JPS631393A - Vector control system for ac motor - Google Patents

Vector control system for ac motor

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JPS631393A
JPS631393A JP61140180A JP14018086A JPS631393A JP S631393 A JPS631393 A JP S631393A JP 61140180 A JP61140180 A JP 61140180A JP 14018086 A JP14018086 A JP 14018086A JP S631393 A JPS631393 A JP S631393A
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JP
Japan
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motor
current
vector
torque
zero
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JP61140180A
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Japanese (ja)
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Mikio Takeda
幹男 竹田
Satoshi Kusumoto
敏 楠本
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Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
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Abstract

PURPOSE:To prevent an AC motor from damaging by detecting the switching time point of a torque polarity, and operating it so that a torque current component is zero, i.e., only with a magnetizing current component for a predetermined time from this time point to suppress the rise of a motor voltage. CONSTITUTION:A controller 16 presumes a load torque, takes a difference between the presumed value and a load torque corresponding amount iT, compares the difference with a predetermined value to detect a switching time point from a driving mode to a control mode. and outputs a signal which becomes 'H' for a predetermined period from the detection time point. Thus, since the output of ASR 6 is held at zero (iT=0) only during this period, a motor current is only iM during this period (specified exciting current value), and even if a motor power factor becomes zero, the motor voltage does not exceed.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、少なくとも項,逆変換器からなる電流形イ
ンバータを介して駆動される交流電動機の電流ベクトル
を演算器にて演算される電動機磁束ベクトルに平行な磁
化電流成分とこれに直交するトルク電流成分とに分解し
て制御する交流電動機のベクトル制御方式、特にその改
良に関する。
[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention is directed to converting the current vector of an AC motor driven through a current source inverter consisting of at least a term and an inverter into a motor magnetic flux calculated by a calculator. The present invention relates to a vector control method for an AC motor that is controlled by dividing it into a magnetizing current component parallel to the vector and a torque current component perpendicular to the vector, and particularly to improvements thereof.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

第4図は電流ベクトルを示すベクトル図でおる。 FIG. 4 is a vector diagram showing current vectors.

すなわち、例えば誘導電動機の1次電流(固定子電流)
11は、回転子を中心に回転する空間べ回転子軸を中心
にして回転する空間ベクトルとしてとらえることができ
る。この1次電流ベクトル式のうち、磁束ベクトルjと
同一方向の成分は磁化電流または励磁電流IMと呼ばれ
ており、直流機の界磁電流に相当するものである。また
、これと直角な方向の成分はトルク電流17と呼ばれ、
直流機の電機子電流に相当する。誘導電動機におけるこ
れらの成分を互いに独立に分離して制御することができ
るならば、直流機よりも安価で、しかも堅牢な誘導電動
機において直流機と同等の可変速制御性能を発揮させる
ことができる。かかる原理にもとづいて誘導電動機を制
御するのが、いわゆる誘導電動機のベクトル制御と云わ
れるものである。なお、矢印(→)を付してベクトル量
を表わすが、特に必要のある場合を除いては、その区別
をしないとと〜する。そして、このような誘導電動機の
ベクトル制御を可能にするためには、回転する磁束ベク
トルの軸(磁束軸;M軸)を基準として、互いに直交す
る2つの成分の形で指令値が与えられる電流ベクトルを
、回転しない固定軸(α軸)を基準とするベクトル分に
変換する必要があることから、磁束軸(M軸)の位置ψ
を検出しなければならないことがわかる。彦お、この固
定子軸(α軸)は、固定子の1つの巻線軸にとるのが一
般的である。
That is, for example, the primary current (stator current) of an induction motor
11 can be taken as a space vector that rotates around the rotor axis. In this primary current vector equation, a component in the same direction as the magnetic flux vector j is called a magnetizing current or exciting current IM, and corresponds to the field current of a DC machine. Also, the component in the direction perpendicular to this is called the torque current 17,
Corresponds to the armature current of a DC machine. If these components in an induction motor can be controlled independently of each other, an induction motor that is cheaper and more robust than a DC machine can exhibit variable speed control performance equivalent to that of a DC machine. Controlling an induction motor based on this principle is called vector control of an induction motor. Note that vector quantities are indicated by arrows (→), but this distinction is not made unless it is particularly necessary. In order to enable such vector control of an induction motor, it is necessary to create a current whose command value is given in the form of two mutually orthogonal components, with the axis of the rotating magnetic flux vector (magnetic flux axis; M axis) as a reference. Since it is necessary to convert the vector into a vector based on a non-rotating fixed axis (α-axis), the position ψ of the magnetic flux axis (M-axis)
It turns out that we have to detect. Hiko, this stator axis (α axis) is generally set at one winding axis of the stator.

