entsteht in Doppler-Radargeräten, wie sie zur Geschwindigkeitsüberwachung des Strassenverkehrs eingesetzt werden, ein Doppler-Signal, dessen Frequenz der Geschwindigkeit eines vermessenen Fahrzeugs proportional ist.
Um die gemessene Geschwindigkeit beispielsweise in einem Zeigerinstrument zur Anzeige zu bringen, wird in einem solchen Gerät aus der das Doppler-Signal darstellenden Wechselspannung ein analoger Gleichspannungswert gebildet und dieser beispielsweise einem Drehspulvoltmeter zugeführt. Es empfiehlt sich dabei, einen Speicher vorzusehen, damit der nur sehr kurzzeitig festgestellte Messwert während einiger Zeit als praktisch konstanter Ausschlag des Messinstrumentes zur Verfügung steht.
Es ist bekannt, aus dem Eingangssignal, d. h. aus der Wechselspannung, eine beispielsweise mit den aufsteigenden Null-Durchgängen der Wechselspannung kohärente Impulsfolge zu erzeugen, wobei die einzelnen Impulse dieser Impulsfolge gleiche Amplitude und gleiche Impulsdauer aufweisen. Führt man eine solche Impulsfolge einem beispielsweise als RC-Glied ausgeführten Pseudo-Integrator zu, so entsteht am Ausgang dieses Pseudo-Integrators eine Gleichspannung mit überlagerter, etwa sägezahnförmiger Welligkeit. Die Grösse dieser Welligkeit, bezogen auf den entstehenden Gleichspannungsmittelwert, ist nun von der Repetitionsfrequenz der dem Pseudo-Integrator zugeführten Impulsfolge und damit von der Frequenz des Eingangssignals abhängig.
Von Doppler-Radargeschwindigkeitsmessgeräten wird verlangt, dass sie sich für die Messung von Geschwindigkeiten in einem relativ grossen Geschwindigkeitsbereich eignen, beispielsweise sollte ein Geschwindigkeitsbereich von mindestens etwa 1:10, beispielsweise 20 km/h bis 200 km/h erfasst werden, vorzugsweise sollte der Bereich sogar noch grösser sein.
Da nun, wie erwähnt, die Welligkeit des Ausgangssignals des Pseudo-Integrators frequenzabhängig ist, und zwar umgekehrt zur Frequenz und damit der gemessenen Geschwindigkeit, erkennt man, dass bei kleinen Geschwindigkeiten bzw. tiefen Doppler-Frequenzen eine sehr hohe Welligkeit auftreten kann.
Diese Welligkeit stört bei der elektronischen Weiterverarbeitung der Ausgangsspannung des Pseudo-Integrators.
Wohl könnte die genannte Welligkeit durch Wahl einer genügend grossen Zeitkonstante des Pseudo-Integrators im Prinzip beliebig klein gemacht werden, doch lässt sich diese Massnahme in der Praxis nicht anwenden, weil dadurch die Ansprechgeschwindigkeit der Geschwindigkeitsmesseinrichtung in unzulässiger Weise beeinträchtigt würde. Es ist nämlich zu bedenken, dass einerseits ein am schief zur Verkehrsrichtung strahlenden Radargeschwindigkeitsmessgerät vorbeifahrendes Fahrzeug sich nur eine sehr kurze Zeit innerhalb des keulenförmigen Radarstrahls befindet und daher nur eine kurze Messzeit zur Verfügung steht, und dass anderseits sich Fahrzeuge in sehr kurzem zeitlichen Abstand folgen, weshalb ebenfalls eine hohe Ansprechgeschwindigkeit des Doppler-Radargeschwindigkeitsmessgerätes erforderlich ist.
Bisher ist versucht worden, den Messbereich von Doppler Radargeschwindigkeitsmessgeräten durch Umschaltung der Zeitkonstante des Pseudo-Integrators zu erweitern, was jedoch erhebliche Komplikationen mit sich bringt.
Es ist weiterhin zu berücksichtigen, dass es sich in der Praxis zur Vermeidung unrichtiger Messresultate als notwendig erwiesen hat, vor der Bildung eines die Geschwindigkeit anzeigenden Messwertes den Messvorgang daraufhin zu überprüfen, ob er aufgrund einwandfreier Messverhältnisse zustande gekommen ist. Als Kriterium für diese Beurteilung werden Schwankungen der Dopplerfrequenz während der Durchfahrt eines zu vermessenden Fahrzeuges durch den Radarstrahl berücksichtigt. Die Anwendung einer sehr hohen Zeitkonstante zum Zwecke der Verminderung der erwähnten störenden Welligkeit hätte nun aber zur Folge, dass auch die, unzulässige Messbedingungen anzeigenden, Schwankungen verwischt würden, was natürlich nicht tragbar wäre.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zu- grunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens zu schaffen zur Bildung eines zur Frequenz eines Eingangssignals, insbesondere der bei einem Doppler Radargeschwindigkeitsmessgerät auftretenden Dopplerfrequenz, analogen Ausgangssignals, bei welchem Verfahren die auftretende Welligkeit keinen nachteiligen Einfluss auf die Bildung des der Frequenz des Eingangssignals analogen Ausgangssignals hat.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung eines die Frequenz eines Eingangssignals wiedergebenden Ausgangssignals, welches dadurch gekennzeichnet ist, dass aus dem Eingangssignal eine Impulsfolge gebildet wird, deren Repetitionsfrequenz proportional zur Frequenz des Eingangssignals ist, welche Impulsfolge einem Integrationsglied zugeführt wird, wonach das sich bei der Integration ergebende, mit einer von der Frequenz des Eingangssignals abhängigen Welligkeit behaftete Signal periodisch in Abhängigkeit von der Frequenz des Eingangssignals abgetastet wird und die sich hierbei ergebenden Abtastwerte gespeichert werden, wobei der Speicherwert das zu erzeugende Ausgangssignal bildet.
Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur Durchführung des genannten Verfahrens, welche gekennzeichnet ist durch einen Messimpulsformer zur Bildung von Messimpulsen aus dem seinem Eingang zugeführten Eingangssignal und durch einen Abtastimpulsformer zur Bildung von von der Frequenz des Eingangssignals abhängigen Abtastimpulsen, wobei dem Messimpulsformer ein Integrationsglied und diesem ein steuerbares Schaltorgan nachgeschaltet ist und der Ausgang des Abtastimpulsformers mit einem Steuereingang des genannten steuerbaren Schaltorgans in Verbindung steht, und wobei dem steuerbaren Schaltorgan ein Speicher nachgeschaltet ist und der Speicher mit den Ausgangsklemmen der Vorrichtung in Verbindung steht.
Die Erfindung betrifft auch die Anwendung des genannten Verfahrens in einem Doppler-Radargeschwindigkeitsmessgerät zur Umwandlung des Dopplersignals in ein Anzeigesignal.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnung beispielsweise erläutert. Dabei zeigt:
Fig. 1 eine Reihe von Diagrammen zur Erläuterung der Wirkungsweise;
Fig. 2 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Schaltungs prinzips;
Fig. 3 ein ausführliches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels;
Fig. 4 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Messimpulsformers.
