JPS63110830A - 帯域分割符号化復号化装置 - Google Patents
帯域分割符号化復号化装置Info
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- JPS63110830A JPS63110830A JP25733186A JP25733186A JPS63110830A JP S63110830 A JPS63110830 A JP S63110830A JP 25733186 A JP25733186 A JP 25733186A JP 25733186 A JP25733186 A JP 25733186A JP S63110830 A JPS63110830 A JP S63110830A
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 29
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- 238000012952 Resampling Methods 0.000 description 15
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- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は音声／音楽等の信号の帯域圧縮技術に関する。
（従来の技術）
従来の帯域圧縮技術としては適応差分ＰＣＭ符号化方法
および適応差分ＰＣＭ（ＡＤＰＣＭ）符号化方法を一部
に採用した帯域分割符号化方法が有名で、これ等に関す
る概説としては１９７９年４月発行なのアイ・イー、イ
ー、イートランザクションズオンコミュニケー シ
ョ ン ズ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉ
ｏｎｓ ｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）誌、７１
０頁−７３７頁に詳しい。以下、必要となる範囲に限っ
て適応差分ＰＣＭ符号化方式と帯域分割符号化（ＳＢＣ
）方式について述べる。
および適応差分ＰＣＭ（ＡＤＰＣＭ）符号化方法を一部
に採用した帯域分割符号化方法が有名で、これ等に関す
る概説としては１９７９年４月発行なのアイ・イー、イ
ー、イートランザクションズオンコミュニケー シ
ョ ン ズ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉ
ｏｎｓ ｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）誌、７１
０頁−７３７頁に詳しい。以下、必要となる範囲に限っ
て適応差分ＰＣＭ符号化方式と帯域分割符号化（ＳＢＣ
）方式について述べる。
以下適応差分ＰＣＭ符号化方式をＡＤＰＣＭ、帯域分割
符号化方式をＳＢＣと呼ぶ。第２図はＡＤＰＣＭ符号化
及び復号化方法を示したもので、入力信号端子１、減算
器２、量子化器３、逆量子化器４、加算器５、予測器６
および符号出力端子７からなるＡＤＰＣＭ符号化器と符
号入力端子８、逆量子化器９、加算器１０、予測器１１
および出力端子１２からなるＡＤＰＣＭ復号化器とを示
している。
符号化方式をＳＢＣと呼ぶ。第２図はＡＤＰＣＭ符号化
及び復号化方法を示したもので、入力信号端子１、減算
器２、量子化器３、逆量子化器４、加算器５、予測器６
および符号出力端子７からなるＡＤＰＣＭ符号化器と符
号入力端子８、逆量子化器９、加算器１０、予測器１１
および出力端子１２からなるＡＤＰＣＭ復号化器とを示
している。
量子化器３は入力信号がＭビット長で表示されている場
合、出力信号としてＭより小さいＮビット長出力信号を
得る回路で、入力信号を２Ｎ−１個の閾値を用いて判定
し、判定結果をＮビットで出力するものである。つまり
、ある標本時刻ｊでの量子化幅をΔｊ、この時の入力信
号ｘｊが ｎｊ・Δｊ＜ ＸＪ ＜（ｎ３ ＋ １）・Δｊ。
合、出力信号としてＭより小さいＮビット長出力信号を
得る回路で、入力信号を２Ｎ−１個の閾値を用いて判定
し、判定結果をＮビットで出力するものである。つまり
、ある標本時刻ｊでの量子化幅をΔｊ、この時の入力信
号ｘｊが ｎｊ・Δｊ＜ ＸＪ ＜（ｎ３ ＋ １）・Δｊ。
ｎｊｌ：（０，±１．±２．−・−±（２Ｎ−１−１）
−２Ｎ−１） （１）Ｎ：割当量子化ビット数 であれば、出力信号はｎｊであり、次の標本時刻ｑ＋１
）での量子化幅Δｊ＋１は量子化器入力信号レベルに応
じて次式を用いて圧伸させる。
−２Ｎ−１） （１）Ｎ：割当量子化ビット数 であれば、出力信号はｎｊであり、次の標本時刻ｑ＋１
）での量子化幅Δｊ＋１は量子化器入力信号レベルに応
じて次式を用いて圧伸させる。
Δｊ＋ドΔ１３ｊ−Ｍ（ｎｊ） （
２）ただし、ここでＭ（ｎｊ）はｎｊにより一意的に定
まる乗数であり、８ｋＨｚ″Ｃ−標本化された音声信号
を４ビツト（Ｎ＝４）に符号化する場合に用いられる乗
数の一例を表１に示す。以下Δｊを量子化ステップサイ
ズ係数と呼ぶ。
２）ただし、ここでＭ（ｎｊ）はｎｊにより一意的に定
まる乗数であり、８ｋＨｚ″Ｃ−標本化された音声信号
を４ビツト（Ｎ＝４）に符号化する場合に用いられる乗
数の一例を表１に示す。以下Δｊを量子化ステップサイ
ズ係数と呼ぶ。
表 １
式（２）においてはｐは１より小さい正定数に定めてお
けば、予測器が時不変フィルタである限りは的の演算が
過去の量子化幅をリークさせる作用があるため伝送路ビ
ット誤りに対して強くなる事が知られており、詳しくは
１９７５年アイ・イー・イー・イー（ＩＥＥＥ）発行な
のトランザクションズオンコミュニケーションズ（Ｔｒ
ａｎｓａｃｉｔｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎｓ）誌第１３６２頁〜第１３６５頁を参照されたい
。逆量子化器４及び９は前記量子化器３のＮビット出力
信号、および伝送されて来たＮビット量子化器出力信号
が入力されると、前記閾値に対してＮビットの再生入力
信号を出力するもので Ｘｊ ” ｎｊΔ＋０．５Δｊ（３） により伝送信号を逆量子化する。予測器６およびとなる
。ここで（ａ’、 １ｉ＝１．・・・・、ｋ）は時刻ｊ
の予測係数と呼ばれており時刻ｊにおける予測器入力信