第5図はこのようかベクトル制御方式の従来例を示すブ
ロック図である。同図において、1は厘変換器(整流器
)、2は逆変換器、3は誘導電動機、4は速度検出器(
PG)、5は加減速パターン発生器、6は速度調節器(
AS fl)、7は固定子1流(1次電流)演算器、8
は電流調節器(ACR)、9は移相器、10は電流検出
器、11は割算器、12はベクトル演算器、13は角度
演算器、14は角度加算器、15はパルス分配器である
FIG. 5 is a block diagram showing a conventional example of such a vector control system. In the figure, 1 is a rectifier, 2 is an inverter, 3 is an induction motor, and 4 is a speed detector (
PG), 5 is an acceleration/deceleration pattern generator, 6 is a speed adjuster (
AS fl), 7 is stator 1st current (primary current) calculator, 8
is a current regulator (ACR), 9 is a phase shifter, 10 is a current detector, 11 is a divider, 12 is a vector calculator, 13 is an angle calculator, 14 is an angle adder, and 15 is a pulse distributor. be.

順変換器1、逆変換器2および直流リアクトルDCLに
よって電流形インバータが構成され、該インバータによ
って誘導電動機3が駆動される。
The forward converter 1, the inverse converter 2, and the DC reactor DCL constitute a current source inverter, and the induction motor 3 is driven by the inverter.

その回転速度N(または回転子角周波数ω2)は速度検
出器(パルスジェネレータ)4を介して検出され、速度
設定値から速度指令値N を発生する加減速パターン発
生器5の出力とともに速度調節器(ASR)(5に入力
される。ASFt6では、両者の偏差が零となるように
調節演算を行ない、その出力はトルク電流指令値IT”
となる。固定子電流演算器7はこのトルクt流指令値I
T“と、ベク?ル演算器12を介して与えられる磁化電
流指令値,M+とKもとづいて固定子電流指令値i,′
、すなわち、 11′″−f百.* )! , ( =.l}了の演算
を行ない電流調節器(ACR)8に与えるので、ACR
8は交流変流器ACCTおよび電流検出器10を介して
得られる固定子電流実際値i,をその指令値iげに一致
させるべく所定の調節演算を行ない、移相器9を介して
順変換器10点弧制御を行なう。
The rotational speed N (or rotor angular frequency ω2) is detected via a speed detector (pulse generator) 4, and the output of an acceleration/deceleration pattern generator 5 that generates a speed command value N from the speed setting value is detected by a speed regulator. (ASR) (Input to 5. ASFt6 performs adjustment calculation so that the deviation between the two becomes zero, and the output is the torque current command value IT"
becomes. The stator current calculator 7 calculates this torque t flow command value I.
Based on T'', the magnetizing current command value given via the vector calculator 12, M+ and K, the stator current command value i,'
, that is, 11'''-f10.*)!, (=.l}) is calculated and fed to the current regulator (ACR) 8,
8 performs a predetermined adjustment operation to make the stator current actual value i, obtained through the AC current transformer ACCT and the current detector 10, match the command value i, 10 ignition control is performed.