In allen Figuren sind für sich entsprechende Teile gleiche Bezeichnungen gewählt.
Bevor ein Ausführungsbeispiel der Erfindung im Einzelnen beschrieben wird, soll anhand der Fig. 1 das der Erfindung zugrunde liegende Prinzip sowie der Unterschied gegenüber dem Stand der Technik erläutert werden.
Das Diagramm a zeigt einen beispielsweisen zeitlichen Verlauf eines Eingangssignals U, beispielsweise der Dopplerfrequenz in einem Doppler-Radargeschwindigkeitsmessgerät.
Als Abszisse ist die Zeit t und als Koordinate die Spannung U aufgetragen. Die Periodendauer des Signals U1 ist T1, seine Frequenz f = 1
Aus dem Eingangssignal U1 gemäss Diagramm a wird nun eine Folge von Messimpulsen U2 gebildet, welche sich ebenfalls mit der Periodendauer T1 folgen. Beispielsweise kann eine solche Impulsfolge durch Triggerung einer monostabilen Kippstufe mit dem Signal U1 in bekannter Weise gebildet werden. Die Impulse U2 haben alle die gleiche Amplitude und die gleiche Impulsbreite T2. Zwischen zwei solchen Impulsen liegt eine Impulspause Ts.
Führt man eine solche Impulsfolge gemäss Diagramm b einem aus einem RC-Glied bestehenden Integrationsglied (Pseudo-Integrator) zu, so ergibt sich bekanntlich an dessen Ausgang ein Spannungsverlauf wie er durch das Diagramm c dargestellt ist. Einem Gleichspannungsmittelwert U3 ist eine sägezahnförmig verlaufende Welligkeit überlagert mit jeweils einem etwa exponentiell ansteigenden Teil während der Dauer T2 und einem etwa exponentiell abfallenden Teil während der Zeitdauer Ts.
Bei gegebener Zeitkonstante T = R. C ist nun die Grösse der Welligkeit W abhängig von der Frequenz des Eingangssignals.
Durch einen mehrgliedrigen Pseudo-Integrator, wie er bei spielsweise beim Diagramm d dargestellt ist, könnte zwar eine kleinere Welligkeit W' erzielt werden, jedoch um den Preis einer vergrösserten Ansprechzeit der Einrichtung.
Um die erfindungsgemässe Aufgabe, nämlich ein der Frequenz des Eingangssignals U1 analoges Ausgangssignal mit vernachlässigbarer Welligkeit zu bilden, wird nun in analoger Weise wie zu Diagramm b beschrieben, eine Folge von Abtastimpulsen U4 gebildet, siehe Diagramm e. Die Abtastimpulse U4 folgen sich mit einer Periodendauer T1 und die Abtastimpulse U4 weisen eine Impulsdauer T4 auf, welche kleiner ist als die Impulsdauer T2 (vgl. Diagramm b).
Mit Hilfe der Abtastimpulse U4 wird nun ein steuerbares Schaltorgan, welches dem Pseudo-Integrator nachgeschaltet ist, derart gesteuert, dass das genannte Schaltorgan jeweils während der Impulsdauer T4 den Ausgang des Pseudo-Integrators mit einem Speicher verbindet. Vor dem Diagramm f ist eine solche Anordnung schematisch dargestellt.
Durch das periodische Schliessen des Schaltorgans S aufgrund der zugeführten Abtastimpulse U4 wird der Speicher C, welcher dem Schaltorgan S nachgeschaltet ist, jeweils während der Schliesszeit, d. h. während der Zeit T4, auf den dann vorliegenden Wert der Spannung U's am Ausgang des Pseudo Integrators aufgeladen. Das Schaltorgan S tastet somit den Verlauf der Spannung U's an einer definierten, stets wiederkehrenden Stelle ab, im vorliegenden Falle praktisch bei den aufsteigenden Nulldurchgängen des Eingangssignals, vgl.
Diagramm a. Infolge der nur sehr kurzen Schliesszeit T4 des Schaltorgans S weist die am Speicher C auftretende Spannung U5 praktisch keine Welligkeit mehr auf und die Spannung U5 ist proportional zur Frequenz des Eingangssignals
U1. Die Spannung U5 am Speicher C stellt daher das zur Fre quenz des Eingangssignals analoge Ausgangssignal dar (vgl.
Diagramm f).
Die Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Ausfüh rungsbeispiels dar. Das Eingangssignal U1, beispielsweise eine
Sinuswechselspannung oder auch eine Rechteckimpulsfolge mit der Frequenz f des Eingangssignals, beispielsweise einer
Dopplerfrequenz, liegt an den Eingangsklemmen 1 und 2 der
Vorrichtung. Über eine Leitung 3 gelangt das Eingangssignal zu einem Eingang 4 eines Messimpulsformers 5. Als Messim pulsformer 5 eignet sich beispielsweise eine an sich bekannte monostabile Kippstufe, welche beispielsweise pro aufsteigende Flanke des Eingangssignals jeweils einen Messimpuls definierter, konstanter Dauer und definierter Amplitude bildet (vgl. Fig. 1, Diagramm b). Von einem Ausgang 6 des Messimpulsformers 5 gelangen die Messimpulse U2 über eine Leitung 7 an einen Eingang 8 eines Pseudo-Integrators 9.
Als Pseudo-Integrator 9 eignet sich beispielsweise ein RC Glied bekannter Art. An einem Ausgang 10 des Pseudo Integrators 9 erscheint dann die Spannung U's (vgl. Fig. 1, Diagramm c).
Vom Ausgang 10 wird die Spannung U's über eine Leitung 11 an einen Eingang 12 eines steuerbaren Schaltorgans 13 geführt. Als steuerbares Schaltorgan 13 eignet sich beispielsweise ein Feldeffekttransistor.
Das Eingangssignal U1 gelangt über die Leitung 3 auch an einen Eingang 14 eines Abtastimpulsformers 15. Als Abtastimpulsformer 15 eignet sich beispielsweise eine an sich bekannte monostabile Kippstufe. Dabei ist durch geeignete Dimensionierung dieser Kippstufe dafür gesorgt, dass die Impulsdauer T4 der vom Abtastimpulsformer 15 gelieferten Abtastimpulse wesentlich kleiner ist als die Impulsdauer T2 der Messimpulse (vgl. Fig. 1, Diagramm e, b).