号をＸｊ、逆量子化器出力信号もとすれば、８．２を最
小とする様に各係数を変化させる。つまり、各係数はぐ
＝（１−δ）ａ： ＋ｇ−ｅｊ−ｘｊ−ｉ
（５）として時々刻々変化するものである。ここでδ
及びｇは１より小正定数である。
けば、予測器が時不変フィルタである限りは的の演算が
過去の量子化幅をリークさせる作用があるため伝送路ビ
ット誤りに対して強くなる事が知られており、詳しくは
１９７５年アイ・イー・イー・イー（ＩＥＥＥ）発行な
のトランザクションズオンコミュニケーションズ（Ｔｒ
ａｎｓａｃｉｔｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎｓ）誌第１３６２頁〜第１３６５頁を参照されたい
。逆量子化器４及び９は前記量子化器３のＮビット出力
信号、および伝送されて来たＮビット量子化器出力信号
が入力されると、前記閾値に対してＮビットの再生入力
信号を出力するもので Ｘｊ ” ｎｊΔ＋０．５Δｊ（３） により伝送信号を逆量子化する。予測器６およびとなる
。ここで（ａ’、 １ｉ＝１．・・・・、ｋ）は時刻ｊ
の予測係数と呼ばれており時刻ｊにおける予測器入力信
号をＸｊ、逆量子化器出力信号もとすれば、８．２を最
小とする様に各係数を変化させる。つまり、各係数はぐ
＝（１−δ）ａ： ＋ｇ−ｅｊ−ｘｊ−ｉ
（５）として時々刻々変化するものである。ここでδ
及びｇは１より小正定数である。
以下第２図に従ってＡＤＰＣＭ符号化、復号化方法を述
べる。時刻ｊにおける入力信号標本値Ｘｊが端子１から
ＡＤＰＣＭ符号化器に入力されると、減算器２により入
力信号Ｘｊと予測器６の出力信号萄の差が計算され、誤
差信号ｅｊとして量子化器３へ入力される。
べる。時刻ｊにおける入力信号標本値Ｘｊが端子１から
ＡＤＰＣＭ符号化器に入力されると、減算器２により入
力信号Ｘｊと予測器６の出力信号萄の差が計算され、誤
差信号ｅｊとして量子化器３へ入力される。
量子化器３は前述した様に町をＮビットの符号ｎｊに変
換し、端子７から出力されると同時に逆量子化器４へ入
力される。逆量子化器４ではｎｊよりＭビットの誤差信
号角を再生する。再生された誤差信号角と予測器６の出
力角は加算器５により加え合せられ局部復号信号９ｊを
再生する。
換し、端子７から出力されると同時に逆量子化器４へ入
力される。逆量子化器４ではｎｊよりＭビットの誤差信
号角を再生する。再生された誤差信号角と予測器６の出
力角は加算器５により加え合せられ局部復号信号９ｊを
再生する。
この後、量子化器３、逆量子化器４の量子化幅及び予測
器６の係数は前述した様に次の入力信号の符号化を行な
うために修正される。前述したように予測器の係数修正
は誤差信号ｅｊのパワー、つまり鵠を最小化する様に修
正されるため、ｅｊ倍信号Ｘｊ倍信号比べてダイナミッ
ク・レンジが小さくなり、同一ビットで符号化する事を
考えれば小さくなった分だけ量子化器３によって発生す
る誤差も小さくなり、精度よく符号化できる事になる。
器６の係数は前述した様に次の入力信号の符号化を行な
うために修正される。前述したように予測器の係数修正
は誤差信号ｅｊのパワー、つまり鵠を最小化する様に修
正されるため、ｅｊ倍信号Ｘｊ倍信号比べてダイナミッ
ク・レンジが小さくなり、同一ビットで符号化する事を
考えれば小さくなった分だけ量子化器３によって発生す
る誤差も小さくなり、精度よく符号化できる事になる。
一方復号器では、受信された量子化符号ｎｊが端子８か
ら入力され、逆量子化器９により再生誤差信号６ｊを発
生する。この舅と予測器１１の出力角は加算器１０によ
り加算され角を合成して、出力端子１２へ出力し、かつ
予測器１１へ次の標本時刻の予測を行なうために加える
。復号器側でも量子化符号ｎｊもしくは誤差信号もより
、逆量子化器の量子化幅を時々刻々変化させ、かつ角と
角の差、つまり、２．のパワーを最小化する様に予測器
１１の係数を変化させる。
ら入力され、逆量子化器９により再生誤差信号６ｊを発
生する。この舅と予測器１１の出力角は加算器１０によ
り加算され角を合成して、出力端子１２へ出力し、かつ
予測器１１へ次の標本時刻の予測を行なうために加える
。復号器側でも量子化符号ｎｊもしくは誤差信号もより
、逆量子化器の量子化幅を時々刻々変化させ、かつ角と
角の差、つまり、２．のパワーを最小化する様に予測器
１１の係数を変化させる。
符号化器と復号化器では、逆量子化器４，９および予測
器６，１１の内部状態が一致しておれば、符号化器ｌ復
号化器のも２％、角の値は一致する。このため符号器と
復号器が距離的に離れて設けられていても端子１に加わ
る入力信号Ｘｊと端子１２から出力されるＸｊはほとん
ど同一の値を取ることになる。
器６，１１の内部状態が一致しておれば、符号化器ｌ復
号化器のも２％、角の値は一致する。このため符号器と
復号器が距離的に離れて設けられていても端子１に加わ
る入力信号Ｘｊと端子１２から出力されるＸｊはほとん
ど同一の値を取ることになる。
また、従来のＳＢＣの１つの方法を第３図に示す。
第３図は信号の全帯域を２つのサブ・バンドに分割する
方法を示しており、端子１から入力された信号は標本化
周波数の１７４の周波数を遮断周波数としてそれぞれ持
つ高域通過フィルタ２１および低域通過フィルタ２２へ
入力される。低域通過フィルタ２２の出力は標本化周波
数の１／４以上の高域成分を含まないため、標本化速度
を１／２に低減させることが可能で、再標本スイッチ２
４により標本化速度を端子１に加えられた信号の１／２
にする。同様に高域通過フィルタ２１の出力は帯域内の
低減半分はゼロとなるため高域に片寄った高域通過フィ
ルタ２１の出力信号を再標本スイッチ２３で１／２に再
標本化することにより、高域側スペクトルが低域側に折
り返された形のスペクトラムを持つ折返しスペクトル信
号となる。この再本化の原理の詳細については前述した
第１の文献を参照されたい。再標本スイッチ２３及び２
４の出力は従来のＡＤＰＣＭ符号化の方法で説明したＡ
ＤＰＣＭ符号器２５および２６へ各々入力され、符号化
される。ＡＤＰＣＭ符号器２５および２６から出力され
た符号は多重化回路２７により１本の符号信号として端
子７より伝送され、ＳＢＣの符号化側信号となる。これ
に対し、ＳＢＣの復号化側では端子８より受信された高
域側符号および低域側符号が多重化されている符号信号