一方、AsFL6の出力であるトルク電流指令値tTI
は割算器11に入力され、こNで別途与えられる磁束指
令値の との除算によってスリップ周波数ω5■が求め
られる。ベクトル演算器12は、このスリップ周波数ω
,tおよび速度検出器4を介して与えられる回転子速度
(角周波数)ω2をそれぞれ積分しその和をとることに
よって磁束軸の固定子軸からの角度ψを求める。角度演
算器13は、ベクトル演算器12からの出力IMIIT
によって電流ベクトルの磁束軸からの角度βを演算し、
角度加算器14は、これらの角度β,?を加算して電流
ベクトルの角度位置を求める。この出力は、パルス分配
器15を介して逆変換器2内の各スイッチング素子に与
えられ、これによって角度(周波数)の制御が行われる
On the other hand, torque current command value tTI which is the output of AsFL6
is input to the divider 11, and the slip frequency ω5■ is obtained by dividing the magnetic flux command value separately given by N. The vector calculator 12 calculates this slip frequency ω
. The angle calculator 13 receives the output IMIIT from the vector calculator 12.
Calculate the angle β of the current vector from the magnetic flux axis by
The angle adder 14 calculates these angles β, ? Find the angular position of the current vector by adding This output is given to each switching element in the inverter 2 via the pulse distributor 15, thereby controlling the angle (frequency).

〔発明が屏決しようとする問題点〕[Problems that the invention attempts to resolve]

ところで、電動機の動作モードには駆動(力行)モード
と制動(回生)モードがおる。第6図は電動機の動作モ
ードを説明するための説明図で、同図(イ)は駆動モー
ドを、同図(口)は制動モードをそれぞれ示している。
By the way, the operating modes of the electric motor include a drive (power running) mode and a braking (regeneration) mode. FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the operating modes of the electric motor, with (a) showing the drive mode and (b) showing the braking mode.

前者の場合、整流器1は順変換動作を、インバータ2は
逆変換動作をそれぞれ行い、パワーの流れは太矢印の如
くなる。
In the former case, the rectifier 1 performs a forward conversion operation, and the inverter 2 performs a reverse conversion operation, and the power flow is as shown by the thick arrow.

一方、後者の場合、整流器1は逆変換動作を、インバー
タ2は順変換動作をそれぞれ行い、パワーの流れは(イ
)の場合と逆になる。
On the other hand, in the latter case, the rectifier 1 performs an inverse conversion operation and the inverter 2 performs a forward conversion operation, and the power flow is opposite to that in the case (a).

と一で、負荷トルクが変化し、インバータ2が第6図(
イ)の如き駆動モードから同図(口)の如き制動モード
に変化する場合について考える。
At the same time, the load torque changes and the inverter 2 changes as shown in Fig. 6 (
Let us consider the case where the driving mode as shown in (a) changes to the braking mode as shown in the figure.

このとき、インバータ側の直流電圧Edは電動機電圧を
vMとすると、 Ed−(3V7/π) VMωSφ  ・・・・・・(
1)の如く表わされる。すなわち、駆動モードから制動
モードへ変化するということは、電動機力率(cosφ
)が遅れから進みK変化することであり、この過程では
電動機力率ωSφ−0を通過することになる。この動き
が比較的緩やかならば、上記ASR6の出力もそれに応
じて変化するため異常とはならないが、この動きが急峻
であったり、これが頻繁に繰り返される場合は、AsR
6の出力信号(iT’)の動きがこれに追従できず、最
悪の場合はこれが(!T′)maxを指令しているとき
に、電動機力軍が零となる場合が生じる。
At this time, when the motor voltage is vM, the DC voltage Ed on the inverter side is Ed-(3V7/π) VMωSφ ・・・・・・(
1). In other words, changing from drive mode to braking mode means that the electric motor power factor (cosφ
) advances from the delay and changes by K, and in this process the motor power factor ωSφ-0 is passed. If this movement is relatively slow, the output of the ASR6 will change accordingly, so it will not be abnormal. However, if this movement is steep or is repeated frequently, the AsR
The movement of the output signal (iT') of No. 6 cannot follow this, and in the worst case, when this commands (!T') max, the electric motor force may become zero.