Die an einem Ausgang 16 des Abtastimpulsformers 15 erscheinenden Abtastimpulse U4 (vgl. Fig. 1, Diagramm e) werden über eine Leitung 17 einem Steuereingang 18 des steuerbaren Schaltorgans 13 zugeführt. Durch die Zuführung der Abtastimpulse U4 an den Steuereingang 18 des steuerbaren Schaltorgans 13 wird jeweils während der Abtastimpulsdauer T4 der Eingang 12 des steuerbaren Schaltorgans 13 mit seinem Ausgang 19 stromdurchlässig verbunden, so dass die dem Eingang 12 des steuerbaren Schaltorgans zugeführte Spannung U's jeweils während der Durchschaltdauer über das Schaltorgan 13 und eine Leitung 20 dem Eingang 21 eines Speichers 22 zugeführt wird. Durch die genannte Abtastung wird der Speicher 22 auf die Spannung U5 aufgeladen, wobei an den Ausgangsklemmen 23 und 24 der Vorrichtung das zur Frequenz des Eingangssignals U1 analoge Ausgangssignal als Gleichspannung U5 liegt.
Nachdem anhand der Fig. 2 das Schaltungsprinzip anhand eines Blockschaltbildes erläutert worden ist, wird nun anhand der Fig. 3 ein ausführliches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels erläutert. Dabei handelt es sich um eine Anwendung der Erfindung in einem Doppler-Radargeschwindig- keitsmessgerät.
An die Eingangsklemmen 1 und 2 ist das Eingangssignal U1 angelegt, welches im vorliegenden Falle ein aus einem sinusförmigen Doppler-Signal mit der Frequenz f = 1 gewonnenes Rechtecksignal ist. Über die Leitung 3 wird das Eingangssignal über ein Differenzierglied, bestehend aus einem Kondensator 25 und einem Widerstand 26 über eine Diode 27 dem Eingang 14 des Abtastimpulsformers 15 zugeführt. Der Eingang 14 des Abtastimpulsformers 15 ist ausserdem über einen Eingangswiderstand 28 mit der am Nullpotential der Eingangsklemme 2 liegenden Nullsammelschiene 29 verbunden.
Als Abtastimpulsformer eignet sich beispielsweise ein in integrierter Bauweise ausgeführter monostabiler Multivibrator, beispielsweise der Typ MC 667 der Firma Motorola Semiconductor Products Inc., Phoenix, Arizona USA. Die in Fig. 3 in dem den Abtastimpulsformer 15 darstellenden Block angeführten Klemmenbezeichnungen entsprechen den Bezeichnungen, wie sie von der genannten Firma für den genannten Typ im Datenblatt Motorola MHTL MC 660 Series from November 1968 , aufgeführt sind.
Ein Eingang 30 des Abtastimpulsformers 15 ist über eine Leitung 31 mit einer Klemme 32 verbunden, an welche der Pluspol einer in Fig. 3 nicht gezeichneten stabilisierten Span nungsquelle angeschlossen ist. Ein Eingang 33 ist mit der Nullsammelschiene 29 verbunden, an welche der Minuspol der vorerwähnten stabilisierten Spannungsquelle angeschlossen ist.
An seinem Ausgang 16' gibt der Abtastimpulsformer 15 negative Abtastimpulse U'4 mit der Impulsdauer T4 ab und mit einer Periodendauer T1. Diese Abtastimpulse U'4 werden über einen Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 36 und 37 der Basis 38 eines Transistors 39, zugeführt, dessen Emitter an der Leitung 31 liegt, und dessen Kollektor über zwei in Serie geschaltete Kollektorwiderstände 42 und 42' mit der Leitung 34 verbunden ist, welche über die Klemme 35 an den Minuspol einer nicht gezeichneten Spannungsquelle angeschlossen ist, deren Pluspol mit der Nullsammelschiene 29 verbunden ist. Der Kollektor 40 des Transistors 39 ist über eine Diode 41 und die Leitung 17 mit dem Steuereingang 18 des steuerbaren Schaltorgans 13 verbunden. Über die Leitung 17 werden dem Steuereingang 18 des steuerbaren Schaltorgans 13 die Abtastimpulse U4 zugeführt.
Am Ausgang 16 des Abtastimpulsformers 15 ist einerseits ein Ausgangswiderstand 43 angeschlossen, sowie ein Differenzierglied, bestehend aus einem Kondensator 44 und einem Widerstand 45. Am Ausgang 16 des Abtastimpulsformers 15 treten die Abtastimpulse U4 auf, welche nach Differenzierung im Differenzierglied 44, 45 dem Eingang 4 des Messimpulsformers 5 zugeführt werden. Eine Klemme 46 des Messimpulsformers 5 ist über die Leitung 31 mit der an beispielsweise plus 15 Volt liegenden Klemme 32 verbunden, und eine Klemme 47 des Impulsformers 5 ist über eine Leitung 48 mit der Nullsammelschiene 29 verbunden. Der Messimpulsformer 5 gibt an seinem Ausgang 6 die Messimpulse U2 ab (vgl. Fig. 1, Diagramm b). Ein Ausführungsbeispiel für einen Messimpulsformer 5 wird später anhand der Fig. 4 beschrieben.
Über die Leitung 7 werden die Messimpulse U2 dem Eingang 8 des aus einem Widerstand 49 und einem Kondensator 50 bestehenden Pseudo-Integrators 9 zugeführt. Am Ausgang 10 des Pseudo-Integrators 9 erscheint die Spannung U'3 mit der Welligkeit W (vgl. Fig. 1, Diagramm c).
Um eine Belastung des Pseudo-Integrators 9 zu vermeiden ist diesem Pseudo-Integrator 9 ein Impedanzwandler 51 nachgeschaltet. Der Impedanzwandler 51 kann beispielsweise in der bekannten Form eines gegengekoppelten Operationsverstärkers ausgeführt sein. Als Operationsverstärker eignet sich beispielsweise eine integrierte Schaltung, Typ MC 1539 der Fa. Motorola, Inc., in einer Schaltung gemäss Datenblatt Linear Integrated Circuits, Data Book , Motorola Inc., 1973, S. 8-240 bis 8-246.
Der Ausgang 52 des Impedanzwandlers 51 ist über einen Ausgangswiderstand 53 mit der Nullsammelschiene 29 verbunden und vom Ausgang 52 führt eine Leitung 11 zum Eingang 12 des steuerbaren Schaltorgans 13. Als steuerbares Schaltorgan 13 eignet sich beispielsweise ein Feldeffekttransistor Typ 2N5638, der Firma Motorola Inc., gem. Datenblatt The Semiconductor Library , Motorola Inc., 1973, S. 2-222.
Am Ausgang 19 des steuerbaren Schaltorgans ist über die Leitung 20 der Speicher 22 angeschlossen. Als Speicher 22 ist im Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 3 ein Kondensator vorgesehen, dessen eine Klemme 21 über die Leitung 20 mit dem Ausgang 19 des steuerbaren Schaltorgans 13 verbunden ist und dessen andere Klemme mit der Nullsammelschiene 29 verbunden ist. Infolge des geringen Innenwiderstandes des Impedanzwandlers 51 ergibt sich beim jeweiligen Durchschalten des steuerbaren Schaltorgans 13 durch die Abtastimpulse U4 eine rasche Aufladung des Speichers 22 auf den Momentanwert der Spannung U'3.