を、再標本化スイッチ３１をおよび３２により各々高域
側符号信号と低減側符号に分離し、ＡＤＰＣＭ ｆｆ号
器３３および３４に各々入力する。
方法を示しており、端子１から入力された信号は標本化
周波数の１７４の周波数を遮断周波数としてそれぞれ持
つ高域通過フィルタ２１および低域通過フィルタ２２へ
入力される。低域通過フィルタ２２の出力は標本化周波
数の１／４以上の高域成分を含まないため、標本化速度
を１／２に低減させることが可能で、再標本スイッチ２
４により標本化速度を端子１に加えられた信号の１／２
にする。同様に高域通過フィルタ２１の出力は帯域内の
低減半分はゼロとなるため高域に片寄った高域通過フィ
ルタ２１の出力信号を再標本スイッチ２３で１／２に再
標本化することにより、高域側スペクトルが低域側に折
り返された形のスペクトラムを持つ折返しスペクトル信
号となる。この再本化の原理の詳細については前述した
第１の文献を参照されたい。再標本スイッチ２３及び２
４の出力は従来のＡＤＰＣＭ符号化の方法で説明したＡ
ＤＰＣＭ符号器２５および２６へ各々入力され、符号化
される。ＡＤＰＣＭ符号器２５および２６から出力され
た符号は多重化回路２７により１本の符号信号として端
子７より伝送され、ＳＢＣの符号化側信号となる。これ
に対し、ＳＢＣの復号化側では端子８より受信された高
域側符号および低域側符号が多重化されている符号信号
を、再標本化スイッチ３１をおよび３２により各々高域
側符号信号と低減側符号に分離し、ＡＤＰＣＭ ｆｆ号
器３３および３４に各々入力する。
ＡＤＰＣＭ復号器３３および３４で復号された標本化信
号は各々スイッチ３５および３６により標本化信号と標
本化信号の間にゼロの値を挿入し、標本化速度を倍にし
た信号とする。この様にゼロを標本点間に挿入した信号
の性質の詳細は前述の第１の文献に詳しいが、ゼロから
標本化周波数の１７４まで標本点間にゼロを挿入される
前の周波数スペクトルと同じものが、また標本化周波数
の１／４から１／２までは前記スペクトルを反転したも
のが得られる。このためスイッチ３５の出力信号の場合
は、前述したように符号器側の再標本スイッチ２３によ
り端子１より加えられた信号の高域成分が低減周波数に
スペクトル反転されて得られる信号のＡＤＰＣＭ復号信
号に対して標本点間へのゼロ挿入を行なわれたものであ
るから、スイッチ３５の出力信号は、標本化周波数の１
／４から１／２までには端子１に加えられた信号の高域
成分とほぼ同じスペクトルを持つ。また、スイッ千３６
の出力信号は、同様に端子１より加えられた信号の低域
成分が符号器側の再標本スイッチ２４により低域周波数
成分だけとなった１／２標本化速度信号のＡＤＰＣＭ復
号信号に対して標本点間へのゼロお挿入を行なったもの
であるから、スイッチ３６の出力信号はゼロから標本化
周波数の１／４までには端子１に加えられた信号の低域
成分とほぼ同じスペクトルを持つ。このため、スイッチ
３５の出力は高域通過フィルタ３７により、またスイッ
チ３６の出力は低域通過フィルタ３８により、各々端子
１への入力信号とほぼ同じスペクトルを有する高域およ
び低域成分の部分だけ抽出し、その抽出結果を加算器３
９により加え合せる。この様にして端子１に加えられた
信号の復号信号を端子１２に得る。
号は各々スイッチ３５および３６により標本化信号と標
本化信号の間にゼロの値を挿入し、標本化速度を倍にし
た信号とする。この様にゼロを標本点間に挿入した信号
の性質の詳細は前述の第１の文献に詳しいが、ゼロから
標本化周波数の１７４まで標本点間にゼロを挿入される
前の周波数スペクトルと同じものが、また標本化周波数
の１／４から１／２までは前記スペクトルを反転したも
のが得られる。このためスイッチ３５の出力信号の場合
は、前述したように符号器側の再標本スイッチ２３によ
り端子１より加えられた信号の高域成分が低減周波数に
スペクトル反転されて得られる信号のＡＤＰＣＭ復号信
号に対して標本点間へのゼロ挿入を行なわれたものであ
るから、スイッチ３５の出力信号は、標本化周波数の１
／４から１／２までには端子１に加えられた信号の高域
成分とほぼ同じスペクトルを持つ。また、スイッ千３６
の出力信号は、同様に端子１より加えられた信号の低域
成分が符号器側の再標本スイッチ２４により低域周波数
成分だけとなった１／２標本化速度信号のＡＤＰＣＭ復
号信号に対して標本点間へのゼロお挿入を行なったもの
であるから、スイッチ３６の出力信号はゼロから標本化
周波数の１／４までには端子１に加えられた信号の低域
成分とほぼ同じスペクトルを持つ。このため、スイッチ
３５の出力は高域通過フィルタ３７により、またスイッ
チ３６の出力は低域通過フィルタ３８により、各々端子
１への入力信号とほぼ同じスペクトルを有する高域およ
び低域成分の部分だけ抽出し、その抽出結果を加算器３
９により加え合せる。この様にして端子１に加えられた
信号の復号信号を端子１２に得る。
（発明が解決しようとする問題点）
従来のＳＢＣ符号化方式は、高域もしくは低域に信号成
分が偏在している場合に効率が良く、ＡＤＰＣＭの量子
化ビット数の配分を固定している場合、偏在する信号成
分に対してのみ良い特性の符号化が可能あり、他の信号
成分に対しては、特性が劣化する。ＡＤＰＣＭの量子化
ビット数の配分を変化させる場合にこの変化の情報を伝
送するのでは伝送効率が低下する。
分が偏在している場合に効率が良く、ＡＤＰＣＭの量子
化ビット数の配分を固定している場合、偏在する信号成
分に対してのみ良い特性の符号化が可能あり、他の信号
成分に対しては、特性が劣化する。ＡＤＰＣＭの量子化
ビット数の配分を変化させる場合にこの変化の情報を伝
送するのでは伝送効率が低下する。
本発明の目的は、このような従来の欠点を除去し、各帯
域に割り当てられるビット数を可変にすると同時に各帯
域に割り当てられるビット数に関する情報を伝送する必
要のない符号化効率の良い帯域分割符号化復号化方式を
提供することにある。
域に割り当てられるビット数を可変にすると同時に各帯
域に割り当てられるビット数に関する情報を伝送する必
要のない符号化効率の良い帯域分割符号化復号化方式を
提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
本発明によれば、標本化されディジタル化された入力信
号を複数（Ｍ）チャンネルの周波数帯域に分割し、各帯