第7図に誘導電動機の等価回路を示す。同図において、
Lσは1次洩れリアクタンス, R1は1次抵抗、LM
は励磁リアクタンス、R2′は2次抵抗で、電動機力軍
が零の場合は電動機入力電流は励磁電流(−)だけとな
り、これが励磁リアクタンスLMを流れることになる。
Figure 7 shows an equivalent circuit of an induction motor. In the same figure,
Lσ is the primary leakage reactance, R1 is the primary resistance, LM
is the excitation reactance, R2' is the secondary resistance, and when the motor force is zero, the motor input current is only the excitation current (-), which flows through the excitation reactance LM.

この電流は定常的には規定の値となるように制御されて
いるが、上述の如<AsR6が(i7”)maxを指令
しているときに電動機力率が零に々ると、 なる規定のIMの数倍の大きさをもつ電流が励磁リアク
タンスLMを流れることにがり、この電流は電動機電圧
VMt−著しく増大させる。
This current is constantly controlled to a specified value, but if the motor power factor approaches zero while AsR6 is commanding (i7'') max as described above, the specified value becomes: A current having a magnitude several times as large as IM will flow through the magnetizing reactance LM, and this current causes the motor voltage VMt- to increase significantly.

第8図にトルク切換時の動作を示し、第9図に励磁電流
と電動機電圧との関係を示す。なお、第8図(イ)はイ
ンバータ側直流電圧Ed、同図(口)は直流電流Id,
同図(ノ・)は電動機電圧vM、同図(二)は速度Nの
各波形を示しており、トルク切換時には電動機電圧vM
が同図(ノ・)の如く大きくなることがわかる。また、
励磁電流IMがとなるときの電動機電圧をvM′とする
と、これと規定の励磁電流が流れたときの電動機電圧v
Mとの比 VM’/VM は第9図からも明らかなように2〜5の値となり、定格
電圧の2〜3倍もの大きな電圧が生じることがわかる。
FIG. 8 shows the operation during torque switching, and FIG. 9 shows the relationship between exciting current and motor voltage. In addition, Fig. 8 (a) shows the inverter side DC voltage Ed, and the figure (opening) shows the DC current Id,
The figure (no) shows the waveform of the motor voltage vM, and the figure (2) shows the waveform of the speed N. When switching torque, the motor voltage vM
It can be seen that the value becomes larger as shown in the same figure (No.). Also,
If the motor voltage when the excitation current IM becomes vM', this and the motor voltage v when the specified excitation current flows
As is clear from FIG. 9, the ratio VM'/VM with M takes a value of 2 to 5, indicating that a voltage as large as 2 to 3 times the rated voltage is generated.

この電圧上昇は電動機の絶縁に悪影響を与えるばかりで
なく、電動機電圧が直接印加される、第10図の如き電
流形インバータの転流ダイオード(D)が過電圧破壊を
引き起こすと云う問題がある。このときダイオードDに
かへる電圧は、転流コンデンサ電圧と電動機電圧との和
で表わされる。なお、以上のような問題は制動モードか
ら駆動モードへの移行時にも、同様に発生するものであ
る。
This voltage increase not only adversely affects the insulation of the motor, but also causes overvoltage breakdown in the commutating diodes (D) of the current source inverter as shown in FIG. 10, to which the motor voltage is directly applied. At this time, the voltage applied to diode D is represented by the sum of the commutating capacitor voltage and the motor voltage. Incidentally, the above-mentioned problems also occur when transitioning from braking mode to driving mode.

したがって、この発明は急峻または頻繁なトルク切換が
行われても電動機電圧の上昇を抑止し電動機やインバー
タの故障を防止し得る制御方式を提供することを目的と
する。
Therefore, it is an object of the present invention to provide a control system that can suppress an increase in motor voltage and prevent failure of the motor and inverter even when sudden or frequent torque switching is performed.

〔問題点を解決するだめの手段〕[Failure to solve the problem]

電流形インバータを介して交流電動機をベクトル制御す
るシステムにおいて、トルク極性の切換わり時点を検出
する検出手段と、この検出々力を所定の時間だけ有効に
する時限手段とを設ける。
A system for vector-controlling an AC motor via a current-source inverter is provided with a detection means for detecting a switching point in torque polarity, and a time limit means for validating this detection force for a predetermined period of time.