Um eine Belastung des Speichers 22 zu vermeiden, ist diesem Speicher ein weiterer Impedanzwandler 53 nachgeschaltet. Als Impedanzwandler 53 eignet sich beispielsweise ein Operationsverstärker Typ MC 1539 der genannten Firma Motorola.
Der Operationsverstärker des Impedanzwandlers 53 ist mit einer einstellbaren Gegenkopplung versehen. Hierzu ist ein Widerstand 54 von der Ausgangsldemme 55 zum Minuseingang 56 des Operationsverstärkers geschaltet, und von diesem Minuseingang 56 führt ein einstellbarer Widerstand 57 zur Nullsammelschiene 29. Die Leitung 20 vom Ausgang 19 des steuerbaren Schaltorgans 13 führt zum Pluseingang 58 des Operationsverstärkers des Impedanzwandlers 23 und führt diesem die am Speicher 22 liegende Spannung zu. Die Ausgangsklemme 55 des Impedanzwandlers 53 ist über einen Ausgangswiderstand 59 mit der Nullsammelschiene 29 verbunden. Die Ausgangsklemme 55 des Impedanzwandlers 23 ist ausserdem über die Leitung 20' mit der Ausgangsklemme 23 der Vorrichtung verbunden.
Die durch das steuerbare Schaltorgan 13 am Ausgang des Pseudo-Integrators 9 abgetastete Spannung wird nach ihrer Speicherung im Speicher 22 als zur Frequenz f des Eingangssignals U1 analoges Ausgangssignal U5 von der Vorrichtung an ihren Ausgangsklemmen 23 und 24 abgegeben.
Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 sind einige weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung enthalten. Diese weiteren Ausgestaltungen erweisen sich als vorteilhaft für die Anwendung der Erfindung in einem Doppler-Radargeschwindigkeitsmessgerät.
Bei einem Doppler-Radargeschwindigkeitsmessgerät folgen sich die einzelnen Geschwindigkeitsmessungen in unvorhersehbarer Weise. Es ist zudem möglich, dass im Intervall zwischen zwei auszuführenden Geschwindigkeitsmessungen durch Störeinflüsse, beispielsweise Fussgänger, Doppler-Frequenzsignale entstehen können, welche nicht von einem zu vermessenden Fahrzeug stammen. Solche Störsignale verursachen nun unerwünschte Abtastimpulse und unerwünschte Messimpulse. Durch solche unerwünschte Abtastimpulse oder durch die möglicherweise sehr lange Wartezeit zwischen zwei Messungen, während welcher der Speicher 22 sich selbst überlassen ist, könnte es vorkommen, dass der Speicher 22 auf einen zufälligen Wert aufgeladen ist, im Zeitpunkt, wo eine reguläre Geschwindigkeitsmessung durchzuführen ist.
Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung bezieht sich nun auf eine Zusatzeinrichtung, welche dafür sorgt, dass weder die Störsignale noch eine lange Wartezeit zwischen zwei Messungen einen unerwünschten Ladezustand des Speichers 22 zu Beginn einer Messung verursachen.
Zur Lösung dieser zusätzlichen Aufgabe ist parallel zum Speicher 22 ein weiteres steuerbares Schaltorgan, beispielsweise ein Feldeffekttransistor geschaltet, dessen Steuereingang 61 über eine Leitung 62 ein vom Auftreten von Abtastimpulsen in regelmässiger Folge und genügender zeitlicher Dichte abhängiges Steuersignal zugeführt wird. Die Grösse und Polarität dieses Steuersignals ist dabei so gewählt, dass das weitere Schaltorgan 60 durch das Auftreten einer Minimalzahl, beispielsweise 5, von Abtastimpulsen mit einem maximalen Abstand, der beispielsweise kleiner als die Periodendauer der kleinsten zu vermessenden Frequenz ist, geöffnet, und durch das Ausbleiben von Abtastimpulsen nach einer bestimmten Zeit geschlossen wird.
Auf diese Weise wird erreicht, dass der Speicher 22 kurze Zeit nach einer erfolgten Messung entladen und im entladenen Zustand gehalten wird bis ein weiteres zu vermessendes Fahrzeug ein Dopplersignal erzeugt, welches das erwähnte Kriterium zur Öffnung des Schaltorgans 60 erfüllt.
Die am Kollektor 40 des Transistors 39 auftretenden Abtastimpulse gelangen über den Spannungsteiler aus den Widerständen 42 und 42' vom Verbindungspunkt 63 dieser bei den Widerstände zur Basis 64 eines weiteren Transistors 65, dessen Emitter 66 über die Leitung 34 mit der an minus 15 Volt liegenden Klemme 35 verbunden ist. Der Kollektor 67 des Transistors 65 ist über einen Kollektorwiderstand 68 mit der Nullsammelschiene 19 verbunden. Dem Kollektorwiderstand 68 ist ein Kondensator 69 parallel geschaltet.
Man erkennt nun ohne weiteres, dass die vom Verbindungspunkt 63 dem genannten weiteren Transistor 65 zugeführten Impulse den Kondensator 69 aufladen und dass die Spannung am Kondensator 69 über die Leitung 62 als Steuerspannung dem weiteren Schaltorgan 60 zugeführt wird. Treten die Abtastimpulse in ungenügender zeitlicher Dichte, oder beispielsweise nach der Ausfahrt des Messobjektes aus dem Radarstrahl überhaupt nicht mehr auf, entlädt sich der Kondensator 69 über den Kollektorwiderstand 68, so dass in der Folge das weitere Schaltorgan 60 wieder in den leitenden Zustand übergeht und den Speicher 22 entlädt. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass vor Beginn einer Geschwindigkeitsmessung der Speicher 22 entladen ist, und sich kein unkontrollierter Messwert bzw. eine zufällig ungewollte Spannung U5 am Ausgang der Vorrichtung einstellt.
Wie bereits früher erwähnt wurde, sollen Geschwindigkeitsmessungen nur dann zur Ausführung bzw. Anzeige gelangen, wenn sie auf Messungen mit ungestörten Reflexionsverhältnissen beruhen. Gestörte Reflexionsverhältnisse machen sich bekanntlich durch starke Schwankungen der Dopplerfrequenz bemerkbar. Diese Schwankungen gehen naturgemäss in den zeitlichen Verlauf der Welligkeit W (vgl.
Fig. 1, Diagramm c) ein. Nach der Erfindung wird zwar der störende Einfluss der Welligkeit auf den Messwert unterdrückt, jedoch bewirken Änderungen des zeitlichen Verlaufs dieser Welligkeit eine entsprechende Veränderung des Messwertes. Der Messwert ändert sich somit entsprechend den Schwankungen der Dopplerfrequenz. Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 tritt die Änderung des Messwertes am Ausgang 19 des steuerbaren Schaltorgans 13 auf. Mittels eines Differenziergliedes, bestehend aus einem Kondensator 70 und einem Widerstand 71, ist es daher möglich, am Ausgang dieses Differenziergliedes, d. h. am Verbindungspunkt 72 des Kondensators 70 und des Widerstandes 71 ein diese Änderungen anzeigendes Signal abzunehmen und es über eine Leitung 73 einer Klemme 77 zuzuführen.