域分割された符号を標本化速度を１／Ｍ２＝し、前記複
数（Ｍ）個の信号列に対し、各々後述するビット配分に
より量子化ビット数を変化させ適応差分ＰＣＭ符号化を
行ない、各チャンネルの適応差分ＰＣＭ符号器のステッ
プサイズにより各チャンネルのビット配分を決定し、前
記帯域毎に符号化された信号を多重化して伝送し、受信
側においては、前記多重化された信号を受信し、後述す
るビット配分に応じて帯域毎の符号に分割し、前記各符
号信号より後述するビット配分により量子化ビット数を
変化させ適応差分ＰＣＭ復号化を行なって複数（Ｍ）個
の標本化復号信号列に復号し、各チャンネルの適応差分
ＰＣＭ復号器のステップサイズにより各チャンネルのビ
ット配分を決定し、前記複数（Ｍ）個の復号信号の標本
化速度を上げて不要スペクトラムを消去し、前記信号列
を合成することにより、一本の復号信号を出力する方法
で、ビット配分の情報を伝送する必要のないことを特徴
とする帯域分割符号化復号化方式が得られる。また、装
置としては、標本化により得られたディジタル入力信号
を、複数（Ｍ）チャンネルの周波数帯域に分割するフィ
ルタバンクと、各分割された信号の標本化速度を１／Ｍ
とするスイッチと、後述するビット配分により量子化ビ
ット数を変化させ符号化を行なう適応差分ＰＣＭ符号回
路と、各チャンネルの適応差分ＰＣＭ符号回路のステッ
プサイズ係数を監視して各チャンネルのビット配分を決
定するビット配分決定回路と、各チャンネルの適応差分
ＰＣＭ符号回路からの信号を多重化し送出する符号多重
化回路からなる送信側帯域分割符号化器が得られる。前
記送信側帯域分割符号化器より受信した符号多重化信号
を後述するビット配分に応じて各複数（Ｍ）チャンネル
の符号に分割するスイッチと前記各符号より後述するビ
ット配分により量子化ビット数を変化させて復号化を行
なう複数（Ｍ）個の適応差分ＰＣＭ復号回路と、前記複
数（Ｍ）個の復号信号の標本化速度を上げて不要スペク
トラムを消去するスイッチと前記信号列を合成する加算
器からなる受信側帯域分割復号化器が得られる。
号を複数（Ｍ）チャンネルの周波数帯域に分割し、各帯
域分割された符号を標本化速度を１／Ｍ２＝し、前記複
数（Ｍ）個の信号列に対し、各々後述するビット配分に
より量子化ビット数を変化させ適応差分ＰＣＭ符号化を
行ない、各チャンネルの適応差分ＰＣＭ符号器のステッ
プサイズにより各チャンネルのビット配分を決定し、前
記帯域毎に符号化された信号を多重化して伝送し、受信
側においては、前記多重化された信号を受信し、後述す
るビット配分に応じて帯域毎の符号に分割し、前記各符
号信号より後述するビット配分により量子化ビット数を
変化させ適応差分ＰＣＭ復号化を行なって複数（Ｍ）個
の標本化復号信号列に復号し、各チャンネルの適応差分
ＰＣＭ復号器のステップサイズにより各チャンネルのビ
ット配分を決定し、前記複数（Ｍ）個の復号信号の標本
化速度を上げて不要スペクトラムを消去し、前記信号列
を合成することにより、一本の復号信号を出力する方法
で、ビット配分の情報を伝送する必要のないことを特徴
とする帯域分割符号化復号化方式が得られる。また、装
置としては、標本化により得られたディジタル入力信号
を、複数（Ｍ）チャンネルの周波数帯域に分割するフィ
ルタバンクと、各分割された信号の標本化速度を１／Ｍ
とするスイッチと、後述するビット配分により量子化ビ
ット数を変化させ符号化を行なう適応差分ＰＣＭ符号回
路と、各チャンネルの適応差分ＰＣＭ符号回路のステッ
プサイズ係数を監視して各チャンネルのビット配分を決
定するビット配分決定回路と、各チャンネルの適応差分
ＰＣＭ符号回路からの信号を多重化し送出する符号多重
化回路からなる送信側帯域分割符号化器が得られる。前
記送信側帯域分割符号化器より受信した符号多重化信号
を後述するビット配分に応じて各複数（Ｍ）チャンネル
の符号に分割するスイッチと前記各符号より後述するビ
ット配分により量子化ビット数を変化させて復号化を行
なう複数（Ｍ）個の適応差分ＰＣＭ復号回路と、前記複
数（Ｍ）個の復号信号の標本化速度を上げて不要スペク
トラムを消去するスイッチと前記信号列を合成する加算
器からなる受信側帯域分割復号化器が得られる。
（作用）
各複数（Ｍ）チャネルの適応差分ＰＣＭ符号回路及び各
複数（Ｍ）チャネルの適応差分ＰＣＭ復号回路のスップ
サイズを監視して各複数（Ｍ）チャネルのビット配分を
決定するビット配分決定回路を設けたことにより、ビッ
ト配分情報を通信する必要なしに高効率で信号に応じた
符号化復号化が可能となり信号対雑音比が改善される。
複数（Ｍ）チャネルの適応差分ＰＣＭ復号回路のスップ
サイズを監視して各複数（Ｍ）チャネルのビット配分を
決定するビット配分決定回路を設けたことにより、ビッ
ト配分情報を通信する必要なしに高効率で信号に応じた
符号化復号化が可能となり信号対雑音比が改善される。
（実施例）
図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す図である。第１図にお
いて、１は入力端子、２１は高域通過フィルタ、２２は
低域通過フィルタ、２３および２４は標本化スイッチ、
２５および２６は量子化ビット数を外部がら与えられる
ＡＤＰＣＭ符号化回路、５１はビット配分決定回路、２
７は符号多重化回路、７は送信端子である。
いて、１は入力端子、２１は高域通過フィルタ、２２は
低域通過フィルタ、２３および２４は標本化スイッチ、
２５および２６は量子化ビット数を外部がら与えられる
ＡＤＰＣＭ符号化回路、５１はビット配分決定回路、２
７は符号多重化回路、７は送信端子である。
また第１図において、８は受信端子、３１および３２は
再標本化スイッチ、３３および３４はＡＤＰＣＭ復号化
回路、６１はビット配分決定回路、３５および３６は零
挿入スイッチ、３７は高域通過フィルタ、３８低域通過
フィルタ、３９は加算器、１２は出力端子である。
再標本化スイッチ、３３および３４はＡＤＰＣＭ復号化
回路、６１はビット配分決定回路、３５および３６は零
挿入スイッチ、３７は高域通過フィルタ、３８低域通過
フィルタ、３９は加算器、１２は出力端子である。
ビット配分決定回路５１は、ある標本時間ｊの高域用適
応差分ＰＣＭのステップサイズ係数Δｈｊと低域用適応
差分ＰＣＭのステップサイズ係数Δｌｊを比較して、ビ