〔作用〕[Effect]

上記検出手段にて検出されるトルク極性の切換わり時点
から、上記時限手段にて決まる所定の時間だけはトルク
電流成分を零、すなわち磁化電流成分のみで運転するこ
とにより、電動機電圧の上昇を抑制し、機器の破壊を防
止する。
From the time when the torque polarity detected by the detection means switches, for a predetermined time determined by the time limit means, the torque current component is zero, that is, the motor is operated with only the magnetizing current component, thereby suppressing the increase in motor voltage. and prevent damage to the equipment.

〔実施例〕〔Example〕

第1図はこの発明の実施例を示す構成図である。 FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.

これは第5図と比較すれば明らかなように、制御回路1
6を設けた点が特徴である。
As is clear from a comparison with FIG.
The feature is that 6 is provided.

この制御回路16は具体的には第2図に示されるように
、加算器16a,’+6e, 16f,積分器16b,
ISd,係数器16C,コンパレータISg,ISh,
モノステープルマルチバイブレータ(単K、モノステと
も略称する。)16i,1<SjおよびオアゲートIS
k等より構成される。
Specifically, as shown in FIG. 2, this control circuit 16 includes adders 16a, '+6e, 16f, integrators 16b,
ISd, coefficient unit 16C, comparators ISg, ISh,
Monostaple multivibrator (also abbreviated as Monostaple) 16i, 1<Sj and OR gate IS
It is composed of k, etc.

こ一で、16a〜16eからなる部分は良く知られてい
る負荷トルク推定回路を構成し、第1図のASR6から
の出力17”を時定数T,の積分器16bK与えること
によって速度模少値N′を取り出し、これが第1図のP
G4を介して与えられる速度実際値Nと一致するように
、係数器16cと積分器ISdを動作させることにより
負荷トルクを推定するものである。なお、K + l 
K 2は係数、TJは電動機および負荷の機械時定数の
和を示し、また負荷トルク推定信号TL′は積分器16
dの出力として得ることができる。
The part consisting of 16a to 16e constitutes a well-known load torque estimating circuit, and the speed simulation value is calculated by applying the output 17'' from the ASR 6 shown in Fig. 1 to the integrator 16bK with a time constant T. Take out N', and this is P in Figure 1.
The load torque is estimated by operating the coefficient unit 16c and the integrator ISd so as to match the actual speed value N given via G4. In addition, K + l
K2 is a coefficient, TJ is the sum of the mechanical time constants of the motor and load, and the load torque estimation signal TL' is the integrator 16.
It can be obtained as the output of d.

したがって、この出力TL′と負荷トルク相当II! 
lT*とを加算器16fに図示の如き極性で与えて両者
の差をとり、これをコンバレータ16g,1611にて
所定の設定値と比較することにより、トルク極性の変化
点または切換わり点を検出することができる。モノステ
16i,16jはトルク極性の変化点から一定の時間T
1だけ″″H’レベルとなる信号Bを出力する。速度調
節器(ASR)6ではこの信号Bが″′H#レベルの期
間だけそのスイッチSWが閉成され、これによって出力
の零ホールドが行なわれる。なお、モノステの時間T1
は、インバータの動作モードが変化し終るであろう最小
限の値に設定される。
Therefore, this output TL' corresponds to the load torque II!
lT* is given to the adder 16f with the polarity as shown in the figure, the difference between the two is taken, and this is compared with a predetermined set value in the converters 16g and 1611 to detect the change point or switching point of the torque polarity. can do. The monoste 16i, 16j waits for a certain time T from the point of change in torque polarity.
Outputs a signal B that is at the "H" level by 1. In the speed regulator (ASR) 6, the switch SW is closed only during the period when the signal B is at the H# level, thereby holding the output at zero.
is set to the minimum value at which the operating mode of the inverter will end up changing.