In an sich bekannter Weise kann das an der Klemme 74 erscheinende Signal zur Betätigung einer Sperrvorrichtung verwendet werden, welche die Anzeige eines während gestörten Reflexionsverhältnissen zustande kommenden Geschwindigkeitsmessresultates bzw. Ausgangssignals U5 verhindert.
Anhand der Fig. 4 wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel für einen Messimpulsformer 5 beschrieben. Der Messimpulsformer 5 weist eine monostabile Kippstufe 75 und einen Verstärkerteil 76 auf. Die monostabile Kippstufe 75 entspricht in ihrem Schaltungsaufbau im wesentlichen der Fig.
18-35 auf Seite 600 des Buches Pulse and Digital Circuits , Jacob Millman, Herbert Taub, McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1956, Library of Congress Catalog Card Number 55-11 930. An die Eingangsklemme 4 werden die vom Ausgang 16 des Abtastimpulsformers 15 über das Differenzierglied 44, 45 kommenden Impulse geführt (vgl. hiezu Fig.3). Die Eingangsklemme 4 des Messimpulsformers 5 ist über eine Diode 77 mit dem Kollektor 78 eines Transistors 79 verbunden, dessen Emitter 80 über die an der Klemme 47 angeschlossene Leitung 48 an der Nullsammelschiene 29 liegt (vgl. Fig. 3). Dem Transistor 79 wird von einer Klemme 46, welche mit dem Puspol einer in Fig. 4 nicht gezeichneten, stabilisierten Stromquelle verbunden ist, über eine Plussammelschiene 81, einen Kollektorwiderstand 82 und eine Diode 83 der Kollektorstrom zugeführt.
Die monostabile Kippstufe 75 weist einen weiteren Transistor 84 auf, dessen Kollektor 85 über einen Kollektorwiderstand 86 mit der Plussammelschiene 81 verbunden ist, und dessen Emitter 87 mit der Leitung 48 verbunden ist. Die Basis 88 des Transistors 84 ist über einen Basiswiderstand 89 mit der Plussammelschiene 81 verbunden. Vom Kollektor 85 des Transistors 84 führt ein Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 90 und 91, zur Leitung 48, und der Spannungsteilerpunkt 92 ist mit der Basis 93 des Transistors 79 verbunden. Zwischen dem Kollektor 78 des Transistors 79 und der Basis 88 des Transistors 84 ist ein Kondensator 94 geschaltet.
Die am Eingang der monostabilen Kippstufe 75 angeordnete Diode 77 dient dazu, der monostabilen Kippstufe 75 nur negativ gerichtete Triggerimpulse zuzuführen. Die im Kollektorstromkreis des Transistors 79 angeordnete Diode 83 dient der Kompensation des von der Temperatur abhängigen Stromeinsatzpunktes des Transistors 84, bzw. der Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitterdiodenstrecke des Transistors 84. Steigende Temperatur hat nämlich ein um die Leerlaufspannung der Diode 83 niedrigeres Ruhepotential am Kollektor 78 des Transistors 79 zur Folge. Dies bewirkt, dass der beim Kippen des Schaltungszustandes auftretende Spannungssprung am Kondensator 94 ebenfalls verkleinert wird.
Die für die Relaxationsphase benötigte Zeit, d. h. die Zeit zwischen dem Kippmoment bis zur Aufladung des Kondensators 94 auf den für den Stromeinsatz beim Transistor 84 benötigte Zeit verkürzt sich um den durch die Verkleinerung der Sprungspannung gegebenen Betrag. Dieser Effekt ist im Temperaturverhalten gegenläufig zum ansteigenden Stromeinsatzpunkt des Transistors 84, so dass eine Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Relaxationsvorganges erreicht wird. Hierdurch gibt die monostabile Kippstufe 75, unabhängig von der Temperatur, stets gleich breite Impulse ab.
Die Verstärkerstufe 76 des Messimpulsformers 5 weist einen Transistor 95 auf, dessen Kollektor 96 über einen Kollektorwiderstand 97 mit der Plussammelschiene 81 verbunden ist, während sein Emitter 98 an die Leitung 48 angeschlossen ist. Die Basis 99 des Transistors 95 ist einerseits über einen Widerstand 100 und einen Widerstand 102 mit der Plussammelschiene 81 und einen Widerstand 101 mit der Leitung 48 verbunden. Zur Steuerung des Transistors 95 ist dessen Basis 99 über eine Diode 103 und den Widerstand 102 mit dem Kollektor 78 des Transistors 79 verbunden. Positive Impulse am Kollektor 85 des Transistors 84 werden über eine Diode 104 dem Kollektor 96 des Transistors 95 zugeführt.
Dadurch wird der Anstieg der Impulse am Kollektor 96 des Transistors 95 beschleunigt. Die Ausgangsklemme 6 des Messimpulsformers 5 ist mit dem Kollektor 96 des Transistors 95 der Verstärkerstufe 96 verbunden.
Ergänzend wird noch darauf hingewiesen, dass Messbzw. Abtastimpulse auch eine zur Frequenz des Eingangssignals proportionale Repetitionsfrequenz aufweisen können, beispielsweise wenn bei jedem Nulldurchgang des Eingangssignals solche Impulse gebildet werden.
The invention relates to a method for generating an output signal representing the frequency of an input signal and to a device for carrying out the method.
In the case of many electronic devices, the task is to produce an output signal, for example a direct voltage, which is analogous to the frequency of the input signal from an input signal, for example an alternating voltage.
For example, in Doppler radar devices such as those used to monitor the speed of road traffic, a Doppler signal is generated, the frequency of which is proportional to the speed of a vehicle being measured.
In order to display the measured speed in a pointer instrument, for example, an analogue direct voltage value is formed in such a device from the alternating voltage representing the Doppler signal and fed to a moving-coil voltmeter, for example. It is advisable to provide a memory so that the measured value recorded only very briefly is available for some time as a practically constant deflection of the measuring instrument.
It is known that from the input signal, i.e. H. to generate from the alternating voltage, for example, a pulse train coherent with the rising zero crossings of the alternating voltage, the individual pulses of this pulse train having the same amplitude and the same pulse duration. If such a pulse sequence is fed to a pseudo-integrator designed, for example, as an RC element, a DC voltage with a superimposed, roughly sawtooth-shaped ripple arises at the output of this pseudo-integrator. The size of this ripple, based on the resulting mean DC voltage, is now dependent on the repetition frequency of the pulse train fed to the pseudo-integrator and thus on the frequency of the input signal.