ット配分を決定する。このビット配分の一例を符号化８
ｂｉｔの場合について表２に示す。
応差分ＰＣＭのステップサイズ係数Δｈｊと低域用適応
差分ＰＣＭのステップサイズ係数Δｌｊを比較して、ビ
ット配分を決定する。このビット配分の一例を符号化８
ｂｉｔの場合について表２に示す。
表２
各適応差分ＰＣＭ符号化回路２５・２６はビット配分決
定回路５１からのビット配分パラメタを受は取り量子化
ステップ数を変更して符号化を行なう。符号化器と復号
化器では、高域用ＡＤＰＣＭ符号器２５と高域用ＡＤＰ
ＣＭ復号器３３及び低域用ＡＤＰＣＭ符号器２６と低域
用ＡＤＰＣＭ復号器３４部内のステップサイズ係数が同
一の値を取るので、符号器側から復号器側にビット配分
パラメタを送る必要がなく、復号器側にビット配分決定
回路を設ければよい。
定回路５１からのビット配分パラメタを受は取り量子化
ステップ数を変更して符号化を行なう。符号化器と復号
化器では、高域用ＡＤＰＣＭ符号器２５と高域用ＡＤＰ
ＣＭ復号器３３及び低域用ＡＤＰＣＭ符号器２６と低域
用ＡＤＰＣＭ復号器３４部内のステップサイズ係数が同
一の値を取るので、符号器側から復号器側にビット配分
パラメタを送る必要がなく、復号器側にビット配分決定
回路を設ければよい。
以下に信号の流れを第１図を用いて説明する。端子１か
ら入力された信号は標本化周波数の１／４の周波数を遮
断周波数としてそれぞれ持つ高域通過フィルタ２１およ
び低域通過フィルタ２２へ入力される。
ら入力された信号は標本化周波数の１／４の周波数を遮
断周波数としてそれぞれ持つ高域通過フィルタ２１およ
び低域通過フィルタ２２へ入力される。
低域通過フィルタ２２の出力は標本化周波数の１／４以
上の高域成分を含まないため、標本化速度を１／２以上
に低減させることが可能で、再標本スイッチ２４により
標本化速度を端子１に加えられた信号の１／２にする。
上の高域成分を含まないため、標本化速度を１／２以上
に低減させることが可能で、再標本スイッチ２４により
標本化速度を端子１に加えられた信号の１／２にする。
同様に高域通過フィルタ２１の出力は帯域内の低域半分
はゼロとなるため高域に片寄った高域通過フィルタ２１
の出力信号を再標本スイッチ２３で１／２に再標本化す
ることにより、高域側スペクトルが低域側に折り返され
た形のスペクトラムを持つ折り返しスペクトル信号とな
る。この再標本化の原理の詳細については前述した第１
の文献を参照されたい。再標本スイッチ２３及び２４の
出力は従来のＡＤＰＣＭ符号化の方法で説明した高域用
ＡＤＰＣＭ符号器２５および低域用２６へ各々入力され
る。このときに、ビット配分決定回路５１は、高域用Ａ
ＤＰＣＭ符号器２５のステップサイズ係数Δｈｊおよび
低域用ＡＤＰＣＭ符号器２６のステップサイズ係数Δ１
ｊを比較し、表２に示すように、高域用ＡＤＰＣＭ符号
器２５の量子化ピッ）ｂｈおよび低域用ＡＤＰＣＭ符号
器２６の量子化ビット数ｂｅを決定する。ＡＤＰＣＭ符
号器２５および２６はビット配分決定回路５１がらの量
子化ビット数ｂｈおよびｂｅに従って符号化を行なう。
はゼロとなるため高域に片寄った高域通過フィルタ２１
の出力信号を再標本スイッチ２３で１／２に再標本化す
ることにより、高域側スペクトルが低域側に折り返され
た形のスペクトラムを持つ折り返しスペクトル信号とな
る。この再標本化の原理の詳細については前述した第１
の文献を参照されたい。再標本スイッチ２３及び２４の
出力は従来のＡＤＰＣＭ符号化の方法で説明した高域用
ＡＤＰＣＭ符号器２５および低域用２６へ各々入力され
る。このときに、ビット配分決定回路５１は、高域用Ａ
ＤＰＣＭ符号器２５のステップサイズ係数Δｈｊおよび
低域用ＡＤＰＣＭ符号器２６のステップサイズ係数Δ１
ｊを比較し、表２に示すように、高域用ＡＤＰＣＭ符号
器２５の量子化ピッ）ｂｈおよび低域用ＡＤＰＣＭ符号
器２６の量子化ビット数ｂｅを決定する。ＡＤＰＣＭ符
号器２５および２６はビット配分決定回路５１がらの量
子化ビット数ｂｈおよびｂｅに従って符号化を行なう。
ＡＤＰＣＭ符号器２５および２６がら出力された符号は
多重化回路２７により１本の符号信号として端子７より
伝送され、ＳＢＣの符号化側信号となる。これに対し、
ＳＢＣの復号化側では端子８より受信された高域側符号
および低域側符号が多重化されている符号信号を、ビッ
ト配分決定回路６１からの高域側ＡＤＰＣＭ復号器３３
の量子化ビット数ｂｈと低域側ＡＤＰＣＭ復号器３４の
量子化ピッ）ｂｒに従って、再標本化スイッチ３１およ
び３２により各々高域側符号と低域側符号に分離し、高
域用ＡＤＰＣＭ復号器３３および低域用ＡＤＰＣＭ復号
器３４に各々入力する。このときに、ビット配分決定回
路６１は、高域用ＡＤＰＣＭ復号器３３のステップサイ
ズ係数Δｈｊおよび低域用ＡＤＰＣＭ復号器３４のステ
ップサイズ係数Δ１ｊを比較し、表２に示すように高域
用ＡＤＰＣＭ復号器３３の量子化ビット数ｂｈおよび低
域用ＡＤＰＣＭ復号器３４の量子化ビット数ｂｅを決定
する。ＡＤＰＣＭ復号器３３および３４はビット配分決
定回路６１からの量子化ビットｂｈおよびｂｅに従って
復号化を行なう。ＡＤＰＣＭ復号器３３および３４で復
号された標本化信号は各々スイッチ３５および３６によ
り標本化信号と標本化信号の間にゼロの値を挿入し、標
本化速度を倍にした信号とする。この様にゼロを標本点
間に挿入した信号の性質を詳細は前述の第１の文献に詳
しいが、ゼロから標本化周波数の１／４までは標本点間
にゼロを挿入される前の周波数スペクトルと同じものが
、また標本化周波数の１／４から１／２までは前記スペ
クトルを反転したものが得られる。このためスイッチ３
５の出力信号の場合は、前述したように符号器側の再標
本スイッチ２３により端子１より加えられた信号の高域
成分が低域周波数にスペクトル反転されて得られる信号
のＡＤＰＣＭ復号信号に対して標本点間へのゼロ挿入を
行なわれたものであるから、スイッチ３５の出力信号は
、標本化周波数の１７４から１７２までには端子１に加
えられた信号の高域成分とほぼ同じスペクトルを持つ。
多重化回路２７により１本の符号信号として端子７より
伝送され、ＳＢＣの符号化側信号となる。これに対し、
ＳＢＣの復号化側では端子８より受信された高域側符号
および低域側符号が多重化されている符号信号を、ビッ
ト配分決定回路６１からの高域側ＡＤＰＣＭ復号器３３