以上の様子を図示すると第3図の如くなる。つまり、駆
動モードから制動モードへの切換わり時点は、例えばコ
ンバレータ16gによって同図(ホ)の如く検出され、
これによってモノステ161の出力Bが同図(へ)の如
く一定期間T1だけ′″H IIとなる。これにより、
As R6の出力がこの期間だけ同図(ト)の如く零ホ
ールド(lT” = 0 )されるため、この期間中は
電動機電流はLMだけ(規定の励磁電流値)となり、し
たがって電動機力率が零になっても、電動機電圧は同図
(ハ)の如く過電圧となることは無く、これは第8図(
ハ)と比較すればその差は明らかである。なお、第3図
(イ)〜(二)については第8図と同様であるので、説
明は省略する。
The above situation is illustrated in FIG. 3. In other words, the switching point from the drive mode to the braking mode is detected by the converter 16g, for example, as shown in FIG.
As a result, the output B of the monoste 161 becomes ''H II for a certain period T1 as shown in the same figure (f).
As the output of As R6 is held at zero (lT" = 0) during this period as shown in the same figure (g), the motor current is only LM (specified excitation current value) during this period, and therefore the motor power factor is Even if the voltage becomes zero, the motor voltage does not become overvoltage as shown in Figure 8 (C), and this is shown in Figure 8 (
The difference is obvious when compared with (c). Note that FIGS. 3(a) to 3(b) are the same as those in FIG. 8, so their explanations will be omitted.

以上は、電動機が駆動モードから制動モードに移行する
場合について説明したが、制動モードから駆動モードに
移行する場合もコンパレータ16hおよびモノステ16
j等により、上記と同様に行なわれる。また、上記では
誘導電動機について説明したが、同期電動機についても
同様にして適用することができる。
The above describes the case where the electric motor shifts from the drive mode to the braking mode. However, when the electric motor shifts from the braking mode to the drive mode, the comparator 16h and monoste 16
j, etc., in the same manner as above. Furthermore, although the induction motor has been described above, the present invention can be similarly applied to a synchronous motor.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