Doppler radar speed measuring devices are required to be suitable for measuring speeds in a relatively large speed range, for example a speed range of at least about 1:10, for example 20 km / h to 200 km / h, should preferably be covered be even bigger.
Since, as mentioned, the ripple of the output signal of the pseudo-integrator is frequency-dependent, namely inversely to the frequency and thus the measured speed, it can be seen that very high ripple can occur at low speeds or low Doppler frequencies.
This ripple interferes with the electronic processing of the output voltage of the pseudo-integrator.
The above-mentioned ripple could in principle be made as small as desired by choosing a sufficiently large time constant for the pseudo-integrator, but this measure cannot be used in practice because it would impair the response speed of the speed measuring device in an impermissible manner. It should be borne in mind that, on the one hand, a vehicle driving past the radar speed measuring device, which shines obliquely to the traffic direction, is only for a very short time within the club-shaped radar beam and therefore only a short measurement time is available, and on the other hand, vehicles follow each other at a very short time interval, therefore, a high response speed of the Doppler radar speed meter is also required.
So far, attempts have been made to expand the measuring range of Doppler radar speed measuring devices by switching the time constant of the pseudo-integrator, but this brings with it considerable complications.
It must also be taken into account that in practice, in order to avoid incorrect measurement results, it has been found necessary to check the measurement process before generating a measurement value indicating the speed to determine whether it has come about due to perfect measurement conditions. Fluctuations in the Doppler frequency during the passage of a vehicle to be measured by the radar beam are taken into account as a criterion for this assessment. The use of a very high time constant for the purpose of reducing the disturbing ripple mentioned would mean that the fluctuations indicating impermissible measurement conditions would also be blurred, which of course would not be acceptable.
The present invention is therefore based on the object of creating a method and a device for carrying out the method for generating an output signal analogous to the frequency of an input signal, in particular the Doppler frequency occurring in a Doppler radar speed measuring device, in which method the ripple that occurs is not disadvantageous Influences the formation of the output signal, which is analogous to the frequency of the input signal.
The present invention relates to a method for generating an output signal reproducing the frequency of an input signal, which is characterized in that a pulse sequence is formed from the input signal, the repetition frequency of which is proportional to the frequency of the input signal, which pulse sequence is fed to an integration element, after which the The integration resulting signal with a ripple dependent on the frequency of the input signal is sampled periodically as a function of the frequency of the input signal and the resulting sampling values are stored, the stored value forming the output signal to be generated.
The invention also relates to a device for carrying out the above-mentioned method, which is characterized by a measuring pulse shaper for forming measuring pulses from the input signal fed to its input and by a scanning pulse shaper for generating scanning pulses dependent on the frequency of the input signal, the measuring pulse shaper having an integration element and the latter a controllable switching element is connected downstream and the output of the scanning pulse shaper is connected to a control input of said controllable switching element, and a memory is connected downstream of the controllable switching element and the memory is connected to the output terminals of the device.
The invention also relates to the use of the aforementioned method in a Doppler radar speed measuring device for converting the Doppler signal into a display signal.
In the following the invention is explained by way of example with reference to the accompanying drawing. It shows:
1 shows a series of diagrams to explain the mode of operation;
Fig. 2 is a block diagram to explain the circuit principle;
3 is a detailed circuit diagram of an embodiment;
4 shows a circuit diagram of an exemplary embodiment of a measuring pulse shaper.
In all figures, the same designations have been chosen for corresponding parts.
Before an exemplary embodiment of the invention is described in detail, the principle on which the invention is based and the difference from the prior art will be explained with reference to FIG.
Diagram a shows an example of an input signal U over time, for example the Doppler frequency in a Doppler radar speed measuring device.
The time t is plotted as the abscissa and the voltage U as the coordinate. The period of the signal U1 is T1, its frequency f = 1
From the input signal U1 according to diagram a, a sequence of measurement pulses U2 is now formed, which also follow each other with the period T1. For example, such a pulse sequence can be formed in a known manner by triggering a monostable multivibrator with the signal U1. The pulses U2 all have the same amplitude and the same pulse width T2. There is a pulse pause Ts between two such pulses.
If one feeds such a pulse sequence according to diagram b to an integration element (pseudo-integrator) consisting of an RC element, then, as is known, a voltage curve as shown by diagram c results at its output. A sawtooth-shaped ripple is superimposed on a DC voltage mean value U3, each with an approximately exponentially increasing part during the period T2 and an approximately exponentially decreasing part during the time period Ts.
With a given time constant T = R. C, the size of the ripple W depends on the frequency of the input signal.
With a multi-element pseudo-integrator, as shown in diagram d, for example, a smaller ripple W 'could be achieved, but at the cost of an increased response time of the device.
In order to achieve the task according to the invention, namely an output signal analogous to the frequency of the input signal U1 with negligible ripple, a sequence of sampling pulses U4 is now formed in a manner analogous to that described for diagram b, see diagram e. The sampling pulses U4 follow each other with a period T1 and the sampling pulses U4 have a pulse duration T4 which is shorter than the pulse duration T2 (see diagram b).
With the help of the sampling pulses U4, a controllable switching element, which is connected downstream of the pseudo-integrator, is controlled in such a way that said switching element connects the output of the pseudo-integrator to a memory during the pulse duration T4. Such an arrangement is shown schematically in front of diagram f.
As a result of the periodic closing of the switching element S due to the supplied sampling pulses U4, the memory C, which is connected downstream of the switching element S, is in each case during the closing time, i.e. H. during the time T4, charged to the value of the voltage U's then present at the output of the pseudo integrator. The switching element S thus scans the course of the voltage U's at a defined, constantly recurring point, in the present case practically at the rising zero crossings of the input signal, cf.
Diagram a. As a result of the very short closing time T4 of the switching element S, the voltage U5 appearing at the memory C has practically no more ripple and the voltage U5 is proportional to the frequency of the input signal
U1. The voltage U5 at the memory C therefore represents the output signal that is analogous to the frequency of the input signal (cf.
Diagram f).
Fig. 2 shows a block diagram of a first Ausfüh approximately example. The input signal U1, for example a
Sinus AC voltage or a square pulse train with the frequency f of the input signal, for example one
Doppler frequency, is applied to input terminals 1 and 2 of the
Contraption. The input signal reaches an input 4 of a measuring pulse shaper 5 via a line 3. A known monostable multivibrator, for example, is suitable as the measuring pulse shaper 5, which, for example, forms a measuring pulse of defined, constant duration and defined amplitude for each rising edge of the input signal (cf. Fig. 1, diagram b). The measuring pulses U2 pass from an output 6 of the measuring pulse shaper 5 via a line 7 to an input 8 of a pseudo-integrator 9.
An RC element of a known type is suitable as the pseudo integrator 9. The voltage U's then appears at an output 10 of the pseudo integrator 9 (cf. FIG. 1, diagram c).
The voltage U's is fed from the output 10 via a line 11 to an input 12 of a controllable switching element 13. A field effect transistor, for example, is suitable as the controllable switching element 13.