の量子化ビット数ｂｈと低域側ＡＤＰＣＭ復号器３４の
量子化ピッ）ｂｒに従って、再標本化スイッチ３１およ
び３２により各々高域側符号と低域側符号に分離し、高
域用ＡＤＰＣＭ復号器３３および低域用ＡＤＰＣＭ復号
器３４に各々入力する。このときに、ビット配分決定回
路６１は、高域用ＡＤＰＣＭ復号器３３のステップサイ
ズ係数Δｈｊおよび低域用ＡＤＰＣＭ復号器３４のステ
ップサイズ係数Δ１ｊを比較し、表２に示すように高域
用ＡＤＰＣＭ復号器３３の量子化ビット数ｂｈおよび低
域用ＡＤＰＣＭ復号器３４の量子化ビット数ｂｅを決定
する。ＡＤＰＣＭ復号器３３および３４はビット配分決
定回路６１からの量子化ビットｂｈおよびｂｅに従って
復号化を行なう。ＡＤＰＣＭ復号器３３および３４で復
号された標本化信号は各々スイッチ３５および３６によ
り標本化信号と標本化信号の間にゼロの値を挿入し、標
本化速度を倍にした信号とする。この様にゼロを標本点
間に挿入した信号の性質を詳細は前述の第１の文献に詳
しいが、ゼロから標本化周波数の１／４までは標本点間
にゼロを挿入される前の周波数スペクトルと同じものが
、また標本化周波数の１／４から１／２までは前記スペ
クトルを反転したものが得られる。このためスイッチ３
５の出力信号の場合は、前述したように符号器側の再標
本スイッチ２３により端子１より加えられた信号の高域
成分が低域周波数にスペクトル反転されて得られる信号
のＡＤＰＣＭ復号信号に対して標本点間へのゼロ挿入を
行なわれたものであるから、スイッチ３５の出力信号は
、標本化周波数の１７４から１７２までには端子１に加
えられた信号の高域成分とほぼ同じスペクトルを持つ。
また、スイッチ３６の出力信号は、同様に端子１より加
えられた信号の低域成分が符号器側の再標本スイッチ２
４により低域周波数成分だけとなった１／２標本化速度
信号のＡＤＰＣＭ復号信号に対して標本点間へのゼロ挿
入を行なったものであるから、スイッチ３６の出力信号
はゼロから標本化周波数の１／４までには端子１に加え
られた信号の低域成分とほぼ同じスペクトルを持つ。こ
のため、スイッチ３５の出力は高域通過フィルタ３７に
より、またスイッチ３６の出力は低域通過フィルタ３８
により、各々端子１への入力信号とほぼ同じスペクトル
を有する高域および低域成分の部分だけを抽出し、その
抽出結果を加算器３９により加え合わせる。この様にし
て端子１に加えられた信号の復号信号を端子１２に得る
。
えられた信号の低域成分が符号器側の再標本スイッチ２
４により低域周波数成分だけとなった１／２標本化速度
信号のＡＤＰＣＭ復号信号に対して標本点間へのゼロ挿
入を行なったものであるから、スイッチ３６の出力信号
はゼロから標本化周波数の１／４までには端子１に加え
られた信号の低域成分とほぼ同じスペクトルを持つ。こ
のため、スイッチ３５の出力は高域通過フィルタ３７に
より、またスイッチ３６の出力は低域通過フィルタ３８
により、各々端子１への入力信号とほぼ同じスペクトル
を有する高域および低域成分の部分だけを抽出し、その
抽出結果を加算器３９により加え合わせる。この様にし
て端子１に加えられた信号の復号信号を端子１２に得る
。
（発明の効果）
以上の様に本発明に従えば、ビット配分の変更を行なわ
ないＳＢＣ方式に比較して信号対雑音比を改善して入力
信号を効率よく符号化することができる。
ないＳＢＣ方式に比較して信号対雑音比を改善して入力
信号を効率よく符号化することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は従来の適
応差分ＰＣＭ符号化方法を示す図、第３図は従来の帯域
分割符号化方式を示す図である。 第１図において、１・・・入力端子、２１・・・高域通
過フィルタ、２２・・・低域通過フィルタ、２３および
２４・・・標本化スイッチ、２５および２６・・・従来
の適応差分ＰＣＭ符号化回路、５１・・・ビット配分決
定回路、２７・・・符号多重化回路、７・・・送信端子
、８・・・受信端子、３１および３２・・・再標本化ス
イッチ、３３および３４・・・従来の適応差分ＰＣＭ復
号化回路、３５および３６・・・零挿入スイッチ、３７
・・・高域通過フィルタ、３８・・・低域通過フィルタ
、６１・・・ビット配分決定回路、１２・・・出力端子
である。
応差分ＰＣＭ符号化方法を示す図、第３図は従来の帯域
分割符号化方式を示す図である。 第１図において、１・・・入力端子、２１・・・高域通
過フィルタ、２２・・・低域通過フィルタ、２３および
２４・・・標本化スイッチ、２５および２６・・・従来
の適応差分ＰＣＭ符号化回路、５１・・・ビット配分決
定回路、２７・・・符号多重化回路、７・・・送信端子
、８・・・受信端子、３１および３２・・・再標本化ス
イッチ、３３および３４・・・従来の適応差分ＰＣＭ復
号化回路、３５および３６・・・零挿入スイッチ、３７
・・・高域通過フィルタ、３８・・・低域通過フィルタ
、６１・・・ビット配分決定回路、１２・・・出力端子
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、送信側においては、標本化されディジタル化された
入力信号を複数（Ｍ）チャンネルの周波数帯域に分割し
、各帯域分割された符号を標本化速度を１／Ｍとし、前
記複数（Ｍ）個の信号列に対し、各々後述するビット配
分により量子化ビット数を変化させ適応差分ＰＣＭ符号
化を行ない、各チャンネルの適応差分ＰＣＭ符号器のス
テップサイズにより各チャンネルのビット配分を決定し
、前記帯域毎に符号化された信号を多重化して伝送し、
受信側においては、前記多重化された信号を受信し、後
述するビット配分に応じて帯域毎の符号に分割し、前記
各符号信号より後述するビット配分により量子化ビット
数を変化させ適応差分ＰＣＭ復号化を行なって複数（Ｍ
）個の標本化復号信号列に復号し、各チャンネルの適応
差分ＰＣＭ復号器のステップサイズにより各チャンネル
のビット配分を決定し、前記複数（Ｍ）個の復号信号の
標本化速度を上げて不要スペクトラムを消去し、前記信
号列を合成することにより、一本の復号信号を出力する
帯域分割符号化復号化方式。 ２、標本化により得られたディジタル入力信号を、複数
（Ｍ）チャンネルの周波数帯域に分割するフィルタバン
クと、各分割された信号の標本化速度を１／Ｍとするス