この発明によれば、交流機をベクトル制御するときに急
峻,頻繁なトルク切換わりが発生しても、その時点を迅
速に検出して速度調節器の出力を零ホールドするように
したので、比.較的簡単に電動機における過渡時の過電
圧を抑制することができ、これによって電動機の絶縁劣
化やインバータ内転流グ・rオードの破損等を防止する
ことが可能となる利点がもたらされる。
According to this invention, even if sudden and frequent torque switching occurs when vector controlling an alternating current machine, the point in time is quickly detected and the output of the speed regulator is held at zero. .. It is possible to suppress transient overvoltage in the electric motor relatively easily, and this brings about the advantage that it is possible to prevent insulation deterioration of the electric motor, damage to the commutation electrode in the inverter, etc.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図はこの発明の実施例を示す構成図、第2図は第1
図の制御回路の具体例を示す構成図、第3図はW,1図
の動作を説明するためのタイムチャート、第4図はベク
トル制御方式を説明するためのベクトル図、第5図はベ
クトル制御方式の従来例を示す構成図、第6図は電動機
の動作モードを説明するだめの説明図、第7図は誘導電
動機の等価回路を示す回路図、第8図はトルク切換わり
時の動作を説明するだめのタイムチャート、第9図は励
磁電流と電動機電圧との関係を示すグラフ、第10図は
一般的な電流形インバータ主回路の構成を示す構成図で
ある。 符号説明 1・・・・・・頑変換器(整流器)、2・・・・・・逆
変換器(インバータ)、3・・・・・・交流電動機、4
・・・・・・速度検出器(PG)、5・・・・・・加戎
速パターン発生器、6・・・・・・速度調節器(AsR
)、7・・・・・・固定子電流(1次電流)演算器、8
・・・・・・電流調節器(ACR)、9・・・・・・移
相器、10・・・・・・電流検出器、11・・・・・・
割n器、12・・・・・・ベクトル演算器、13・・・
・・・角度演算器、14・・・・・・角度加算器、15
・・・・・・パルス分配器、i 6−−−−−−制御回
路、16a,16e,L6f・・・・・・加算器、16
b,16d・・・・・・積分器、16c・・・・・・係
Fl.器、1 6g, i 6h・・・・・・コンバレ
ータ、16i+i6j・・・・・・モノステ、16k・
・・・・・オアゲ−ト、sw・・・・・・スイッチ。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士松 崎    漬 第1図 速度請足 第2図 16をLSI口語 第3図 第4図 β 第5図 第9図 第10図 ,?.イソバータ
FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of this invention, and FIG.
Figure 3 is a block diagram showing a specific example of the control circuit shown in Figure 3. Figure 3 is a time chart for explaining the operation of Figure 1. Figure 4 is a vector diagram for explaining the vector control method. Figure 5 is a vector diagram for explaining the vector control method. A configuration diagram showing a conventional example of the control system, Fig. 6 is an explanatory diagram to explain the operating mode of the motor, Fig. 7 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of an induction motor, and Fig. 8 shows operation when torque is switched. FIG. 9 is a graph showing the relationship between excitation current and motor voltage, and FIG. 10 is a configuration diagram showing the configuration of a general current source inverter main circuit. Symbol explanation 1... Rigid converter (rectifier), 2... Inverse converter (inverter), 3... AC motor, 4
... speed detector (PG), 5 ... jerking speed pattern generator, 6 ... speed regulator (AsR
), 7...Stator current (primary current) calculator, 8
... Current regulator (ACR), 9 ... Phase shifter, 10 ... Current detector, 11 ......
Divider, 12... Vector operator, 13...
...Angle calculator, 14...Angle adder, 15
......Pulse distributor, i 6-----Control circuit, 16a, 16e, L6f...Adder, 16
b, 16d... Integrator, 16c... Fl. Equipment, 1 6g, i 6h... Converter, 16i+i6j... Monoste, 16k.
...or gate, sw...switch. Agent Patent attorney Akio Namiki Agent Patent attorney Tsuke Matsuzaki Figure 1 Speed test Figure 2 Figure 16 LSI colloquial Figure 3 Figure 4 Figure β Figure 5 Figure 9 Figure 10,? .. isoverter

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1)少なくとも順変換器および逆変換器からなる電流形
インバータを介して駆動される交流電動機の電流ベクト
ルを電動機磁束ベクトル軸に平行な磁化電流成分とこれ
と直角なトルク電流成分とに分解して制御すべく順変換
器制御系および逆変換器制御系とこれら両制御系に対し
てトルク電流指令値を与える速度調節器とを備えてなる
交流電動機のベクトル制御方式において、 トルク極性の切換わり時点を検出する検出手段と、 該検出々力を所定の時間だけ有効にする時限手段と、 を設け、トルク極性の切換わり時点から該時限手段にて
決まる所定の時間だけ前記速度調節器の出力を零ホール
ドすることを特徴とする交流電動機のベクトル制御方式
[Claims] 1) The current vector of an AC motor driven through a current source inverter consisting of at least a forward converter and an inverse converter is divided into a magnetizing current component parallel to the motor magnetic flux vector axis and a torque current perpendicular to this. In a vector control method for an AC motor, the vector control system includes a forward converter control system, an inverse converter control system, and a speed regulator that provides a torque current command value to both of these control systems. A detection means for detecting the time point at which the torque polarity is switched; and a time limit means for validating the detected force for a predetermined time; A vector control method for an AC motor characterized by holding the output of a speed regulator at zero.
JP61140180A 1986-06-18 1986-06-18 Vector control system for ac motor Granted JPS631393A (en)

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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US7607827B2 (en) * 2004-03-19 2009-10-27 Nissan Motor Co., Ltd. Temperature detection device, temperature detection method, and computer-readable computer program product containing temperature detection program
CN105680734A (en) * 2016-03-29 2016-06-15 无锡市大元广盛电气股份有限公司 Dual-motor synchronous driving system and algorithm

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JPS58107083A (en) * 1981-12-18 1983-06-25 Hitachi Ltd Driving regenerative converting power supply device

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