The input signal U1 also reaches an input 14 of a sampling pulse shaper 15 via the line 3. For example, a monostable multivibrator, known per se, is suitable as the sampling pulse shaper 15. Appropriate dimensioning of this flip-flop ensures that the pulse duration T4 of the sampling pulses supplied by the sampling pulse shaper 15 is significantly smaller than the pulse duration T2 of the measuring pulses (cf. FIG. 1, diagram e, b).
The scanning pulses U4 (cf. FIG. 1, diagram e) appearing at an output 16 of the scanning pulse shaper 15 are fed via a line 17 to a control input 18 of the controllable switching element 13. By feeding the sampling pulses U4 to the control input 18 of the controllable switching element 13, the input 12 of the controllable switching element 13 is connected to its output 19 in a current-permeable manner during the sampling pulse duration T4, so that the voltage U's fed to the input 12 of the controllable switching element during the switching period is fed to the input 21 of a memory 22 via the switching element 13 and a line 20. As a result of said scanning, the memory 22 is charged to the voltage U5, the output signal analogous to the frequency of the input signal U1 being applied as a direct voltage U5 to the output terminals 23 and 24 of the device.
After the circuit principle has been explained with reference to FIG. 2 with the aid of a block diagram, a detailed circuit diagram of an exemplary embodiment will now be explained with reference to FIG. This is an application of the invention in a Doppler radar speed measuring device.
The input signal U1, which in the present case is a square-wave signal obtained from a sinusoidal Doppler signal with the frequency f = 1, is applied to the input terminals 1 and 2. The input signal is fed via line 3 via a differentiating element consisting of a capacitor 25 and a resistor 26 via a diode 27 to the input 14 of the sampling pulse shaper 15. The input 14 of the scanning pulse shaper 15 is also connected via an input resistor 28 to the zero busbar 29 at the zero potential of the input terminal 2.
A monostable multivibrator implemented in an integrated design, for example the type MC 667 from Motorola Semiconductor Products Inc., Phoenix, Arizona USA, is suitable as the sampling pulse shaper. The terminal designations shown in FIG. 3 in the block representing the scanning pulse shaper 15 correspond to the designations as listed by the company mentioned for the type mentioned in the Motorola MHTL MC 660 Series data sheet from November 1968.
An input 30 of the scanning pulse shaper 15 is connected via a line 31 to a terminal 32 to which the positive pole of a stabilized voltage source, not shown in FIG. 3, is connected. An input 33 is connected to the zero busbar 29, to which the negative pole of the aforementioned stabilized voltage source is connected.
At its output 16 'the sampling pulse shaper 15 emits negative sampling pulses U'4 with the pulse duration T4 and with a period duration T1. These sampling pulses U'4 are supplied to the base 38 of a transistor 39 via a voltage divider consisting of resistors 36 and 37, the emitter of which is connected to the line 31 and whose collector is connected to the line via two series-connected collector resistors 42 and 42 ' 34 is connected, which is connected via the terminal 35 to the negative pole of a voltage source (not shown), the positive pole of which is connected to the zero busbar 29. The collector 40 of the transistor 39 is connected to the control input 18 of the controllable switching element 13 via a diode 41 and the line 17. The scanning pulses U4 are fed to the control input 18 of the controllable switching element 13 via the line 17.
At the output 16 of the sampling pulse shaper 15, on the one hand, an output resistor 43 is connected, as well as a differentiating element, consisting of a capacitor 44 and a resistor 45. At the output 16 of the sampling pulse shaper 15, the sampling pulses U4 appear, which after differentiation in the differentiating element 44, 45 the input 4 of the measuring pulse shaper 5 are supplied. A terminal 46 of the measuring pulse shaper 5 is connected via the line 31 to the terminal 32 which is, for example, plus 15 volts, and a terminal 47 of the pulse shaper 5 is connected to the zero busbar 29 via a line 48. The measuring pulse shaper 5 emits the measuring pulses U2 at its output 6 (cf. FIG. 1, diagram b). An exemplary embodiment for a measuring pulse shaper 5 will be described later with reference to FIG. 4.
The measurement pulses U2 are fed to the input 8 of the pseudo-integrator 9 consisting of a resistor 49 and a capacitor 50 via the line 7. At the output 10 of the pseudo-integrator 9, the voltage U'3 appears with the ripple W (cf. FIG. 1, diagram c).
In order to avoid loading the pseudo integrator 9, an impedance converter 51 is connected downstream of this pseudo integrator 9. The impedance converter 51 can be implemented, for example, in the known form of an operational amplifier with negative feedback. An integrated circuit, type MC 1539 from Motorola, Inc., in a circuit according to the data sheet Linear Integrated Circuits, Data Book, Motorola Inc., 1973, pp. 8-240 to 8-246, is suitable as the operational amplifier.
The output 52 of the impedance converter 51 is connected to the zero busbar 29 via an output resistor 53 and a line 11 leads from the output 52 to the input 12 of the controllable switching element 13. A field effect transistor type 2N5638, from Motorola Inc., is suitable as the controllable switching element 13, for example. according to Datasheet The Semiconductor Library, Motorola Inc., 1973, pp. 2-222.
At the output 19 of the controllable switching element, the memory 22 is connected via the line 20. In the exemplary embodiment according to FIG. 3, a capacitor is provided as the memory 22, one terminal 21 of which is connected to the output 19 of the controllable switching element 13 via the line 20 and the other terminal of which is connected to the zero busbar 29. As a result of the low internal resistance of the impedance converter 51, when the controllable switching element 13 is switched through by the sampling pulses U4, the memory 22 is rapidly charged to the instantaneous value of the voltage U'3.
In order to avoid loading the memory 22, a further impedance converter 53 is connected downstream of this memory. For example, an operational amplifier type MC 1539 from the company Motorola is suitable as the impedance converter 53.
The operational amplifier of the impedance converter 53 is provided with an adjustable negative feedback. For this purpose, a resistor 54 is connected from the output terminal 55 to the negative input 56 of the operational amplifier, and an adjustable resistor 57 leads from this negative input 56 to the zero bus 29. The line 20 from the output 19 of the controllable switching element 13 leads to the positive input 58 of the operational amplifier of the impedance converter 23 and supplies this voltage to the memory 22. The output terminal 55 of the impedance converter 53 is connected to the zero busbar 29 via an output resistor 59. The output terminal 55 of the impedance converter 23 is also connected to the output terminal 23 of the device via the line 20 '.
The voltage sampled by the controllable switching element 13 at the output of the pseudo-integrator 9 is output from the device to its output terminals 23 and 24 as an output signal U5 analogous to the frequency f of the input signal U1 after it has been stored in the memory 22.
The embodiment according to FIG. 3 contains some further advantageous refinements of the invention. These further configurations prove to be advantageous for the application of the invention in a Doppler radar speed measuring device.