イッチと、後述するビット配分により量子化ビット数を
変化させ符号化を行なう適応差分ＰＣＭ符号回路と、各
チャンネルの適応差分ＰＣＭ符号回路のステップサイズ
係数を監視して各チャンネルのビット配分を決定するビ
ット配分決定回路と、各チャンネルの適応差分ＰＣＭ符
号回路からの信号を多重化し送出する符号多重化回路か
らなる送信側帯域分割符号化器。 ３、前記送信側帯域分割符号化器より受信した符号多重
化信号を後述するビット配分に応じて各複数（Ｍ）チャ
ンネルの符号に分割するスイッチと前記各符号より後述
するビット配分により量子化ビット数を変化させて復号
化を行なう複数（Ｍ）個の適応差分ＰＣＭ復号回路と、
前記複数（Ｍ）個の復号信号の標本化速度を上げて不要
スペクトラムを消去するスイッチと前記信号列を合成す
る加算器からなる受信側帯域分割復号化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257331A JPH061916B2 (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 帯域分割符号化復号化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257331A JPH061916B2 (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 帯域分割符号化復号化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63110830A true JPS63110830A (ja) | 1988-05-16 |
| JPH061916B2 JPH061916B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=17304875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61257331A Expired - Lifetime JPH061916B2 (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 帯域分割符号化復号化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH061916B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02199925A (ja) * | 1989-01-27 | 1990-08-08 | Nec Corp | オーディオ信号の蓄積再生方法及び装置 |
| WO1995002925A1 (fr) * | 1993-07-16 | 1995-01-26 | Sony Corporation | Procede et dispositif de codage a haute efficacite, procede et dispositif de decodage a haute efficacite, systeme de codage/decodage et support d'enregistrement a haute efficacite |
| WO1995010886A1 (fr) * | 1993-10-08 | 1995-04-20 | Sony Corporation | Processeur de signaux numeriques, procede de traitement de signaux numeriques et support d'enregistrement de donnees |
| US5530750A (en) * | 1993-01-29 | 1996-06-25 | Sony Corporation | Apparatus, method, and system for compressing a digital input signal in more than one compression mode |
| US5590108A (en) * | 1993-05-10 | 1996-12-31 | Sony Corporation | Encoding method and apparatus for bit compressing digital audio signals and recording medium having encoded audio signals recorded thereon by the encoding method |
| US5717821A (en) * | 1993-05-31 | 1998-02-10 | Sony Corporation | Method, apparatus and recording medium for coding of separated tone and noise characteristic spectral components of an acoustic sibnal |
| US5765126A (en) * | 1993-06-30 | 1998-06-09 | Sony Corporation | Method and apparatus for variable length encoding of separated tone and noise characteristic components of an acoustic signal |
| US5825979A (en) * | 1994-12-28 | 1998-10-20 | Sony Corporation | Digital audio signal coding and/or deciding method |
| US5832424A (en) * | 1993-09-28 | 1998-11-03 | Sony Corporation | Speech or audio encoding of variable frequency tonal components and non-tonal components |