With a Doppler radar speed measuring device, the individual speed measurements follow one another in an unpredictable manner. It is also possible that in the interval between two speed measurements to be carried out due to interference, for example pedestrians, Doppler frequency signals can arise which do not originate from a vehicle to be measured. Such interfering signals now cause unwanted scanning pulses and unwanted measuring pulses. Due to such undesired sampling pulses or the possibly very long waiting time between two measurements, during which the memory 22 is left to its own devices, it could happen that the memory 22 is charged to a random value at the point in time when a regular speed measurement is to be carried out.
A further embodiment of the invention relates to an additional device which ensures that neither the interference signals nor a long waiting time between two measurements cause an undesired charge state of the memory 22 at the beginning of a measurement.
To solve this additional task, a further controllable switching element, for example a field effect transistor, is connected in parallel to the memory 22, the control input 61 of which is supplied via a line 62 with a control signal dependent on the occurrence of scanning pulses in a regular sequence and with sufficient time density. The size and polarity of this control signal is selected so that the further switching element 60 is opened by the occurrence of a minimum number, for example 5, of sampling pulses with a maximum interval that is, for example, smaller than the period of the smallest frequency to be measured, and by the Absence of sampling pulses is closed after a certain time.
In this way it is achieved that the memory 22 is discharged a short time after a measurement has taken place and is kept in the discharged state until another vehicle to be measured generates a Doppler signal which fulfills the mentioned criterion for opening the switching element 60.
The sampling pulses occurring at the collector 40 of the transistor 39 pass through the voltage divider from the resistors 42 and 42 'from the connection point 63 of this at the resistors to the base 64 of a further transistor 65, the emitter 66 of which via the line 34 with the terminal at minus 15 volts 35 is connected. The collector 67 of the transistor 65 is connected to the zero busbar 19 via a collector resistor 68. A capacitor 69 is connected in parallel to the collector resistor 68.
One can now easily see that the pulses fed from connection point 63 to said further transistor 65 charge capacitor 69 and that the voltage at capacitor 69 is fed to further switching element 60 as control voltage via line 62. If the sampling pulses do not occur with sufficient temporal density, or, for example, after the test object has left the radar beam, the capacitor 69 is discharged via the collector resistor 68, so that the further switching element 60 subsequently returns to the conductive state and the Memory 22 is discharged. This ensures that the memory 22 is discharged before the start of a speed measurement, and that no uncontrolled measured value or an accidentally unwanted voltage U5 appears at the output of the device.
As already mentioned earlier, speed measurements should only be executed or displayed if they are based on measurements with undisturbed reflection conditions. As is well known, disturbed reflection conditions are noticeable through strong fluctuations in the Doppler frequency. These fluctuations naturally go into the temporal course of the ripple W (cf.
Fig. 1, diagram c) a. According to the invention, the disruptive influence of the ripple on the measured value is suppressed, but changes in the time profile of this ripple cause a corresponding change in the measured value. The measured value thus changes according to the fluctuations in the Doppler frequency. In the exemplary embodiment according to FIG. 3, the change in the measured value occurs at the output 19 of the controllable switching element 13. By means of a differentiating element consisting of a capacitor 70 and a resistor 71, it is therefore possible, at the output of this differentiating element, i. H. to pick up a signal indicating these changes at the connection point 72 of the capacitor 70 and the resistor 71 and to feed it to a terminal 77 via a line 73.
In a manner known per se, the signal appearing at terminal 74 can be used to actuate a locking device which prevents the display of a speed measurement result or output signal U5 that occurs during disturbed reflection conditions.
An exemplary embodiment for a measuring pulse shaper 5 will now be described with reference to FIG. The measuring pulse shaper 5 has a monostable multivibrator 75 and an amplifier part 76. The circuit structure of the monostable multivibrator 75 corresponds essentially to that of FIG.
18-35 on page 600 of the book Pulse and Digital Circuits, Jacob Millman, Herbert Taub, McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1956, Library of Congress Catalog Card Number 55-11 930. The input terminal 4 is connected to from the output 16 of the sampling pulse shaper 15 via the differentiating element 44, 45 coming pulses (see. See also Fig.3). The input terminal 4 of the measuring pulse shaper 5 is connected via a diode 77 to the collector 78 of a transistor 79, the emitter 80 of which is connected to the zero bus 29 via the line 48 connected to the terminal 47 (cf. FIG. 3). The transistor 79 is supplied with the collector current from a terminal 46, which is connected to the positive pole of a stabilized current source, not shown in FIG. 4, via a positive busbar 81, a collector resistor 82 and a diode 83.
The monostable multivibrator 75 has a further transistor 84, the collector 85 of which is connected to the positive busbar 81 via a collector resistor 86, and the emitter 87 of which is connected to the line 48. The base 88 of the transistor 84 is connected to the positive busbar 81 via a base resistor 89. A voltage divider, consisting of resistors 90 and 91, leads from collector 85 of transistor 84 to line 48, and voltage divider point 92 is connected to base 93 of transistor 79. A capacitor 94 is connected between the collector 78 of the transistor 79 and the base 88 of the transistor 84.
The diode 77 arranged at the input of the monostable multivibrator 75 is used to supply the monostable multivibrator 75 only with negative trigger pulses. The diode 83 arranged in the collector circuit of the transistor 79 serves to compensate the temperature-dependent current start point of the transistor 84, or the temperature dependency of the base-emitter diode path of the transistor 84.This is because a rising temperature has a quiescent potential at the collector 78 that is lower by the open circuit voltage of the diode 83 of transistor 79 result. This has the effect that the voltage jump occurring at the capacitor 94 when the circuit state is tilted is also reduced.
The time required for the relaxation phase, i.e. H. the time between the breakdown moment and the charging of the capacitor 94 to the time required for the use of current in the transistor 84 is shortened by the amount given by the reduction in the jump voltage. In terms of temperature behavior, this effect is in the opposite direction to the increasing current start point of transistor 84, so that compensation for the temperature dependence of the relaxation process is achieved. As a result, the monostable multivibrator 75 always emits pulses of the same width, regardless of the temperature.
The amplifier stage 76 of the measuring pulse shaper 5 has a transistor 95, the collector 96 of which is connected to the positive busbar 81 via a collector resistor 97, while its emitter 98 is connected to the line 48. The base 99 of the transistor 95 is connected on the one hand via a resistor 100 and a resistor 102 to the positive busbar 81 and a resistor 101 to the line 48. To control the transistor 95, its base 99 is connected to the collector 78 of the transistor 79 via a diode 103 and the resistor 102. Positive pulses at the collector 85 of the transistor 84 are fed to the collector 96 of the transistor 95 via a diode 104.
This accelerates the rise in the pulses at collector 96 of transistor 95. The output terminal 6 of the measuring pulse shaper 5 is connected to the collector 96 of the transistor 95 of the amplifier stage 96.
In addition, it should be noted that measuring or Sampling pulses can also have a repetition frequency proportional to the frequency of the input signal, for example if such pulses are formed at each zero crossing of the input signal.