| US6061649A (en) * | 1994-06-13 | 2000-05-09 | Sony Corporation | Signal encoding method and apparatus, signal decoding method and apparatus and signal transmission apparatus |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55135421A (en) * | 1979-04-09 | 1980-10-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Adaptive prediction coding system |
-
1986
- 1986-10-28 JP JP61257331A patent/JPH061916B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55135421A (en) * | 1979-04-09 | 1980-10-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Adaptive prediction coding system |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5590108A (en) * | 1993-05-10 | 1996-12-31 | Sony Corporation | Encoding method and apparatus for bit compressing digital audio signals and recording medium having encoded audio signals recorded thereon by the encoding method |
| US5717821A (en) * | 1993-05-31 | 1998-02-10 | Sony Corporation | Method, apparatus and recording medium for coding of separated tone and noise characteristic spectral components of an acoustic sibnal |
| US5765126A (en) * | 1993-06-30 | 1998-06-09 | Sony Corporation | Method and apparatus for variable length encoding of separated tone and noise characteristic components of an acoustic signal |
| WO1995002925A1 (fr) * | 1993-07-16 | 1995-01-26 | Sony Corporation | Procede et dispositif de codage a haute efficacite, procede et dispositif de decodage a haute efficacite, systeme de codage/decodage et support d'enregistrement a haute efficacite |
| US6104321A (en) * | 1993-07-16 | 2000-08-15 | Sony Corporation | Efficient encoding method, efficient code decoding method, efficient code encoding apparatus, efficient code decoding apparatus, efficient encoding/decoding system, and recording media |
| KR100339324B1 (ko) * | 1993-07-16 | 2002-10-04 | 소니 가부시끼 가이샤 | 고능률부호화방법,고능률부호의복호화방법,고능률부호의부호화장치,고능률부호의복호화장치,및고능률부호화.복호화시스템 |
| US5832424A (en) * | 1993-09-28 | 1998-11-03 | Sony Corporation | Speech or audio encoding of variable frequency tonal components and non-tonal components |
| US5566154A (en) * | 1993-10-08 | 1996-10-15 | Sony Corporation | Digital signal processing apparatus, digital signal processing method and data recording medium |
| WO1995010886A1 (fr) * | 1993-10-08 | 1995-04-20 | Sony Corporation | Processeur de signaux numeriques, procede de traitement de signaux numeriques et support d'enregistrement de donnees |
| US6061649A (en) * | 1994-06-13 | 2000-05-09 | Sony Corporation | Signal encoding method and apparatus, signal decoding method and apparatus and signal transmission apparatus |
| US5825979A (en) * | 1994-12-28 | 1998-10-20 | Sony Corporation | Digital audio signal coding and/or deciding method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH061916B2 (ja) | 1994-01-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |